CN111865093A - 开关变换器及其变换方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种开关变换器，在普通开关变换器的基础上，增加一路输出电路，利用两路输出电路输出电压的差构成最终输出电压，使得变换器可以实现低压输出。将该拓扑应用到ACDC变换器中，有利用降低变压器的圈数，从而可以低成本地使用平面变压器，降低制造成本。

Description

开关变换器及其变换方法
技术领域
本发明涉及开关变换器领域，特别涉及一种可实现低电压增益的开关变换器及其变换方法。
背景技术
由于平面变压器的绕组都印制在PCB上面，与传统变压器相比，制作平面变压器的自动化程度更高，批量生产的成本更低。但在变压器绕组圈数较多的场合，平面变压器的绕组需要更多的层数或者占用更多的PCB面积，无法满足低成本、小体积的电源产品要求。
在ACDC应用中，常常需要开关变换器输出5V或者3.3V等较低电压，在AC输入端整流滤波后常常有100V～400V的电压，远远高于输出电压。因此需要变换器实现超低电压增益，将输入电压降为很低的输出电压。传统的开关变换器中，无论是反激还是正激，若要实现超低电压增益，常常需要变压器的匝比较大，原边绕组的圈数较多，副边绕组的圈数较少。若采用平面变压器，由于原边圈数多，所需的PCB层数较多，生产成本高，不利于产品化。
发明内容
有鉴于此，本发明解决的技术问题是克服现有方法的不足，提出一种开关变换器方案，实现低电压匝比下的低电压输出，继而可以在实际运用中降低变压器匝比，减少圈数，使得采用平面变压器也可以适用于ACDC场合，降低成本。
传统正激或反激电路只采用一个输出电压，若变压器的匝比变小，则输出电压会升高，难以实现低压输出。本发明采用两个中间输出电压，根据两中间输出电压的差，实现最终的输出电压。
本发明是通过以下技术方案实现的：
在普通的同步整流反激电路基础上，增加一路正激输出，正激输出电容的正端与反激输出电容的正端相连，反激电容的负端就是整体输出的正端，正激电容的负端就是整体输出的负端，因此，整个变换器的输出就是正激电压与反激电压的差。若变压器的匝比较小，则正激输出电压以及反激输出电压都会较高，通过调节开关管的占空比，可以使得正激电压与反激电压的差保持在一个比较小的值，从而使整个变换器在低匝比情况下实现低压输出。
上述方案不仅仅可以应用于普通反激，还可以应用于有源箝位反激以及不对称半桥反激电路，在输出端构造正激和反激两路中间输出，然后利用正激输出与反激输出的差构成最终的输出。
作为上述方案的一种具体实施方式，电压源Vin的正端分别与电阻R2的一端、电容Cr的负端和变压器TX1原边绕组P1的同名端相连，电阻R2的另一端、电容Cr的正端与二极管D2的阴极相连，二极管D2的阳极分别与MOS管Q1的漏极和变压器TX1原边绕组P1的异名端相连，MOS管Q1的源极与电压源Vin的负端相连；变压器TX1副边绕组S1的同名端分别与电容Co1的负端以及负载电阻R1的一端相连，电容Co1的正端与MOS管Q2的漏极相连，MOS管Q2的源极与变压器TX1副边绕组S1的异名端相连；变压器TX1副边绕组S2的同名端与二极管D1的阳极相连，二极管D1的阴极分别与电容Co1的正端和电容Co2的正端相连，电容Co2的负端分别与变压器TX1副边绕组S2的异名端以及负载电阻R1的另一端相连。
作为上述方案的又一种具体实施方式，电压源Vin的正端分别与电容Cr的负端和变压器TX1原边绕组P1的同名端相连，电容Cr的正端与MOS管Q3的漏极相连，MOS管Q3的源极分别与MOS管Q1的漏极和变压器TX1原边绕组P1的异名端相连，MOS管Q1的源极与电压源Vin的负端相连；变压器TX1副边绕组S1的同名端分别与电容Co1的负端以及负载电阻R1的一端相连，电容Co1的正端与MOS管Q2的漏极相连，MOS管Q2的源极与变压器TX1副边绕组S1的异名端相连；变压器TX1副边绕组S2的同名端与二极管D1的阳极相连，二极管D1的阴极分别与电容Co1的正端和电容Co2的正端相连，电容Co2的负端分别与变压器TX1副边绕组S2的异名端以及负载电阻R1的另一端相连。
作为上述方案的再一种具体实施方式，电压源Vin的正端分别与MOS管Q3的漏极和变压器TX1原边绕组P1的同名端相连，变压器TX1原边绕组P1的异名端与电容Cr的正端相连，电容Cr的负端分别与MOS管Q1的漏极以及MOS管Q3的源极相连，MOS管Q1的源极与电压源Vin的负端相连；变压器TX1副边绕组S1的同名端分别与电容Co1的负端以及负载电阻R1的一端相连，电容Co1的正端分别与MOS管Q2的漏极、MOS管Q4的漏极以及电容Co2的正端相连，MOS管Q2的源极与变压器TX1副边绕组S1的异名端相连；变压器TX1副边绕组S2的同名端与MOS管Q4的源极相连，变压器TX1副边绕组S2的异名端分别与电容Co2的负端以及负载电阻R1的另一端相连。
优选地，负载电阻R1由为电子元器件构成的电路代替。
优选地，变压器TX1为平面变压器。
优选地，二极管D1由同步整流MOS管代替。
优选地，MOS管Q1和MOS管Q3的驱动是互补或非互补的。
本发明所提的方案，克服了现有开关变换器的不足，与现有反激电路相比，具有如下有益效果：
在变压器匝比较低的情况下也可以实现超低电压增益，将输入电压降为很低的电压输出；
使得平面变压器适用于低压输出的ACDC场合。
附图说明
图1为本发明第一实施例电路原理图；
图2为本发明第一实施例的工作曲线；
图3为本发明第二实施例电路原理图；
图4为本发明第三实施例电路原理图。
具体实施方式
本发明的发明构思为利用两路输出电压的差构成最终输出电压，使得变换器可以在低匝比情况下实现低压输出。
第一实施例
图1为本发明第一实施例原理图。其中，电压源Vin是外部输入电压，负载电阻R1是开关电源的负载。本发明第一实施例包括电阻R2、电容Cr、二极管D2、MOS管Q1、MOS管Q2、变压器TX1(包含原边绕组P1、变压器TX1副边绕组S1和变压器TX1副边绕组S2)、MOS管Q2、二极管D1、电容Co1和电容Co2，连接关系如下：
电压源Vin的正端分别与电阻R2的一端、电容Cr的负端和变压器TX1原边绕组P1的同名端相连，电阻R2的另一端、电容Cr的正端与二极管D2的阴极相连，二极管D2的阳极分别与MOS管Q1的漏极和变压器TX1原边绕组P1的异名端相连，MOS管Q1的源极与电压源Vin的负端相连；变压器TX1副边绕组S1的同名端分别与电容Co1的负端以及负载电阻R1的一端相连，电容Co1的正端与MOS管Q2的漏极相连，MOS管Q2的源极与变压器TX1副边绕组S1的异名端相连；变压器TX1副边绕组S2的同名端与二极管D1的阳极相连，二极管D1的阴极分别与电容Co1的正端和电容Co2的正端相连，电容Co2的负端分别与变压器TX1副边绕组S2的异名端以及负载电阻R1的另一端相连。
本实施例的工作过程如下：
采用本发明第一实施例电路，设计输入电压为370V，输出电压5V，输出功率5W的开关变换器，并进行仿真验证该拓扑的可行性。取开关频率为300kHz，MOS管Q1和MOS管Q2互补，MOS管Q1驱动占空比为23.8％，励磁电感Lm＝50uH，漏感Lr＝500nH，变压器匝比N＝3:3:1，电容Cr＝1nF，电阻R2＝1kΩ，电容Co1＝Co2＝22uF，负载电阻R1＝5Ω。工作曲线如图2，Vg1为MOS管Q1驱动电压，Vds1为MOS管Q1的漏源电压，Ir为变压器原边电流，iLm为励磁电流，Is2为MOS管Q2的电流，Id1为二极管D1的电流，Vo1为电容Co1的电压，Vo2为电容Co2的电压，Vo为整个变换器的输出电压。若采用传统的反激变换器电路，副边采用同步整流，同步整流管与原边MOS管互补导通，在相同的占空比的情况下，变压器匝比需要选为23:1，而该拓扑的变压器匝比为3:3:1，大大降低了匝比，为减少变压器圈数，采用平面变压器提供了基础。
假设MOS管Q1的占空比为D，变压器TX1的原边绕组P1与变压器TX1副边绕组S2的匝比为N+，变压器TX1原边绕组P1与变压器TX1副边S2的匝比为N-，以图2为例，说明该电路的工作原理，该变换器工作主要包含两大阶段：
第一阶段：MOS管Q1导通，MOS管Q2截止，加在变压器原边的电压为Vin，变压器工作于正激输出状态，二极管D1导通，如果忽略二极管压降，电容Co2上的电压为Vin/N+，变压器对电容Co1和电容Co2充电，变压器TX1副边绕组S2、二极管D1、电容Co1串联为输出供电，变压器励磁电流在此阶段上升，为MOS管Q2的ZVS(零电压开通)提供条件；
第二阶段：MOS管Q1截止，MOS管Q2导通时，变压器工作于反激输出状态，MOS管Q2实现ZVS开通，电容Co1上的电压为VinD/[N-(1-D)]，在本阶段后期，电容Co1通过MOS管Q2将能量返回到变压器，利用该反灌能量，可以实现下一阶段MOS管Q1的ZVS。此阶段二极管D1截止，电容Co2和电容Co1串联为输出供电。
从原理图可知，该变换器的输出电压为电容Co1与电容Co2的电压差，根据上面的分析，整理得到该电压差Vo：
Figure BDA0002619213440000041
根据上面的公式可知，该变换器可以用较小的匝比实现低压输出。由于匝比小，因此变压器的绕组圈数会小，为实现平面变压器提供基础。
上面介绍了MOS管Q1和MOS管Q2互补导通的工作原理，该电路还可以工作于非互补导通的工作方式。当MOS管非互补导通时，一共有四个阶段：
第一阶段：MOS管Q1导通，MOS管Q2截止。该阶段与互补导通的工作原理一致，在此不再赘述；
第二阶段：MOS管Q1截止，MOS管Q2导通。该阶段与互补导通的工作原理也一致，在此不再赘述；
第三阶段：MOS管Q1体二极管导通，MOS管Q2截止。与第一阶段相比，该阶段的变压器不是吸收能量，而是将释放能量，等变压器的能量释放完毕，该阶段结束；
第四阶段：MOS管Q1截止，MOS管Q2截止。该阶段，励磁电感与寄生电容谐振，副边的二极管D1是截止的。
由于非互补工作模式的伏秒平衡表达式与互补工作模式不同，因此，上面的输出电压的表达式不适用于非互补工作模式。
第二实施例
图3为本发明第二实施例原理图。
与第一实施例相比，为了使变压器TX1的漏感能量得到回收，将常规的RCD电路更换为有源箝位电路，具体为：去除电阻R2，用MOS管Q3代替二极管D2，MOS管Q3的漏极连接电容Cr的正端，MOS管Q3的源极分别与MOS管Q1的漏极和变压器TX1原边绕组P1的异名端相连。
在本实施例中，MOS管Q3的驱动与MOS管Q2的驱动一致。
本实施例的工作原理与第一实施例相同，此处不再赘述。与第一实施相似，该实施例既可以工作于互补模式，也可工作于非互补模式。
第三实施例
图4为本发明第三实施例原理图。
由于不对称半桥反激电路在原边的电容可以承受一部分电压，从而可以降低变压器的匝比，若将本发明的思想应用到不对称半桥反激电路中，可以更进一步地降低变压器的匝比，从而降低变压器的圈数。
本实施例的电路构成及连接关系如下：
电压源Vin的正端分别与MOS管Q3的漏极和变压器TX1原边绕组P1的同名端相连，变压器TX1原边绕组P1的异名端与电容Cr的正端相连，电容Cr的负端分别与MOS管Q1的漏极以及MOS管Q3的源极相连，MOS管Q1的源极与电压源Vin的负端相连；变压器TX1副边绕组S1的同名端分别与电容Co1的负端以及负载电阻R1的一端相连，电容Co1的正端分别与MOS管Q2的漏极、MOS管Q4的漏极以及电容Co2的正端相连，MOS管Q2的源极与变压器TX1副边绕组S1的异名端相连；变压器TX1副边绕组S2的同名端与MOS管Q4的源极相连，变压器TX1副边绕组S2的异名端分别与电容Co2的负端以及负载电阻R1的另一端相连。
该电路的工作过程与第一实施例相似，此处不再赘述。要补充的是，互补驱动的工作模式下，设MOS管Q1的驱动占空比为D，则该变换器的输出电压为
Figure BDA0002619213440000061
与第一实施例类似，该实施例既可以工作于互补模式，也可工作于非互补模式。由于非互补工作模式的伏秒平衡表达式与互补工作模式下的不同，因此，上述的输出电压的表达式不适用于非互补工作模式。
以上仅是本发明优选的实施方式，本发明所属领域的技术人员还可以对上述具体实施方式进行变更和修改。因此，本发明并不局限于上面揭示和描述的具体控制方式，对本发明的一些修改和变更也应当落入本发明的权利要求的保护范围内。此外，尽管本说明书中使用了一些特定的术语，但这些术语只是为了方便说明，并不对本发明构成任何限制。

Claims (9)

1.一种开关变换器，其特征在于：
电压源Vin的正端分别与电阻R2的一端、电容Cr的一端和变压器TX1原边绕组P1的同名端相连，电阻R2的另一端、电容Cr的另一端与二极管D2的阴极相连，二极管D2的阳极分别与MOS管Q1的漏极和变压器TX1原边绕组P1的异名端相连，MOS管Q1的源极与电压源Vin的负端相连；
变压器TX1副边绕组S1的同名端分别与电容Co1的一端以及负载电阻R1的一端相连，电容Co1的另一端与MOS管Q2的漏极相连，MOS管Q2的源极与变压器TX1副边绕组S1的异名端相连；
变压器TX1副边绕组S2的同名端与二极管D1的阳极相连，二极管D1的阴极分别与电容Co1的另一端和电容Co2的一端相连，电容Co2的另一端分别与变压器TX1副边绕组S2的异名端以及负载电阻R1的另一端相连。
2.一种开关变换器，其特征在于：
电压源Vin的正端分别与电容Cr的一端和变压器TX1原边绕组P1的同名端相连，电容Cr的另一端与MOS管Q3的漏极相连，MOS管Q3的源极分别与MOS管Q1的漏极和变压器TX1原边绕组P1的异名端相连，MOS管Q1的源极与电压源Vin的负端相连；
变压器TX1副边绕组S1的同名端分别与电容Co1的一端以及负载电阻R1的一端相连，电容Co1的另一端与MOS管Q2的漏极相连，MOS管Q2的源极与变压器TX1副边绕组S1的异名端相连；
变压器TX1副边绕组S2的同名端与二极管D1的阳极相连，二极管D1的阴极分别与电容Co1的另一端和电容Co2的一端相连，电容Co2的另一端分别与变压器TX1副边绕组S2的异名端以及负载电阻R1的另一端相连。
3.一种开关变换器，其特征在于：
电压源Vin的正端分别与MOS管Q3的漏极和变压器TX1原边绕组P1的同名端相连，变压器TX1原边绕组P1的异名端与电容Cr的一端相连，电容Cr的另一端分别与MOS管Q1的漏极以及MOS管Q3的源极相连，MOS管Q1的源极与电压源Vin的负端相连；
变压器TX1副边绕组S1的同名端分别与电容Co1的一端以及负载电阻R1的一端相连，电容Co1的另一端分别与MOS管Q2的漏极、MOS管Q4的漏极以及电容Co2的一端相连，MOS管Q2的源极与变压器TX1副边绕组S1的异名端相连；
变压器TX1副边绕组S2的同名端与MOS管Q4的源极相连，变压器TX1副边绕组S2的异名端分别与电容Co2的负端以及负载电阻R1的另一端相连。
4.根据权利要求1至3任一所述的开关变换器，其特征在于：所述负载电阻R1为电子元器件构成的电路代替。
5.根据权利要求1至3任一所述的开关变换器，其特征在于：所述变压器TX1为平面变压器。
6.根据权利要求1或2所述的开关变换器，其特征在于：所述二极管D1由同步整流MOS管代替。
7.根据权利要求2或3所述的开关变换器，其特征在于：所述MOS管Q1和MOS管Q3的驱动是互补的。
8.根据权利要求2或3所述的开关变换器，其特征在于：所述MOS管Q1和MOS管Q3的驱动驱动是非互补的。
9.一种权利要求1至8任一项所述的开关变换器的变换方法，其特征在于：
在开关变换器的原输出电路中一路新输出电路，原输出电路的正端与新输出电路的正端相连，原输出电路的负端作为开关变换器输出的正端，新输出电路的负端作为开关变换器输出的负端，开关变换器的输出电压值为两路输出电路输出电压的差值；
通过调节开关变换器中开关管的占空比，在开关变换器匝比较小的情况下，实现低电压输出。
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