CN109039038B - 基于虚拟阻抗的电容储能型单相整流器二次纹波抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于虚拟阻抗的电容储能型单相整流器二次纹波抑制方法，包括以下步骤：对连接储能电容和蓄电池的双向DC‑DC变换器进行建模，得到两个变换器的开环等效输入阻抗；在DC‑DC变换器的滤波电感中串联虚拟阻抗Z_S；在滤波电感中串联的虚拟阻抗Z_S能够在储能电容用双向直流变换器中，通过在控制环节引入电感电流反馈来实现；所述方法使得储能电容用双向直流变换器的等效输入阻抗在二次工频中呈现低阻抗特性，低于蓄电池用变换器和母线电容等效阻抗，有利于母线二次纹波被储能电容吸收；所述方法在传统电容储能型有源滤波方法的基础上，只需采集有源滤波双向直流变换器的电感电流信号，具有结构简单、易于控制和鲁棒性高的优点。

Description

基于虚拟阻抗的电容储能型单相整流器二次纹波抑制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术的控制技术领域，尤其涉及一种基于虚拟阻抗的电容储能型单相整流器二次纹波抑制方法。

背景技术

随着世界人均汽车拥有量的提高，化石能源的使用量以及温室气体的排放量越来越多，使得全球的气候和环境问题日益严重。新能源汽车以可再生能源为动力源，可实现清洁零污染排放运行，被认为是有效缓解能源危机和环境污染的新型交通运输方式之一。在新能源汽车中，当单相交流电网通过单相整流器整流给能量源，特别是蓄电池充电时，单相整流器的直流母线侧会存在二次纹波电压，此低频纹波电压会在蓄电池的充电过程中，在蓄电池中引入额外的低频纹波电流。当蓄电池中的二次纹波电流值超过蓄电池额定充电电流的8％时，不仅会导致蓄电池严重发热，寿命缩短，还将导致蓄电池的充放电效率降低。因此在新能源汽车中，减小单相整流器直流侧的二次纹波电压具有较大的研究意义。

目前减小直流纹波电压纹波的方法主要有两种：无源滤波和有源滤波。

无源滤波是在直流母线侧并联足够大的电容或者LC谐振电路来抑制电压纹波。无源滤波方法虽然简单，但是LC谐振电路对参数偏移敏感，参数选择不当可能引起系统谐振，在直流侧支撑电容和LC谐振电路之间产生很大的二次谐波电流。另外，增大直流侧电容，通常采用大容值的电解电容作为直流母线电容，会增加变换器的体积和成本，降低系统功率密度，同时电解电容的寿命相对较短。

为提高系统的功率密度，一些有源滤波器(active power filter，APF)方案被提出。现有研究中，APF的主要控制方法是通过直接检测系统中谐波源的纹波电流以实现APF的直流电压纹波抑制目标。存储相同的能量，电容电压或电感电流的脉动越大所需电容值或电感值就越小。

与无源滤波的电容和电感与直流母线直接相连不同，有源滤波的电容或电感一般是通过双向直流变换器与直流母线相连，即使电容电压或电感电流大范围脉动也不会对直流母线造成直接影响。因此有源滤波可以通过增大电容电压或电感电流脉动的方法减小电容和电感值，从而有效地提高整个系统的功率密度，但是该方法增加了双向直流变换器中功率开关器件的电压或电流应力。同时传统的有源滤波方案需要采集较多的电压电流信号，增加了整个系统的复杂性和成本。

因此为了节约成本和减小系统的体积，提高系统的功率密度以及蓄电池的充放电效率，需要提出一种新的电容储能型单相整流器二次纹波抑制方法，使其适用于新能源汽车。

发明内容

针对传统无源和有源滤波方法存在的缺点，以及新能源汽车充电系统对单相整流器直流母线电压的性能要求，本发明提出一种基于虚拟阻抗的电容储能型单相整流器二次纹波抑制的方法，该方法在传统电容储能型有源滤波方法的基础上，只需要采集有源滤波双向直流变换器的电感电流信号，具有结构简单、易于控制和鲁棒性高等优点，详见下文描述：一种基于虚拟阻抗的电容储能型单相整流器二次纹波抑制方法，所述方法包括以下步骤：

对连接储能电容和蓄电池的双向DC-DC变换器进行建模，得到两个变换器的开环等效输入阻抗；

在DC-DC变换器的滤波电感中串联虚拟阻抗Z_S；

在滤波电感中串联的虚拟阻抗Z_S能够在储能电容用双向直流变换器中，通过在控制环节引入电感电流反馈来实现；

所述方法使得储能电容用双向直流变换器的等效输入阻抗在二次工频中呈现低阻抗特性，低于蓄电池用变换器和母线电容等效阻抗，有利于母线二次纹波被储能电容吸收；

所述方法在传统电容储能型有源滤波方法的基础上，只需采集有源滤波双向直流变换器的电感电流信号，具有结构简单、易于控制和鲁棒性高的优点。

所述虚拟阻抗Z_S的传递函数为：

其中，D₁为储能电容用变换器开关管Q₃的PWM占空比稳定分量；L_ESU为辅助变换器的滤波电感；

为储能电容用变换器储能电感等效内阻；C_SC为二次纹波抑制的储能超级电容；G_notch(s)为陷波器传递函数；ω_n为陷波器的特征角频率；Q为陷波器的品质因数；s为复变量。

所述方法减小了母线电压和蓄电池电压的纹波含量，降低了交流输入电流的谐波含量。

当t＝0.2s时，交流输入侧电流i_s的谐波总畸变率由8％减小至3.8％，满足变换器接入电网的标准；

直流母线电压纹波率由8.15％减小至2.75％，蓄电池电压纹波率由2.3％减小至1％，储能电容电压在30V和70V之间波动。

本发明提供的技术方案的有益效果是：

1、本发明利用电容储能型的有源滤波器进行单相整流器的直流母线二次纹波抑制，通过在储能电容用双向直流变换器的控制环节中引入电感电流反馈，使得储能电容用双向直流变换器的等效输入阻抗在二次工频中呈现低阻抗特性；

2、本发明的直流母线的二次工频电压纹波更多地被储能电容吸收和补偿，极大地减小蓄电池的充电电压和电流的二次纹波成分，提高了新能源汽车中蓄电池的使用寿命。

附图说明

图1为含电容储能型直流侧有源电力滤波器的新能源汽车的充电系统结构示意图；

图2为新能源汽车充电系统的各等效阻抗电路示意图；

图3为蓄电池用DC-DC直流变换器结构示意图；

图4为子系统各原始等效输入阻抗幅频特性曲线示意图；

图5为陷波器的伯德图；

图6为子系统各新等效输入阻抗幅频特性曲线的示意图；

图7为本发明实现虚拟阻抗Z_S(s)的控制框图；

图8为本发明所提二次纹波抑制方案的仿真波形图。

上述附图中主要符号名称如下：

L_ESU、

和SC分别为辅助变换器的滤波电感、电感内阻以及储能电容；

i_SC、u_SC分别为流经储能电容的电流以及端电压，i_2ω为单相整流器的直流母线侧的二次纹波电流源；

Z_{in_Bat}和i_{in_Bat}、Z_{in_SC}和i_{in_SC}以及Z_CBus和i_CBus分别为蓄电池用变换器等效输入阻抗、储能电容用变换器等效输入阻抗、直流母线电容等效阻抗以及流经各等效阻抗的纹波电流；

U_o为蓄电池的等效理想电压源，r_Bat为蓄电池的等效内阻，U_dc和u_dc分别为直流母线侧电压u_CBus的等效理想直流电压源和角频率为2ω的交流电压源；

K_PWM为脉宽调制模块的增益，其表达式为U_CBus/U_m，U_m为三角载波的幅值。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步地详细描述。

实施例1

为解决上述技术问题，本发明实施提供了一种基于虚拟阻抗的电容储能型单相整流器二次纹波抑制方法，包括以下步骤：

101：对连接储能电容和蓄电池的双向DC-DC变换器进行建模，得到两个变换器的开环等效输入阻抗；

为了简化分析，将变换器中的功率开关视为理想开关，忽略其导通电阻和压降，且认为开关动作是瞬时完成，此时变换器在一个开关周期T_S会存在两个不同的开关状态，以求得两个直流变换器的等效输入阻抗。

102：在DC-DC变换器的滤波电感中串联虚拟阻抗Z_S；

为了使母线二次工频纹波尽可能由储能电容吸收，储能电容用直流变换器和储能电容的等效输入阻抗，需要在二次工频100Hz呈现低阻抗，其他频率呈现高阻抗，此时储能电容用直流变换器和储能电容的等效输入阻抗呈现陷波特性，因此需要在储能电容用DC-DC变换器的滤波电感中串联虚拟阻抗Z_S。

103：在滤波电感中串联的虚拟阻抗Z_S能够在储能电容用双向直流变换器通过在其控制环节引入电感电流反馈来实现。

实施例2

下面结合具体的附图、实例对实施例1中的方案进行进一步地介绍，详见下文描述：

本发明实施例在传统的有源滤波的基础上，根据图2提出一种新的控制方法，达到抑制直流侧母线电压以及后级蓄电池充电电压和电流的二次工频波动。

当整流器的输出直流侧母线存在二次纹波时，可将母线电容、储能电容和与之连接的辅助双向DC-DC变换器、蓄电池和与之连接双向的DC-DC变换器等效成三个阻抗的并联结构，如图2所示。由基尔霍夫电流定理KCL可知，系统中各个单元的等效输入阻抗决定了二次纹波电流在各单元的分配占比，此时储能电容用DC-DC变换器所承担的纹波电流i_{in_SC}为：

根据式(1)和电路知识可知，当储能电容用变换器的等效输入阻抗越小，储能电容用变换器所分担的纹波电流就越多，此时直流母线电压和蓄电池用变换器的后级输出的二次纹波也就相应减小。

为了更好的分担母线侧的二次纹波，储能电容用变换器需要在二次工频附近表现为较低的阻抗特性，在其他频率保持原来的阻抗特性，从而使得储能电容用变换器在尽可能分担二次工频纹波的同时，减小其他频率的电流进入储能电容用变换器，从而提高系统的整体效率。

对连接储能电容的双向DC-DC变换器进行建模，为了简化分析，将变换器中的功率开关视为理想开关，忽略其导通电阻和压降，且认为开关动作是瞬时完成，此时变换器在一个开关周期T_S会存在两个不同的开关状态。可求出储能电容用变换器的开环等效输入阻抗Z_{in_SC}：

其中，D₁为储能电容用变换器开关管Q₃的PWM占空比稳定分量；

为直流母线电压的扰动分量；

为储能电容用变换器的输入电流扰动分量；

为储能电容用变换器开关管Q₃的PWM占空比扰动分量；

为储能电容用变换器储能电感等效内阻；C_SC为二次纹波抑制的储能超级电容。

同样对连接蓄电池的DC-DC变换器进行建模，该变换器的结构如图3所示，求得蓄电池用DC-DC变换器的开环等效输入阻抗Z_{in_Bat}：

其中，

为蓄电池用变换器的输入电流扰动分量；

为蓄电池用变换器开关管Q₁的PWM占空比扰动分量；D₂为蓄电池用变换器开关管Q₁的PWM占空比稳态分量；L为蓄电池用变换器的储能电感；r_L为蓄电池用变换器储能电感等效内阻；

为蓄电池用变换器的输入电流扰动分量。

图4为各等效输入阻抗的幅频特性曲线，由图4可知，储能电容用变换器和蓄电池用变换器的等效输入阻抗，在二次工频100Hz附近高于直流母线电容阻抗Z_CBus，使得前级单相整流器的输出电流中的二次纹波电流，更多地由直流侧母线电容分担，导致直流母线电压含有大量的二次工频纹波，从而在蓄电池的充电电压和充电电流中引入大量的二次纹波，导致蓄电池严重发热，减少使用寿命。

为了使母线二次工频纹波尽可能由储能电容吸收，储能电容用直流变换器和储能电容的等效输入阻抗，需要在二次工频100Hz呈现低阻抗，其他频率呈现高阻抗，此时该输入阻抗呈现陷波特性，可间接采用特征频率f_n为100Hz的陷波器G_notch(s)表示，陷波器传递函数为：

式中，ω_n为陷波器的特征角频率(对应特征频率为f_n)；Q为陷波器的品质因数。

图5为特征频率一定情况下，不同品质因数Q时陷波器的伯德图，从图中可以看出，Q值越大，陷波器的陷波特性越好，但是其频率适应性越差，因此该控制方法需对Q值折中考虑，本发明实施例取值为0.5。

当陷波器参数确定后，可以根据式(5)推导需要在储能电容用变换器中，在滤波电感所要串联的虚拟阻抗传递函数Z_S(s)，如式(6)所示。

在储能电容用DC-DC变换器的滤波电感中串联虚拟阻抗Z_S后，新的各等效输入阻抗幅频特性如图6所示。由图6可知，储能电容用变换器的新等效输入阻抗Z_{in_SC_new}在二次工频100Hz，呈现低阻抗特性，并且低于蓄电池用变换器和母线电容等效阻抗，有利于母线二次纹波被储能电容吸收。

图7a为虚拟阻抗在储能电容用变换器控制环节的实现方式，滤波电感的等效串联虚拟阻抗利用电感电流反馈回路来实现。图7a所示的控制框图无法在变换器的控制程序直接实现(控制程序无法实现功率信号的作用，只能将其转换成控制信号)，因此需要将图7a中电感电流的反馈点前移至脉宽调制模块的输入端，并相应改变调制器反馈传递函数，可得到图7b所示的可实现的等效变换的控制框图，通过图7可知，本方法只需要采集一个电流信号，结构简单。

图8为本发明实施例的仿真波形，当t＝0.2s时，在储能电容用双向直流变换器中引入串联虚拟阻抗Z_S(s)后，交流输入侧电流i_s的谐波总畸变率THD_i由8％减小至3.8％，满足变换器接入电网的标准；直流母线电压纹波率由8.15％减小至2.75％，蓄电池电压纹波率由2.3％减小至1％，储能电容电压在30V和70V之间波动。由仿真结果可知，不管是交流输入电流的谐波含量，还是母线电压和蓄电池电压的纹波含量都显著减小，验证了所提抑制纹波方案的有效性和可行性。

综上所述，本发明实施例提出的基于虚拟阻抗的电容储能型单相整流器二次纹波抑制方法，不仅显著减小了母线电压和蓄电池电压的纹波含量，还降低了交流输入电流的谐波含量，并且只需要采集有源滤波双向直流变换器的电感电流信号，对于其他电压电流信号不敏感，具有结构简单、易于控制和鲁棒性高等优点，在单相整流器的直流母线侧的二次纹波抑制领域，特别是新能源汽车的单相充电方面具有较好的应用前景。

本发明实施例对各器件的型号除做特殊说明的以外，其他器件的型号不做限制，只要能完成上述功能的器件均可。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种基于虚拟阻抗的电容储能型单相整流器二次纹波抑制方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

对储能电容用双向直流变换器、蓄电池用双向直流变换器进行建模，得到储能电容用双向直流变换器、蓄电池用双向直流变换器的开环等效输入阻抗；

在储能电容用双向直流变换器的滤波电感中串联虚拟阻抗Z_S；

在滤波电感中串联的虚拟阻抗Z_S在储能电容用双向直流变换器中，通过在控制环节引入电感电流反馈来实现；

所述虚拟阻抗Z_S的传递函数为：

其中，D₁为储能电容用双向直流变换器开关管Q₃的PWM占空比稳定分量；L_ESU为辅助变换器的滤波电感；r_LESU为储能电容用双向直流变换器的储能电感等效内阻；C_SC为二次纹波抑制的储能超级电容；G_notch(s)为陷波器传递函数；ω_n为陷波器的特征角频率；Q为陷波器的品质因数；s为复变量；

当t＝0.2s时，交流输入侧电流i_s的谐波总畸变率由8％减小至3.8％，满足储能电容用双向直流变换器接入电网的标准；

直流母线电压纹波率由8.15％减小至2.75％，蓄电池电压纹波率由2.3％减小至1％，储能电容电压在30V和70V之间波动；

其中，电容储能型单相整流器的拓扑结构如下：

交流电源参考正端与第一电感(L_s)一端连接，第一电感(L_s)的另一端与第一三极管(S₁)发射极以及第二三极管(S₂)集电极连接，交流电源参考负端与第三三极管(S₃)发射极以及第四三极管(S₄)集电极连接，第一三极管(S₁)集电极与第三三极管(S₃)集电极以及直流母线电容(C_Bus)正极连接，第二三极管(S₂)发射极与第四三极管(S₄)发射极以及直流母线电容(C_Bus)负极连接；

其中，蓄电池用双向直流变换器的拓扑结构如下：

直流母线电容(C_Bus)正极与第一场效应管(Q₁)漏极连接，第一场效应管(Q₁)源极与第二电感(L)一端以及第二场效应管(Q₂)漏极连接，第二场效应管(Q₂)源极与直流母线电容(C_Bus)C_Bus负极、电容(C)负极以及电池负极连接，电感(L)另一端与电容(C)正极以及电池正极连接；

其中，储能电容用双向直流变换器的拓扑结构如下：

直流母线电容(C_Bus)正极与第三场效应管(Q₃)漏极连接，第三场效应管(Q₃)源极与第三电感(L_ESU)一端以及第四场效应管(Q₄)漏极连接，第四场效应管(Q₄)源极与直流母线电容(C_Bus)负极以及超级电容(SC)负极连接，第三电感(L_ESU)另一端与超级电容(SC)正极连接。

Images