CN112600431A - 基于mmc的sst新型dab dc-dc变换器的模型预测控制方法 - Google Patents

基于mmc的sst新型dab dc-dc变换器的模型预测控制方法 Download PDF

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程启明
赵淼圳
马信乔
江畅
程尹曼
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Abstract

本发明涉及一种基于MMC的SST新型DAB DC‑DC变换器的模型预测控制方法，该方法根据MMC拓扑结构，对基于MMC的SST新型DAB DC‑DC变换器分别构建MMC交流侧和MMC直流侧的连续域等效数学模型；将单臂单相MMC交流侧的连续域等效数学模型进行离散化；针对MMC交流侧电流选择其模型预测控制策略的价值函数；根据交流侧电流的价值函数和预测模型构建MPC控制器；将单臂单相MMC直流侧的连续域等效数学模型进行离散化；针对MMC环流选择其MPC控制策略的价值函数；根据MMC环流的价值函数和预测模型构建其MPC控制器；利用MPC控制器对进行电容均压控制。与现有技术相比，本发明可在不影响SST的传输性能的情况下实现有效控制。

Description

基于MMC的SST新型DAB DC-DC变换器的模型预测控制方法
技术领域
本发明涉及固态变压器中间隔离级双有源全桥DC-DC变换器新型拓扑及其控制技术领域，尤其是涉及一种基于MMC的SST新型DAB DC-DC变换器的模型预测控制方法。
背景技术
随着风、光、储等新能源的快速发展，大量的分布式能源的接入对电网的安全稳定运行、电能质量以及谐波治理提出了较为严峻的考验。同时电网有限的消纳能力已经成为了限制分布式发电的快速发展的主要因素之一。由于分布式能源受环境、气候、天气的影响较大，输出的功率具有较大的随机性和波动性，通常需要一个具有电流隔离的双向转换器来控制分布式发电与电网之间的功率流。而采用双有源全桥(dual active bridge，DAB)变流器的三级结构固态变压器(solid-state transformer，SST)由于具有功率双向可控的特性，已成为一种作为分布式能源提供智能化接口的有效解决方案之一。三级结构的SST不仅可以为太阳能、风电等分布式能源提供交、直流接口，可以实现多端口电能管理、智能电网电能调度控制等功能，还具有电压变换、无功补偿、电气隔离等优势。固态变压器(SST)作为在未来智能电网中重要的组成部分，其中间隔离级的双有源全桥DC-DC变换器的性能在一定程度上会直接影响SST的传输性能。
然而，传统三级式SST中间隔离级DAB中存在开关管应力过大、传输功率较小、可靠性差的问题。而采用了一种由N个结构相同的DC-DC变换器串联输入并联输出的中间隔离级DAB拓扑存在采用的DC-DC变换器个数应与高电压等级的输电要求相适应的问题，可扩展性和适应性较差。基于模块化多电平转换器的隔离型双向DC-DC换流器将单相模块化多电平技术已逐渐应用于隔离变压器的双侧变流器，扩大了该拓扑的应用范围，但是该拓扑仅采用单个隔离变压器进行电压等级变换，存在在隔离变压器检修时并不具备不间断供电能力的问题。
发明内容
本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种基于MMC的SST新型DAB DC-DC变换器的模型预测控制方法，该方法可较为方便地改变运行方式以适应传输电能的要求，在高频变压器发生故障或按计划进行检修时，具有不间断供电或短时停电即可恢复供电的能力，并能够有效提高供电可靠性。
本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：
一种基于MMC的SST新型DAB DC-DC变换器的模型预测控制方法，该方法包括如下步骤：
S1：根据MMC拓扑结构，对基于MMC的SST新型DAB DC-DC变换器分别构建MMC交流侧和MMC直流侧的连续域等效数学模型；
S2：将单臂单相MMC交流侧的连续域等效数学模型进行离散化；
S3：针对MMC交流侧电流选择交流侧输出电流的预测模型预测控制策略的价值函数；
S4：根据交流侧电流的价值函数和交流侧输出电流的预测模型构建MPC控制器；
S5：将单臂单相MMC直流侧的连续域等效数学模型进行离散化；
S6：针对MMC环流选择环流抑制的预测模型控制策略的价值函数；
S7：根据MMC环流的价值函数和环流抑制的预测模型构建其MPC控制器；
S8：利用步骤S4和步骤S7得到的相应MPC控制器对进行电容均压控制。
步骤S1的具体内容为：
根据单臂单相MMC拓扑结构，基于Kirchhoff定律分别构建出MMC-DAB单侧的单臂单相MMC的数学模型，将各MMC-DAB单侧的单臂单相MMC的数学模型相加获取单臂单相MMC交流侧等效数学模型，将MMC-DAB单侧的单臂单相MMC的数学模型相减获取单臂单相MMC直流侧等效数学模型。
根据单臂单相MMC拓扑结构和Kirchhoff定律，得到的MMC-DAB单侧的单臂单相MMC的数学模型的表达式为：
Figure BDA0002762993770000021
Figure BDA0002762993770000022
式中，L、R分别为MMC的桥臂电感和桥臂电阻；LT、RT分别为DAB隔离变压器交流侧的等效电感和等效电阻；udc为直流侧输入的直流电压；ip、in分别为MMC上桥臂电流和下桥臂电流；up、un分别为上下桥臂投入子模块电压之和；us为交流侧电压；uv为MMC输出电压；is为交流侧输出电流；idiff为MMC桥臂环流。
所述单臂单相MMC交流侧等效数学模型的表达式为：
Figure BDA0002762993770000031
式中，Ls＝LT+L/2，Rs＝RT+R/2。
所述单臂单相MMC直流侧等效数学模型的表达式为：
Figure BDA0002762993770000032
其中，单臂单相MMC桥臂环流idiff为：
Figure BDA0002762993770000033
式中：idc为直流侧电流；iz为桥臂环流谐波分量。
步骤S2中，利用中点欧拉差分的方法，将单臂单相MMC交流侧的连续域等效数学模型进行离散化。
步骤S3中，针对MMC交流侧电流选择交流侧输出电流的预测模型预测控制策略的价值函数的表达式为：
gd＝|izref(k+1)-iz(k+1)|
式中：isrsf(k+1)为k+1时刻的交流侧电流的跟踪参考值，iz(k+1)为k+1时刻的桥臂环流谐波分量。
步骤S4具体包括下列步骤：
41)对MMC桥臂定义子模块的开关函数；
42)获取MMC输出的电压参考值；
43)预测下一个采样周期有限个可能的开关状态；
44)根据每一种开关状态，预测下一个采样周期的交流侧电流is(k+1)的值；
45)计算每一种开关状态所对应的价值函数值；
46)对每一种开关状态所对应的价值函数值进行滚动优化，得出有限个开关状态中价值函数值最小的开关状态；
47)根据MMC-DAB单侧的单相等效电路，获取MMC在k+1时刻上桥臂和下桥臂的电压值。
针对MMC环流选择环流抑制的预测模型控制策略的价值函数的表达式为：
gd＝|izref(k+1)-iz(k+1)|
式中：izref(k+1)为k+1时刻的MMC桥臂环流的参考值，iz(k+1)为k+1时刻的桥臂环流谐波分量。
环流抑制的预测模型的表达式为：
idiff(k+1)＝Cidiff(k+1)+D[2udc-(unref(k+1)+up(k)+udiff)-(unref(k+1)+un(k)+udiff)]
式中：udc为直流侧电压值；idiff(k+1)为k+1时刻MMC桥臂环流，unref(k+1)为最优开关状态所对应的k+1时刻MMC变流器的下桥臂电压值；
Figure BDA0002762993770000041
步骤S7具体包括下列步骤：
71)确定补偿电压udiff有限个状态数；
72)根据udiff的每个状态数，预测出下一个采样周期的内部电流的idiff的值；
73)根据MMC环流选择的MPC控制策略的价值函数，计算每一种开关状态所对应的价值函数值；
74)对每一种开关状态所对应的价值函数值通过滚动优化，获取有限个状态数中价值函数最小的补偿电压值；
75)根据获取的有限个状态数中价值函数最小的补偿电压值计算最终上桥臂、下桥臂的参考电压。
本发明提供的基于MMC的SST新型DAB DC-DC变换器的模型预测控制方法，相较于现有技术至少包括如下有益效果：
一、本发明提出的新型双有源全桥DC-DC变换器的拓扑结构具有较高的调度方便性和灵活可靠性，在正常运行时，可较为方便地改变运行方式以适应传输电能的要求，在一台高频变压器发生故障或按计划进行检修时，具有不间断供电或短时停电即可恢复供电的能力，有效的提高了供电的可靠性；
二、本发明采用的模型预测直接功率控制省略了电流内环，避免了PI控制器参数调整，同时该控制策略可不用依赖于DC-DC变换器精确的系统模型，具有适应性较强的特点；
三、本发明采用的基于独立价值函数的模型预测控制，有效地避免了针对价值函数的权重配置问题，减小了MPC控制器的计算量；
四、本发明采用的采用中点欧拉法将DC-DC变换器的连续域数学模型进行离散化，提高了MPC控制系统的准确性。
附图说明
图1为MMC-SST中间隔离级电路拓扑图；
图2为MMC-DAB单侧的单相等效电路；
图3为FCS-MPC控制系统的基本结构框图；
图4为MMC交流侧电流的MPC策略；
图5为MMC环流的MPC策略实现的流程图；
图6为本发明实施例的目标1的DAB逆变侧的输出电压波形；
图7为本发明实施例的目标1的DAB逆变侧的输出电流波形；
图8为本发明实施例的目标1的MMC子模块的电容电压波形；
图9为本发明实施例的目标1的DAB逆变侧的MMC内部环流波形；
图10为本发明实施例的目标2的DAB整流侧的输出电压波形；
图11为本发明实施例的目标2的DAB整流侧的输出电流波形；
图12为本发明实施例的目标2的MMC子模块的电容电压波形；
图13为本发明实施例的目标2的DAB整流侧的MMC内部环流波形。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都应属于本发明保护的范围。
实施例
本发明涉及一种基于MMC的SST新型DAB DC-DC变换器的模型预测控制方法，该方法包括以下步骤：
步骤一：对基于模块化多电平固态变压器新型双有源全桥DC-DC变换器拓扑结构进行分析。
新型SST中间隔离级DC-DC变换器由3个主要部分组成，如图1所示。它们分别为：
(1)输入侧为两个单臂单相MMC变流器，将SST输入级输出的直流电逆变成高频交流电，输入侧所采用模块化多电平技术具有功耗低、适用范围广、电磁兼容性好、可扩展性强等优点，能有效提高变流器的可靠性和经济性。
(2)中间隔离级输入侧的两个单臂单相MMC变流器分别与两个高频变压器一次侧一端连接，另一端接地。高频变压器将中间隔离级输入侧输出的高频交流电进行电压等级变换。
(3)输出侧为两个单臂单相MMC变流器，将经过高频变压器电压等级变换后的高频交流电整流成直流电。两个单臂单相MMC变流器分别与两个高频变压器的二次侧一端连接，同时高频变压器二次侧另一端接地。
单臂单相MMC变流器由N个子模块与桥臂电感L和桥臂电阻R相互串联构成，每个子模块(sub module，SM)均采用半桥结构，包含两个并联反馈二极管的开关管和一个储能电容。通过调整半桥子模块中上下两个开关器件S1、S2的开通和关断，可实现子模块的投入和切除。当子模块开关管S1开通，S2关断时，子模块输出电压为电容电压。当子模块开关管S2开通，S1关断时，此时子模块的输出电压为0。
SST中间隔离级DC-DC变换器拓扑采用了两台高频变压器，共有两种运行方式，分别为：
(1)两台高频变压器同时投入运行的双变压器运行方式，双变压器互为备用。该运行方式与普通采用单高频变压器的三级式SST中间隔离级相比，传输的容量更大，当一台高频变压器发生故障时，仍具有不间断供电的能力，供电更为可靠。
(2)单台高频变压器投入运行的单变压器运行方式。另一台高频变压器可作为备用的变压器，在一台需要检修时，将备用变压器投入运行，以提高供电的持续性和可靠性。
综上所述，新型双有源全桥DC-DC变换器的拓扑结构具有较高的调度方便性和灵活可靠性。在正常运行时，可较为方便地改变运行方式以适应传输电能的要求。在一台高频变压器发生故障或按计划进行检修时，具有不间断供电或短时停电即可恢复供电的能力，有效的提高了供电的可靠性。
步骤二：图2为MMC-DAB单侧的单臂单相MMC等效电路。图中，L、R分别为MMC的桥臂电感和桥臂电阻；LT、RT分别为DAB隔离变压器交流侧的等效电感和等效电阻；udc为直流侧输入的直流电压；ip、in分别为MMC上桥臂电流和下桥臂电流；up、un分别为上下桥臂投入子模块电压之和；us为交流侧电压；uv为MMC输出电压；is为交流侧输出电流；idiff为MMC桥臂环流。
根据单臂单相MMC拓扑结构和Kirchhoff定律，可得MMC-DAB单侧的单臂单相MMC的数学模型，即单臂单相MMC根据Kirchhoff定律得到的数学模型为：
Figure BDA0002762993770000071
Figure BDA0002762993770000072
将式(1)与式(2)相加可得单臂单相MMC交流侧等效数学模型为：
Figure BDA0002762993770000073
其中，Ls＝LT+L/2，Rs＝RT+R/2。
同理，将式(1)与式(2)相减可得单臂单相MMC直流侧等效数学模型为：
Figure BDA0002762993770000074
其中单臂单相MMC桥臂环流为：
Figure BDA0002762993770000075
式中：idc为直流侧电流；iz为桥臂环流谐波分量。
步骤三：利用中点欧拉差分的方法，将单臂单相MMC交流侧的连续域等效数学模型离散化。由式(3)可得被控量的微分方程为：
Figure BDA0002762993770000076
式中：u、x分别代表MMC系统的输入量、控制量。
中点欧拉法的表达式为：
Figure BDA0002762993770000077
式中：Ts为采样周期。
根据式(7)将MMC的连续域的数学模型式(3)进行离散化处理，可得：
is(k+1)＝Ais(k)+B[(uv(k+1)-uv(k))-(us(k+1)+us(k))] (8)
其中：
Figure BDA0002762993770000081
式中，is(k)、is(k+1)分别为k、k+1时刻交流侧电流；uv(k)、uv(k+1)分别为k、k+1时刻MMC输出电压；us(k)、us(k+1)分别为k、k+1时刻交流侧电压。
由于采样周期Ts较小，可认为在一个采用周期内us(k+1)＝us(k)，可得简化后的交流侧输出电流的预测模型为：
is(k+1)＝Ais(k)+B[(uv(k+1)-uv(k))-2us(k)] (9)
其中：uv(k+1)＝[un(k+1)-up(k+1)]/2。
式中：up(k+1)、un(k+1)分别为k+1时刻MMC上、下上桥臂电压。
步骤四：变流器的模型预测控制一般采用传统的连续状态模型预测控制策略和有限控制集模型预测控制(finite control set MPC，FCS-MPC)策略这两种控制策略。图3为FCS-MPC控制系统的基本结构框图。由图可见，MPC控制策略主要分为预测模型、滚动优化和反馈校正3个部分。图中，x*(k+1)为k+1时刻被控变量x的参考值；g为系统所选取的价值函数值；g(i)为第i个开关状态下价值函数值；S为通过滚动优化筛选出的最优的开关状态；x(k)为k时刻被控变量x的采样值；x(k+1)为经过预测模型进行被控变量预测的预测值。
针对MMC交流侧电流选择其MPC控制策略的价值函数。模型预测控制通过定义一个价值函数，使得输出的交流电流紧紧跟随其参考值。选取的交流侧电流MPC价值函数表示为：
gd＝|izref(k+1)-iz(k+1)| (10)
式中：isrsf(k+1)为交流侧电流的跟踪参考值。交流侧电流的跟踪参考值根据实际要求人为设定。
步骤五：根据交流侧电流的价值函数和交流侧输出电流的预测模型构建MPC控制器。定义子模块的开关函数为：
Figure BDA0002762993770000082
式中：i＝1,2,…,N-1，N表示第i个子模块；Si为第i个子模块的开关函数。
令N为MMC桥臂的子模块个数，假设每个子模块电容电压一直为udc/N，则MMC输出的电压参考值为：
Figure BDA0002762993770000083
式中：up(k+1)、un(k+1)分别为k+1时刻上桥臂、下桥臂电压值；Spi、Sni分别为上桥臂、下桥臂第i个子模块的开关函数。
由于MMC上下桥臂投入的子模块数为N，因此MMC上下桥臂投入的子模块数共有N+1种投切组合，分别为({0,N},{1,N-1},…,{N-1,1}{N,0})。因此跟根据式(12)，MMC交流侧输出电压的预测值uv(k+1)可表示为：
Figure BDA0002762993770000091
图4为MMC交流侧电流的MPC策略实现的流程图。首先，由于MMC的输出电压不能越变，可预测下一个采样周期有限个可能的开关状态；其次，再根据每一种开关状态，预测下一个采样周期的交流侧电流is(k+1)的值；然后，计算出每一种开关状态所对应的价值函数值；最后，通过滚动优化，得出有限个开关状态中价值函数值最小的开关状态。
经过MPC滚动优化后，根据MMC-DAB单侧的单相等效电路，MMC在k+1时刻上桥臂和下桥臂的电压值可表示为：
Figure BDA0002762993770000092
式中：
步骤六：利用中点欧拉差分的方法，分别将单臂单相MMC直流侧的连续域等效数学模型离散化，将单臂单相MMC直流侧等效数学模型利用中点欧拉差分的方法，得到MMC直流侧在离散域的等效数学模型。
根据式(7)，将式(4)利用中点欧拉差分的方法，可得MMC直流侧在离散域的等效数学模型为：
idiff(k+1)＝Cidiff(k+1)+D[2udc-(unref(k+1)+up(k))-(unref(k+1)+un(k))] (15)
其中，
Figure BDA0002762993770000093
式中：udc为直流侧电压值；idiff(k+1)为k+1时刻MMC桥臂环流。
根据式(3)可以看出，由于MMC的输出电压uv仅代表MMC上、下桥臂的输出电压的差值，并不能控制相间环流，因此分别在上、下桥臂添加补偿电压udiff，来达到控制环流的目的。式(15)改写为：
idiff(k+1)＝Cidiff(k+1)+D[2udc-(unref(k+1)+up(k)+udiff)-(unref(k+1)+un(k)+udiff)] (16)
式(16)即为环流抑制的预测模型。
假设MMC上桥臂和下桥臂插入一个想用的补偿电压udiff，则udiff共有3个状态：
Figure BDA0002762993770000101
步骤七：针对MMC环流选择其MPC控制策略的价值函数。
选取的环流MPC价值函数表示为：
gd＝|izref(k+1)-iz(k+1)| (18)
式中：izref(k+1)为k+1时刻MMC桥臂环流的参考值。
为了抑制MMC的桥臂环流，令桥臂环流的参考值izref(k+1)为0，根据式(5)可将选取的环流MPC价值函数(18)变为：
gd＝|idiff(k+1)-idcref(k+1)| (19)
式中：idcref(k+1)为直流侧电流的参考值。
步骤八：根据MMC环流的价值函数和环流抑制的预测模型构建其MPC控制器。
图5为MMC环流的MPC策略实现的流程图。首先，确定补偿电压udiff有限个状态数；其次，根据udiff的每个状态数，预测出下一个采样周期的内部电流的idiff的值；然后，根据环流的MPC价值函数计算出每一种开关状态所对应的价值函数值；最后，通过滚动优化，得出有限个状态数中价值函数最小的补偿电压值。最终上桥臂、下桥臂的参考电压分别为：
Figure BDA0002762993770000102
式中：
Figure BDA0002762993770000103
为k+1时刻MMC上桥臂、下桥臂最终的电压参考值；
Figure BDA0002762993770000104
为滚动优化后选取的价值函数最小的补偿电压值。
根据MMC上桥臂、下桥臂最终的电压参考值可得上桥臂、下桥臂在k+1时刻所投入的模块数，并采用电容电压排序的方法，进行电容均压控制。
为验证本发明方法的优势，本实施例依照固态变压器新型双有源全桥DC-DC变换器系统，基于MATLAB/Simulink搭建仿真模型进行了仿真对比实验，且在实验样机上进行了实验验证。仿真主要参数设置见表1。
表1仿真设置参数
Figure BDA0002762993770000111
这里实验的目标1为逆变侧交流电压指令发生变化，双有源全桥DC-DC变换器逆变级两个单臂模块化多电平的交流电压指令值从1.0pu(6000V)阶跃变化到1.2pu，目标2为整流侧直流电压指令发生变化，双有源全桥DC-DC变换器整流级两个单臂模块化多电平的直流电压指令值从1.0pu(10kV)阶跃变化到1.2pu。
具体仿真效果为：
在t＝0.5s时，双有源全桥DC-DC变换器逆变级两个单臂模块化多电平的交流电压指令值从1.0pu(6000V)阶跃变化到1.2pu。
图6为本发明实施例的目标1的DAB逆变侧的输出电压波形；图7为本发明实施例的目标1的DAB逆变侧的输出电流波形；图8为本发明实施例的目标1的MMC子模块的电容电压波形；图9为本发明实施例的目标1的DAB逆变侧的MMC内部环流。
在t＝0.5s时，逆变侧交流指令值发生变化时，采用模型预测控制的DAB交流侧电压能够快速的达到指令值的附近，暂态响应速度较快(调节的时间小于2个逆变侧输出交流电压额定频率周期)；从DAB输出电流紧紧跟随指令值，同时逆变侧的子模块电容电压在交流侧指令值发生变化时，并未产生较大的波动；在逆变侧交流指令值发生变化时，采用模型预测控制的DAB的MMC环流被抑制在±5A附近波动，抑制环流效果明显。
在t＝0.5s时，双有源全桥DC-DC变换器整流级两个单臂模块化多电平的直流电压指令值从1.0pu(10kV)阶跃变化到1.2pu。
图10为本发明实施例的目标2的DAB整流侧的输出电压波形；图11为本发明实施例的目标2的DAB整流侧的输出电流波形；图12为本发明实施例的目标2的MMC子模块的电容电压波形；图13为本发明实施例的目标2的DAB整流侧的MMC内部环流。
在t＝0.5s时，整流侧直流电压指令发生变化，采用模型预测控制的DAB响应速度较快，直流电压能够在0.12s内达到指令值附近。在整流侧直流电压指令发生变化时，DAB的输出电流和子模块电容电压均未发生较大的波动。采用模型预测控制的DAB的MMC环流的控制效果较好，且在整流侧直流电压指令发生变化时，环流未产生较大波动。
本发明提出的新型双有源全桥DC-DC变换器的拓扑结构具有较高的调度方便性和灵活可靠性，在正常运行时，可较为方便地改变运行方式以适应传输电能的要求，在一台高频变压器发生故障或按计划进行检修时，具有不间断供电或短时停电即可恢复供电的能力，有效的提高了供电的可靠性；采用的模型预测直接功率控制省略了电流内环，避免了PI控制器参数调整，同时该控制策略可不用依赖于DC-DC变换器精确的系统模型，具有适应性较强的特点。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的工作人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种基于MMC的SST新型DAB DC-DC变换器的模型预测控制方法，其特征在于，包括下列步骤：
1)根据MMC拓扑结构，对基于MMC的SST新型DAB DC-DC变换器分别构建MMC交流侧和MMC直流侧的连续域等效数学模型；
2)将单臂单相MMC交流侧的连续域等效数学模型进行离散化；
3)针对MMC交流侧电流选择交流侧输出电流的预测模型预测控制策略的价值函数；
4)根据交流侧电流的价值函数和交流侧输出电流的预测模型构建MPC控制器；
5)将单臂单相MMC直流侧的连续域等效数学模型进行离散化；
6)针对MMC环流选择环流抑制的预测模型控制策略的价值函数；
7)根据MMC环流的价值函数和环流抑制的预测模型构建其MPC控制器；
8)利用步骤4)和步骤7)得到的相应MPC控制器对进行电容均压控制。
2.根据权利要求1所述的基于MMC的SST新型DAB DC-DC变换器的模型预测控制方法，其特征在于，步骤1)的具体内容为：
根据单臂单相MMC拓扑结构，基于Kirchhoff定律分别构建出MMC-DAB单侧的单臂单相MMC的数学模型，将各MMC-DAB单侧的单臂单相MMC的数学模型相加获取单臂单相MMC交流侧等效数学模型，将MMC-DAB单侧的单臂单相MMC的数学模型相减获取单臂单相MMC直流侧等效数学模型。
3.根据权利要求2所述的基于MMC的SST新型DAB DC-DC变换器的模型预测控制方法，其特征在于，根据单臂单相MMC拓扑结构和Kirchhoff定律，得到的MMC-DAB单侧的单臂单相MMC的数学模型的表达式为：
Figure FDA0002762993760000011
Figure FDA0002762993760000012
式中，L、R分别为MMC的桥臂电感和桥臂电阻；LT、RT分别为DAB隔离变压器交流侧的等效电感和等效电阻；udc为直流侧输入的直流电压；ip、in分别为MMC上桥臂电流和下桥臂电流；up、un分别为上下桥臂投入子模块电压之和；us为交流侧电压；uv为MMC输出电压；is为交流侧输出电流；idiff为MMC桥臂环流。
4.根据权利要求3所述的基于MMC的SST新型DAB DC-DC变换器的模型预测控制方法，其特征在于，所述单臂单相MMC交流侧等效数学模型的表达式为：
Figure FDA0002762993760000021
式中，Ls＝LT+L/2，Rs＝RT+R/2。
5.根据权利要求3所述的基于MMC的SST新型DAB DC-DC变换器的模型预测控制方法，其特征在于，所述单臂单相MMC直流侧等效数学模型的表达式为：
Figure FDA0002762993760000022
其中，单臂单相MMC桥臂环流idiff为：
Figure FDA0002762993760000023
式中：idc为直流侧电流；iz为桥臂环流谐波分量。
6.根据权利要求1所述的基于MMC的SST新型DAB DC-DC变换器的模型预测控制方法，其特征在于，步骤2)中，利用中点欧拉差分的方法，将单臂单相MMC交流侧的连续域等效数学模型进行离散化。
7.根据权利要求1所述的基于MMC的SST新型DAB DC-DC变换器的模型预测控制方法，其特征在于，步骤3)中，针对MMC交流侧电流选择交流侧输出电流的预测模型预测控制策略的价值函数的表达式为：
gd＝|izref(k+1)-iz(k+1)|
式中：isrsf(k+1)为k+1时刻的交流侧电流的跟踪参考值，iz(k+1)为k+1时刻的桥臂环流谐波分量。
8.根据权利要求1所述的基于MMC的SST新型DAB DC-DC变换器的模型预测控制方法，其特征在于，步骤4)具体包括下列步骤：
41)对MMC桥臂定义子模块的开关函数；
42)获取MMC输出的电压参考值；
43)预测下一个采样周期有限个可能的开关状态；
44)根据每一种开关状态，预测下一个采样周期的交流侧电流is(k+1)的值；
45)计算每一种开关状态所对应的价值函数值；
46)对每一种开关状态所对应的价值函数值进行滚动优化，得出有限个开关状态中价值函数值最小的开关状态；
47)根据MMC-DAB单侧的单相等效电路，获取MMC在k+1时刻上桥臂和下桥臂的电压值。
9.根据权利要求1所述的基于MMC的SST新型DAB DC-DC变换器的模型预测控制方法，其特征在于，针对MMC环流选择环流抑制的预测模型控制策略的价值函数的表达式为：
gd＝|izref(k+1)-iz(k+1)|
式中：izref(k+1)为k+1时刻的MMC桥臂环流的参考值，iz(k+1)为k+1时刻的桥臂环流谐波分量。
10.根据权利要求1所述的基于MMC的SST新型DAB DC-DC变换器的模型预测控制方法，其特征在于，步骤7)具体包括下列步骤：
71)确定补偿电压udiff有限个状态数；
72)根据udiff的每个状态数，预测出下一个采样周期的内部电流的idiff的值；
73)根据MMC环流选择的MPC控制策略的价值函数，计算每一种开关状态所对应的价值函数值；
74)对每一种开关状态所对应的价值函数值通过滚动优化，获取有限个状态数中价值函数最小的补偿电压值；
75)根据获取的有限个状态数中价值函数最小的补偿电压值计算最终上桥臂、下桥臂的参考电压。
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