CN109245546A - 一种采样补偿电路及原边反馈反激变换器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种采样补偿电路及原边反馈反激变换器，采样补偿电路包括NMOS管Q1，NMOS管Q2，微分电路和限幅电路，NMOS管Q1的漏极与电阻R5一端连接，电阻R5另一端用于与辅助供电Vo2连接，NMOS管Q1的源极与NMOS管Q2的漏极连接，NMOS管Q1的栅极与限幅电路连接，NMOS管Q2的源极和漏极分别与电容C2的两端连接，NMOS管Q2的栅极与微分电路连接，NMOS管Q1与电容C2的公共端为补偿电压Vc，解决了原边反馈控制方式下负载调整率较差的问题，且线路结构简单。
Description
技术领域
本发明属于DC/DC变换器技术领域，具体涉及一种采样补偿电路及原边反馈反激变换器。
背景技术
DC/DC变换器中隔离反馈方式包含原边反馈式与次级反馈式。随着开关电源功率密度与转换效率越来较高，线路结构也逐渐向更简化的方向发展。原边反馈式控制方式，误差信号取自前级，可省去光耦或隔离变压器，相对次级反馈控制方式具有结构简单、体积小、元器件数量少的优点，在小功率级DC/DC变换器中被大量应用。
对于原边控制式单端反激拓扑结构，主要由主变压器T、输出整流滤波电路、采样电路、误差放大电路、PWM调制电路、驱动电路，功率MOS管等组成，原理框图如图1所示。
原边控制技术主要根据变压器次级绕组与辅助绕组之间感应电压的比例关系，在辅助绕组中获得次级绕组(或输出电压)的电压信息，从而通过对辅助绕组电压信息进行采样、保持、控制占空比，稳定输出电压。
单端反激拓扑结构，主开关管在ton期间变压器存储能量，输出电压依靠输出电容维持。在toff期间，变压器存储的能量通过次级绕组向输出传递，此时辅助绕组与次级绕组均将感应相应的电压。因此电压信息的采样主要在toff期间。
在toff期间：
次级绕组电压：VS＝VO1+VD1，VD1为整流二极管D1正向压降。 (1)
辅助绕组电压：
采样电压：
由(1)、(2)、(3)可得：
VD1为整流二极管正向压降，ID1为整流二极管正向电流，IS为反向饱和电流，VT为热电压k为波尔兹曼常数，T为热力学温度，q为电子电荷量。
由式(4)可知，对于原边控制方式，采样电压Vfb与输出电压VO1成近似比例关系，输出端整流二极管正向压降VD1的存在，当负载电流增大时，整流二极管上正向压降增大，因此随着输出电流增大，输出电压将下降，使得不同输出电流下反映出来的输出电压VO1值存在差异，从而引起负载调整度差的问题。
而解决负载调整度差的问题的现有技术主要为两种：(1)采用外置电阻补偿整流二极管电压降；(2)通过对辅助绕组中电压采样点的控制，即在变压器次级绕组电流下降为0时，对辅助绕组的感应电压进行采样、保持。这两种方式均不能做到线路最简化与负载调整度指标双重优化。采用外置电阻补偿整流二极管电压降的脉宽调制控制器如图2所示。图2中V1为辅助线圈电压，负载加重时，VSP减小，ISP随之减小，经过两个电流镜反射后，得到减小的电流I2，使VFB增大，经运放61，得到增大的IFB，I3、IM均随之增大，即通过电流IM在电阻RDET上产生的压降补偿输出整流二极管压降。但线路结构复杂，成本高不利于小型化集成。
采用数字控制的方式采集变压器次级电流过0时刻的辅助绕组感应电压，原理如图3所示。V1和V2之间相差固定电压△V，分别作为比较器COMP1和COMP2的反相基准，与辅助端采样电压Vsense进行比较得到VS1和VS2，波形实时分析模块通过分析VS1和VS2下降沿之间的时间差，可以判断当前周期采样到的反馈电压是否为变压器次级绕组电流过零点时的辅助绕组感应电压，然后利用数模转换器将VFB送至下一级处理。该方案通过对电流过零点电压进行采集，可避免输出整流二极管正向压降带来的误差，从而提升负载调整度指标，但采用数字控制的方式，线路结构复杂，成本高。
发明内容
本发明提供了一种采样补偿电路及原边反馈反激变换器，解决了原边反馈控制方式下负载调整率较差的问题，且线路结构简单。
为达到上述目的，本发明所述一种采样补偿电路包括包括NMOS管Q1，NMOS管Q2，微分电路和限幅电路，NMOS管Q1的漏极与电阻R5一端连接，电阻R5另一端用于与辅助供电Vo2连接，NMOS管Q1的源极与NMOS管Q2的漏极连接，NMOS管Q1的栅极与限幅电路连接，NMOS管Q2的源极和漏极分别与电容C2的两端连接，NMOS管Q2的栅极与微分电路连接，NMOS管Q1与电容C2的公共端为补偿电压Vc。
进一步的，微分电路包括依次串联的电容C1、电阻R1和电阻R2，NMOS管Q2的栅极连接在电阻R1和电阻R2的公共端。
进一步的，限幅电路包括二极管D3、电阻R3和电阻R4，二极管D3的正极与电容C1的一端连接，二极管D3的负极与电阻R3一端连接，电阻R3另一端与电阻R4一端连接，电阻R4另一端接地，电阻R3和电阻R4的公共端与NMOS管Q1的栅极连接。
进一步的，电阻R5和电容C2的时间常数大于DC/DC变换器开关周期时间。
进一步的，电阻R1和电阻R2为正比例关系。
一种原边反馈反激变换器包括上述的采样补偿电路。
与现有技术相比，本发明至少具有以下有益的技术效果，适用于原边反馈控制式的反激DC/DC变换器应用场合。在原边反馈式DC/DC变换器产品中，通过一采样补偿电路将Tr2转化为补偿电压Vc，补偿电路在复位时间内获得一补偿电压Vc，该补偿电压随复位时间变化，当Tr2增加时，补偿电压Vc升高。该补偿电压Vc可对开关电源基准电压(或反馈电压Vfb)进行补偿。使得当输出电流Io1增大时，Tr2增长，从而补偿电压VC增大，该补偿电压可调节开关电源基准电压Vref(或反馈电压Vfb)，使得基准电压上升(或反馈电压Vfb下降)，从而使输出电压Vo1上升，补偿由于电流增大整流二极管正向压降VD1增大的误差。满足了负载调整度性能指标要求，同时，相较于采用外置电阻补偿整流二极管电压降的脉宽调制控制器和采用数字控制的方式，线路简单，元器件数量少，有利于进一步实现产品小型化。
本发明通过试验进行了效果验证。用于实验的电路参数为：输入电压28V，输出电压12V，输出功率为1.5W。其应用具体线路如图7所示，其负载调整度测试值如图8所示。
在输入电压为28V时，当输出电流从13mA到125mA变化时，输出电压负载调整度最大为70mV。而采用原边控制结构的美国VPT公司的DVCH2812S产品(输入电压28V，输出电压12V，输出功率1.5W)，其相同条件下负载调整度为700mV。采用本发明线路进行补偿后，调整度指标大幅提高。
附图说明
图1为原边控制式单端反激拓扑结构；
图2为电阻改进负载调节电路图；
图3为数字控制采样电路；
图4为采样补偿电路原理图；
图5为电压补偿逻辑图；
图6为采样补偿电压波形图；
图7为应用实例示意图；
图8为10％负载至满载调整率测试图；
图9为Vfb补偿线路图；
图10为PWM锯齿波Vcs补偿线路图；
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
参照图4，采样补偿电路包括电阻R1-电阻R5、电容C1、电容C2、NMOS管Q1、NMOS管Q2和二极管D3。电容C1和二极管D3接反激变换器中变压器的辅助绕组Va，电阻R5接辅助供电Vo2，NMOS管Q1与电容C2的公共端为补偿电压Vc，电容C1、电阻R1和电阻R2组成微分电路，二极管D3、电阻R3和电阻R4构成限幅电路。
电容C1一端和电阻R1的一端连接，电阻R1的另一端与电阻R2一端连接，电阻R2另一端接地；电容C1另一端与二极管D3的正极连接，二极管D3的负极与电阻R3一端连接，电阻R3另一端与电阻R4一端以及NMOS管Q1的栅极连接，电阻R4另一端接地，NMOS管Q1的漏极与电阻R5一端连接，电阻R5另一端与辅助供电Vo2连接，NMOS管Q1的源极与NMOS管Q2的漏极连接，NMOS管Q2的栅极与电阻R2未接地的一端连接，电容C2两端分别与NMOS管Q2的源极和漏极连接。
MOS管Q1和Q2要求栅电荷Qg小、Vgs低的高速开关型NMOS。电阻R1、R2为正比例关系，用于调节MOS管Q2栅极驱动电压。电阻R3、R4对经D3整流后的电压进行分压，用于调节MOS管Q1栅极驱动电压。电阻R5为电容C2的充电限流电阻，且R5、C2的时间常数应大于DC/DC变换器开关周期时间。
采样补偿电路工作原理为：在Toff期间，变换器的输出电流平均值Io1与变压器次级绕组电流过0时刻的辅助绕组感应电压转折点时间Tr对应关系如式(5)所示，波形如图6所示。
Vo1：输出电压，Ls：次级电感，Ts：开关周期，VD1：整流二极管压降，Tr＝Tr1+Tr2。Tr1为变压器漏感谐振时间，时间较短，后续计算可忽略不计；Tr2为变压器磁芯复位时间，开关电源(DC/DC)开关周期为T，在一个周期内，开通时间计为Ton；关断时间计为Toff。
本发明通过一采样补偿电路将Tr2转化为补偿电压Vc，其转换关系如式(6)所示，补偿电路在复位时间内获得一补偿电压Vc，该补偿电压随变压器磁芯复位时间Tr2变化，
上式中，Vo2为供电电压，当Tr2增加时，补偿电压Vc升高。该补偿电压Vc可对开关电源基准电压(或反馈电压Vfb)进行补偿。使得当输出电流Io1增大时，Tr2增长，从而补偿电压VC增大，该补偿电压可调节开关电源基准电压Vref(或反馈电压Vfb)，使得基准电压上升(或反馈电压Vfb下降)，从而使输出电压Vo1上升，补偿由于电流增大整流二极管正向压降VD1增大的误差。补偿关系如图5所示。
一个周期内采样补偿电压波形如图6所示：主开关管M1Toff期间，辅助线圈电压Va的上升沿经微分电路得到一个正脉冲，驱动NMOS管Q2导通，电容C2两端被短路，补偿电压Vc下降至零。当脉冲电压低于NMOS管Q2阈值电压时，NMOS管Q2截止。NMOS管Q1栅极电压大于阈值电压时，辅助端输出电压VO2通过R5和NMOS管Q1对电容C2充电，补偿电压VC逐渐增加，当变压器磁芯复位完成时，变压器辅助绕组Va电压经D3整流、R3、R4分压后电压低于NMOS管Q1阈值电压值时，NMOS管Q1截止，采样得到的补偿电压VC与复位时间长度一一对应。Tr1期间，由于变压器漏感的存在，Va呈高频振荡，NMOS管Q1、Q2导通时间可忽略不计。MOS管M开通时间Ton期间，Va小于零，NMOS管Q1和Q2保持截止，VC保持不变。工作波形如图6所示，图6中，VgQ1为图1中的MOS管Q1的栅极电压波形，VgQ2为图1中MOS管Q2的栅极电压波形，VGS(th)为图1中两个MOS管的栅阈值电压。
该发明应用于输入电压12V-50V，典型输入电压28V，输出电压12V，输出功率为1.5W的DC/DC变换器中。辅助绕组Va接辅助侧整流二极管D4的正极。辅助供电Vo2接辅助输出端。PWM控制器基准电平VREF接控制芯片参考电平端口。补偿电压Vc与电阻R6连接，当输出电流增大时，变压器的次级绕组复位时间增加，NMOS管Q1的导通时间变长，积分得到的电压Vc增大。三极管Q3B的VBE增大，使控制芯片REF端流过的电流减小，VREF被升高，与三角波信号比较后，主开关M1的导通脉冲宽度变宽，初级存储的能量增加，输出电压上升，最终实现输出电压的稳定。
在具体应用中，该补偿电压Vc可对开关电源基准电压Vref进行补偿，对反馈信号电压Vfb进行补偿，如图9所示；可对PWM锯齿波信号Vcs进行补偿，如图10所示。
本发明可通过补偿电压Vc对开关电源中反馈信号Vfb进行补偿，应用如图9所示。当输出电流增大时，变换器输出电压降低，此时变压器次级绕组复位时间增加，NMOS管Q1导通时间变长，补偿电压Vc增大,此时三极管Q1的基极、集电极电流增大，DC/DC环路控制电压Vfb下降，PWM占空比增大，输出电压上升，从而实现输出电压补偿。
本发明可通过补偿电压Vc对开关电源PWM锯齿波信号Vcs进行补偿，具体应用如图10所示。当输出电流增大时，变换器输出电压降低，此时变压器次级绕组复位时间增加，NMOS管Q1导通时间变长，补偿电压Vc增大，三极管Q2基极、发射极电流减小，DC/DC环路控制CS端锯齿波电压峰值降低，PWM占空比增大，输出电压上升，从而实现输出电压补偿。
Claims (6)
1.一种采样补偿电路，其特征在于，包括NMOS管Q1，NMOS管Q2，微分电路和限幅电路，NMOS管Q1的漏极与电阻R5一端连接，电阻R5另一端用于与辅助供电Vo2连接，NMOS管Q1的源极与NMOS管Q2的漏极连接，NMOS管Q1的栅极与限幅电路连接，NMOS管Q2的源极和漏极分别与电容C2的两端连接，NMOS管Q2的栅极与微分电路连接，NMOS管Q1与电容C2的公共端为补偿电压Vc。
2.根据权利要求1所述的一种采样补偿电路，其特征在于，微分电路包括依次串联的电容C1、电阻R1和电阻R2，NMOS管Q2的栅极连接在电阻R1和电阻R2的公共端。
3.根据权利要求2所述的一种采样补偿电路，其特征在于，限幅电路包括二极管D3、电阻R3和电阻R4，二极管D3的正极与电容C1的一端连接，二极管D3的负极与电阻R3一端连接，电阻R3另一端与电阻R4一端连接，电阻R4另一端接地，电阻R3和电阻R4的公共端与NMOS管Q1的栅极连接。
4.根据权利要求1所述的一种采样补偿电路，其特征在于，电阻R5和电容C2的时间常数大于DC/DC变换器开关周期时间。
5.根据权利要求1所述的一种采样补偿电路，其特征在于，电阻R1和电阻R2为正比例关系。
6.一种原边反馈反激变换器，其特征在于，包括权利要求1所述的采样补偿电路。
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