CN111884514A - 正反激式开关电源电路及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种正反激式电源电路，集成了正激变换器和反激变换器的优点，利用输出电感随输入电压变化而发生变化的特性来降低正激回路的电流在高低压电流的变化率，另外再通过调整正激绕组匝数和输出电感的感量可保证正激回路的电流在高低压基本保持不变，从而减小正反激变换器的体积，通过正激回路和反激回路的能量合理分配来减小输出纹波，利用有源钳位电路实现主开关管的ZVS提高正反激变换器的效率并改善EMI。

Description

正反激式开关电源电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及开关电源电路，尤其涉及一种正反激式开关电源电路。
背景技术
正反激变换器综合了正激变换器和反激变换器的优点，具有比较好的整体性能，正反激变换器利用一个变压器实现正激变压器和反激变压器的功能，使变压器的利用更加充分。正反激变压器的输出电流由反激回路和正激回路共同提供，理想情况下，正反激变换器中的正激回路在高压低输入的总电流占比不变，以便于正反激变换器最大程度的得到利用，体积最小化。而目前已有的技术，正激回路的电流会随着输入电压的升高而增大，若输入电压为 18V-36V，输出12V/2A的正反激变换器，在低压满载的情况下，反激回路提供85％的输出电流，正激回路提供15％的输出电流，但是在高压满载时，反激回路提供60％的输出电流，正激回路提供40％的输出电流，而变换器中反激变压器以低压满载反激回路所提供的85％的输出能量进行设计，输出电感以高压满载所提供的40％的输出能量进行设计。导致正反激变换器应用在宽输入范围下的变压器的设计更为复杂，体积更大，同时变换器的输出纹波受正激回路的电流影响。
发明内容
有鉴于此，本发明解决的技术问题是克服现有技术的不足，提出一种正反激式开关电源电路，可以极大的减小正激回路随输入电压的变化，并减小输出纹波。
本发明的发明构思为常规情况下正激回路会通过续流二极管来增大输出电感的去磁时间来增大正激回路的电流，本发明可利用正激绕组电压来减小输出电感的去磁时间从而减小正激回路的电流，使得正激回路的电流会随着输入电压升高而有所降低，从而使得正激回路在高低压的情况下电流变化减小，通过调整正激绕组匝数和正激回路的输出电感的感量，可使得正激回路的输出电流在高低压基本维持不变，有利于变换器减小体积，减小输出纹波。
基于上述发明构思，本申请的技术方案如下：
一种正反激式开关电源电路，包括原边绕组单元、有源钳位电路和副边绕组单元，其中，原边绕组单元包括直流源Vin、变压器TX1的原边绕组P1和主开关管Q1，其中，直流源Vin 的正端与变压器TX1的原边绕组P1的同名端连接，变压器TX1原边绕组P1的异名端与主开关管Q1的漏极连接，直流源Vin的负端与主开关管Q1的源极连接，主开关管Q1的源极还接地；副边绕组单元包括变压器TX1副边绕组S1、变压器TX1副边绕组S2、二极管D1、二极管D3、电感Lo和电容Co；其中，变压器TX1副边绕组S1的同名端和二极管D3的阳极连接，二极管D3的阴极与电感Lo的一端连接，电感Lo的另一端与电容Co的一端连接，电容Co的一端还引出作为开关电源电路的输出正端；变压器TX1副边绕组S1的异名端与电容Co的另一端连接，电容Co的另一端接地，电容Co的另一端还引出作为开关电源电路的输出负端；变压器TX1副边绕组S2的异名端与二极管D1的阳极连接，二极管D1的阴极与电容Co的一端连接，变压器TX1副边绕组S2的同名端与电容Co的另一端连接。
优选的，所述有源钳位电路，并联在变压器TX1原边绕组P1的两端，包括辅助开关管 Q2和电容Cr，其中，电容Cr的一端分别与直流源Vin的正端以及变压器TX1原边绕组P1的同名端连接，电容Cr的另一端与辅助开关管Q2的漏极连接，辅助开关管Q2的源极与变压器TX1原边绕组P1的异名端连接。
优选的，所述有源钳位电路，并联在主开关管Q1的两端，包括辅助开关管Q2和电容Cr，其中，电容Cr的一端分别与主开关管Q1的漏极以及变压器TX1原边绕组P1的异名端连接，电容Cr的另一端与辅助开关管Q2的源极连接，辅助开关管Q2的漏极与主开关管Q1 的源极以及直流源Vin的负端连接。
优选的，所述有源钳位电路，包括辅助开关管Q2和电容Cr，其中，辅助开关管Q2的漏极分别与直流源Vin的正端以及电容Cr的一端连接，电容Cr的另一端与变压器TX1原边绕组P1的同名端连接，辅助开关管Q2的源极与变压器TX1原边绕组P1的异名端连接。
优选的，所述正反激式开关电源电路，还包括变压器TX1的辅助绕组P2，有源钳位电路并联在变压器TX1的辅助绕组P2的两端，有源钳位电路包括辅助开关管Q2和电容Cr，其中，电容Cr的一端与变压器TX1的辅助绕组P2的异名端连接，电容Cr的另一端接地，电容Cr的另一端还与辅助开关管Q2的源极连接，辅助开关管Q2的漏极与变压器TX1的辅助绕组P2的同名端连接。
优选的，所述有源钳位电路，并联在变压器TX1副边绕组S1的两端，有源钳位电路包括辅助开关管Q2和电容Cr，其中，电容Cr的一端分别与变压器TX1副边绕组S1的同名端以及二极管D3的阳极连接，电容Cr的另一端与辅助开关管Q2的漏极连接，辅助开关管Q2 的源极与变压器TX1副边绕组S1的异名端连接。
优选的，上述方案中所述主开关管Q1与辅助开关管Q2采用非互补工作模式，辅助开关管超前于主开关管，在变压器TX1的副边绕组S2所形成的反激回路电流Is-下降为零时导通一设定时间，并在主开关管导通时刻前关断，用以在主开关管导通时刻，使主开关管承受的电压接近为零。
优选的，主开关管Q1、辅助开关管Q2为MOS管。
优选的，二极管D1、D3采用同步整流管。
优选的，变压器TX1、输出电感Lo集成在同一磁性器件上。
本发明还提供一种正反激式开关电源电路，包括变压器TX1和由变压器TX1副边绕组形成的副边绕组单元，其特征在于：所述副边绕组单元，包括变压器TX1副边绕组S1、变压器TX1副边绕组S2、二极管D1、二极管D3、电感Lo和电容Co，变压器TX1副边绕组S1 的同名端与二极管D3的阳极连接，二极管D3的阴极与电感Lo的一端连接，电感Lo的另一端与电容Co的一端连接，电容Co的一端还引出作为开关电源电路的输出正端；变压器 TX1副边绕组S1的异名端与电容Co的另一端连接，电容Co的另一端接地，电容Co的另一端还引出作为开关电源电路的输出负端；变压器TX1副边绕组S2的异名端与二极管D1的阳极连接，二极管D1的阴极与电容Co的一端连接，变压器TX1副边绕组S2的同名端与电容 Co的另一端连接；其中，当主开关管Q1的等效结电容的电压Vds1上升到足够高的值,可使变压器初级绕组P1的电压等于零，此时副边绕组单元的二极管D1和D3同时导通，形成两个续流回路，使变压器TX1的副边绕组S1与副边绕组S2的能量通过两个续流回路一起传输到负载。
本发明再提供一种正反激式开关电源电路，包括变压器TX1和由变压器TX1副边绕组形成的副边绕组单元，其特征在于：所述副边绕组单元，包括变压器TX1副边绕组S1、变压器TX1副边绕组S2、二极管D1、二极管D3、电感Lo和电容Co，变压器TX1副边绕组S1 的同名端与二极管D3的阳极连接，二极管D3的阴极与电感Lo的一端连接，电感Lo的另一端与电容Co的一端连接，电容Co的一端还引出作为开关电源电路的输出正端；变压器 TX1副边绕组S1的异名端与电容Co的另一端连接，电容Co的另一端接地，电容Co的另一端还引出作为开关电源电路的输出负端；变压器TX1副边绕组S2的异名端与二极管D1的阳极连接，二极管D1的阴极与电容Co的一端连接，变压器TX1副边绕组S2的同名端与电容 Co的另一端连接；其中，副边绕组单元可形成两个续流回路，第一续流回路自副边绕组S1、二极管D3、电感Lo到负载；第二续流回路自副边绕组S2、二极管D1到负载；第一续流回路形成变压器TX1的副边绕组S1与电感Lo的回路控制关系，以及变压器TX1的副边绕组 S1与副边绕组S2的耦合匝比控制关系。
本发明再提供一种正反激式开关电源的控制方法，包括如下步骤，在主开关管Q1开通、辅助开关管Q2截止阶段，变压器TX1的副边绕组S1传输输入能量并输出给负载，一直持续到主开关管Q1关断；当主开关管Q1关断时，变压器原边电流ILr对主开关管Q1和辅助开关管Q2的结电容充电，当主开关管Q1的结电容的电压Vds1上升到足够高，可使变压器TX1的初级绕组P1的电压等于零，此时副边绕组单元的二极管D1和D3同时导通，形成两个续流回路，使变压器TX1的副边绕组S1与副边绕组S2的能量通过两个续流回路一起传输到负载；电感Lo开始将储存的能量传送输出；在副边绕组S1电流Is+降为零之前，变压器TX1 初级绕组P1的电压保持为零，电感Lo持续将储存的能量传送输出；在主开关管Q1和辅助开关管Q2均截止阶段，变压器TX1的副边绕组S2为负载RL提供能量；当变压器TX1的副边绕组S2所形成的反激回路电流Is-下降为零时，开通辅助开关管Q2，并在主开关管导通时刻之前关断辅助开关管Q2；当主开关管Q1的反并联体二极管导通时，开通主开关管Q1。
本发明再提供一种正反激式开关电源的控制方法，包括：在主开关管Q1关断时，由变压器原边电流ILr对主开关管Q1和辅助开关管Q2的结电容充电，使主开关管Q1的结电容的电压Vds1上升至使变压器TX1的初级绕组P1的电压等于零，以控制副边绕组单元的二极管D1和D3同时导通；在二极管D1和D3同时导通期间，使副边绕组单元可形成两个续流回路，第一续流回路自副边绕组S1、二极管D3和电感Lo到负载；第二续流回路自副边绕组 S2和二极管D1到负载；第一续流回路形成变压器TX1的副边绕组S1与电感Lo的回路控制关系，以及变压器TX1的副边绕组S1与副边绕组S2的耦合匝比控制关系。
本发明的正反激式开关电源电路，主开关管Q1与辅助开关管Q2不是互补工作的，所述辅助开关管仅在主开关管导通前、所述变压器原边绕组激磁电感电流下降到零后导通一段设定的固定的时间，主开关管导通时刻，主开关管承受的电压接近为零。
本发明提供的正反激式开关电源电路，集成了正激变换器和反激变换器的优点，利用输出电感随输入电压变化而发生变化的特性来降低正激回路的电流在高低压电流的变化率，另外再通过调整正激绕组匝数和输出电感的感量可保证正激回路的电流在高低压基本保持不变，从而减小正反激变换器的体积，通过正激回路和反激回路的能量合理分配来减小输出纹波，利用有源钳位电路实现主开关管的ZVS提高正反激变换器的效率并改善EMI。
本发明的工作过程将结合具体实施例进行详细分析，在此不赘述。本发明所提的方案，克服了正反激变换器中正激电流在高低压变化过大的不足，并且通过正激回路电流和反激回路能量合理分配，进一步的降低输出纹波。
本发明的有益效果在于：可以极大地减小正激回路在高低压的能量的变化量，从而减小变换器体积；通过对正激回路和反激回路的能量进行合理分配，进一步的降低输出纹波；通过有源钳位电路使得主管实现ZVS提高变换器效率；主开关管与辅助开关管采用非互补控制方案可减小有源钳位电路的电流从而提升效率。
附图说明
图1为本发明第一实施例的正反激式开关电源电路的电路原理图，其采用降升压式有源钳位电路；
图1a为本发明第一实施例的正反激式开关电源电路的工作波形图；
图1b为本发明第一实施例的正反激式开关电源电路的电路原理图，其中示出两个续流回路的路径；
图2为本发明第二实施例的正反激式开关电源电路的电路原理图，其采用升压式有源钳位电路；
图3为本发明第三实施例的正反激式开关电源电路的电路原理图，其采用降压式有源钳位电路；
图4为本发明第四实施例的正反激式开关电源电路的电路原理图，其采用辅助绕组的有源钳位电路；
图5为本发明第五实施例的正反激式开关电源电路的电路原理图，其采用副边的有源钳位电路。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。应对理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
第一实施例
图1为本发明第一实施例原边钳位正反激变换器的电路原理图，一种正反激开关电源电路，包括原边绕组单元、有源钳位电路和副边绕组单元；原边绕组单元包括直流源Vin、变压器TX1原边绕组P1、主开关管Q1和有源钳位电路；有源钳位电路为降升压式有源钳位电路，包括辅助开关管Q2和钳位电容Cr；副边绕组单元包括变压器TX1副边绕组S1(也可称为正激绕组)、变压器TX1副边绕组S2(也可称为反激绕组)、整流二极管D1、整流二极管D3、输出电感Lo、输出电容Co和负载RL。
本发明第一实施例的正反激式开关电源电路的连接关系如下：
直流源Vin的正端分别与钳位电容Cr的一端和变压器TX1原边绕组P1的同名端电联接，钳位电容Cr的另一端与辅助开关管Q2的漏极电联接，变压器TX1原边绕组P1的异名端与辅助开关管Q2的源极和主开关管Q1的漏极电联接，直流源Vin的负端与主开关管Q1的源极电联接；变压器TX1副边绕组S1的同名端和整流二极管D3的阳极电联接，整流二极管 D3的阴极与输出电感Lo的一端电联接，输出电感Lo的另一端与整流二极管D1的阴极以及输出电容Co的一端和负载RL的一端电联接，变压器TX1副边绕组S1的异名端与变压器 TX1副边绕组S2的同名端以及输出电容Co的另一端和负载RL的另一端电联接，变压器TX1 副边绕组S2的异名端与整流二极管D1的阳极电联接。
输入电压为18V～36V，输出电压12V，输出电流2A，励磁电感6.2uH，漏感290nH，变压器匝比8:7:7，输出电感4uH。该变换器的工作过程的曲线如图1a，其中drv1为主开关管Q1的驱动，drv2为辅助开关管Q2的驱动，Vds1为主开关管Q1的漏源极电压，Vds2为辅助开关管Q2的漏源极电压，Ids1为主开关管Q1的漏极电流，Ids2为辅助开关管Q2的漏极电流，ILr为变压器TX1的漏感的电流波形，ILm为变压器TX1励磁电感的电流波形，Is-为反激回路整流二极管D1的电流波形，Is+为正激回路整流二极管D3的电流波形。
如图1a所示，本发明第一实施例的正反激式开关电源电路的工作过程如下：
第一阶段(to～t1)：
主开关管Q1开通，辅助开关管Q2截止，输入直流电压Vin等于变压器TX1的漏感Lr和变压器TX1的初级绕组P1的电压之和，励磁电感Lm激磁，电流ILm上升，输出电感Lo 激磁，电流上升；正激绕组S1上正下负，二极管D3导通，并将正激绕组S1的输入能量传递到输出端的负载RL，一直持续到主开关管Q1关断。反激绕组S2上正下负，二极管D1反向截止。
第二阶段(t1～t2)：
主开关管Q1和辅助开关管Q2均截止，变压器原边电流ILr对主开关管和辅助开关管结电容充电，因等效结容量较小，等效结电容的电压Vds快速地从0上升至Vin。
第三阶段(t2～t3)：
当主开关管Q1的等效结电容的电压Vds1上升到足够高的值，可使变压器初级绕组P1 的电压等于零，此时二极管D1和D3同时导通，形成两个续流回路，其一，如图1b中回路11所示，自副边绕组S1--二极管D3--输出电感Lo到负载的续流回路；其二，如图1b中回路12所示，自副边绕组S2--二极管D1到负载的续流回路。如此，主开关管Q1关断后的续流电流，经过副边绕组S1，再通过副边绕组S1与副边绕组S2的耦合关系，使副边绕组S1与副边绕组S2的能量通过两个续流回路一起传输到负载。输出电感Lo也开始将储存的能量传送至负载RL，且输出电感Lo的电流ILo开始线性下降。Vds1上升到可使辅助开关管Q2的反并联体二极管导流，逐渐上升的Vds1将使漏感电流ILr逐渐下降，因此变压器TX1副边绕组S1所形成的正激回路电流Is+逐渐下降直到为零。在副边绕组S1电流Is+降为零之前，变压器TX1初级绕组P1的电压均保持为零，电感Lo持续将储存的能量传送输出。
第四阶段(t3～t4)：
主开关管Q1和辅助开关管Q2均处于关断的状态，变压器TX1的副边绕组S2为负载RL提供能量，由变压器TX1的副边绕组S2所形成的反激回路电流Is-逐渐下降。
第五阶段(t4～t5)：
当变压器TX1的副边绕组S2的反激回路电流Is-降为零时，开通辅助开关管Q2，此时钳位电容Cr放电，主开关管的结电容Vds1逐渐下降，二极管D1导通，将钳位电路的能量传递到负载RL。并在主开关管导通时刻之前关断辅助开关管Q2。当主开关管Q1的反并联体二极管导通时，开通主开关管Q1。
从上述工作过程来看，现有传统的正反激开关电源电路会随着输入电压的变化，正激回路的电流会发生极大的变化。而本申请方案，相比于传统的正激回路，副边绕组模块中无续流二极管的存在，并可利用副边的正激绕组S1对正激回路的输出电感Lo的续流的不利影响，降低正激回路在高低压输入情况下的电流变化波动，通过调整正激绕组匝数和正激回路的输出电感来保证正激回路在高低压的电流基本不变，并通过正激绕组和反激绕组的能量分配改善输出纹波。
本发明提供的正反激式开关电源电路，集成了正激变换器和反激变换器的优点，利用输出电感随输入电压变化而发生变化的特性来降低正激回路的电流在高低压电流的变化率，另外再通过调整正激绕组匝数和输出电感的感量可保证正激回路的电流在高低压基本保持不变，从而减小正反激变换器的体积，通过正激回路和反激回路的能量合理分配来减小输出纹波，利用有源钳位电路实现主开关管的ZVS提高正反激变换器的效率并改善EMI。
第二实施例
图2为本发明第二实施例的正反激式开关电源电路的电路原理图，与第一实施例的不同之处在于，采用升压式的有源钳位电路。升压式的有源钳位电路，并联在主开关管Q1的两端，包括辅助开关管Q2和电容Cr，其中，电容Cr的一端分别与主开关管Q1的漏极以及变压器TX1原边绕组P1的异名端连接，电容Cr的另一端与辅助开关管Q2的源极连接，辅助开关管Q2的漏极与主开关管Q1的源极以及直流源Vin的负端连接。
第三实施例
图3为本发明第三实施例的正反激式开关电源电路的电路原理图，与第一实施例的不同之处在于，适用降压式的有源钳位电路。降压式的有源钳位电路，包括辅助开关管Q2和电容Cr，其中，辅助开关管Q2的漏极分别与直流源Vin的正端以及电容Cr的一端连接，电容 Cr的另一端与变压器TX1原边绕组P1的同名端连接，辅助开关管Q2的源极与变压器TX1原边绕组P1的异名端连接。
第四实施例
图4为本发明第四实施例的正激绕组钳位正反激变换器的电路原理图，与第一实施例的不同之处在于，采用辅助绕组钳位的方式使得主管实现ZVS，并且辅助开关管可采用低压 MOS管，有利于降低产品的成本。一种正反激式开关电源电路，还包括辅助绕组P2，有源钳位电路并联在变压器TX1的辅助绕组P2的两端，有源钳位电路包括辅助开关管Q2和电容 Cr，其中，电容Cr的一端与变压器TX1的辅助绕组P2的异名端连接，电容Cr的另一端接地，电容Cr的另一端还与辅助开关管Q2的源极连接，辅助开关管Q2的漏极与变压器TX1 的辅助绕组P2的同名端连接。
第五实施例
图5为本发明第五实施例的副边绕组钳位正反激变换器的电路原理图，与第一实施例的不同之处在于，有源钳位电路采用副边绕组钳位的方式，正激回路工作在断续工作模式，正激绕组既可为负载提供能量，同时还能使得主管实现零电压开通，并且辅助开关管可选用低压MOS管，有利于降低成本，减小体积。一种正反激式开关电源电路，包括有源钳位电路，并联在变压器TX1副边绕组S1的两端，有源钳位电路包括辅助开关管Q2和电容Cr，其中，电容Cr的一端分别与变压器TX1副边绕组S1的同名端以及二极管D3的阳极连接，电容Cr的另一端与辅助开关管Q2的漏极连接，辅助开关管Q2的源极与变压器TX1副边绕组S1的异名端连接。
以上仅是本发明优选的实施方式，本发明所属领域的技术人员还可以对上述具体实施方式进行变更和修改。因此，本发明并不局限于上面揭示和描述的具体控制方式，对本发明的一些修改和变更也应当落入本发明的权利要求的保护范围内。此外，尽管本说明书中使用了一些特定的术语，但这些术语只是为了方便说明，并不对本发明构成任何限制。

Claims (11)

1.一种正反激式开关电源电路，包括原边绕组单元、有源钳位电路和副边绕组单元，其特征在于：
原边绕组单元包括直流源Vin、变压器TX1的原边绕组P1和主开关管Q1，其中，直流源Vin的正端与变压器TX1的原边绕组P1的同名端连接，变压器TX1原边绕组P1的异名端与主开关管Q1的漏极连接，直流源Vin的负端与主开关管Q1的源极连接，主开关管Q1的源极还接地；
副边绕组单元包括变压器TX1副边绕组S1、变压器TX1副边绕组S2、二极管D1、二极管D3、电感Lo和电容Co；其中，变压器TX1副边绕组S1的同名端和二极管D3的阳极连接，二极管D3的阴极与电感Lo的一端连接，电感Lo的另一端与电容Co的一端连接，电容Co的一端还引出作为开关电源电路的输出正端；变压器TX1副边绕组S1的异名端与电容Co的另一端连接，电容Co的另一端接地，电容Co的另一端还引出作为开关电源电路的输出负端；变压器TX1副边绕组S2的异名端与二极管D1的阳极连接，二极管D1的阴极与电容Co的一端连接，变压器TX1副边绕组S2的同名端与电容Co的另一端连接。
2.根据权利要求1所述的正反激式开关电源电路，其特征在于：所述有源钳位电路，并联在变压器TX1原边绕组P1的两端，包括辅助开关管Q2和电容Cr，其中，电容Cr的一端分别与直流源Vin的正端以及变压器TX1原边绕组P1的同名端连接，电容Cr的另一端与辅助开关管Q2的漏极连接，辅助开关管Q2的源极与变压器TX1原边绕组P1的异名端连接。
3.根据权利要求1所述的正反激式开关电源电路，其特征在于：所述有源钳位电路，并联在主开关管Q1的两端，包括辅助开关管Q2和电容Cr，其中，电容Cr的一端分别与主开关管Q1的漏极以及变压器TX1原边绕组P1的异名端连接，电容Cr的另一端与辅助开关管Q2的源极连接，辅助开关管Q2的漏极与主开关管Q1的源极以及直流源Vin的负端连接。
4.根据权利要求1所述的正反激式开关电源电路，其特征在于：所述有源钳位电路，包括辅助开关管Q2和电容Cr，其中，辅助开关管Q2的漏极分别与直流源Vin的正端以及电容Cr的一端连接，电容Cr的另一端与变压器TX1原边绕组P1的同名端连接，辅助开关管Q2的源极与变压器TX1原边绕组P1的异名端连接。
5.根据权利要求1所述的正反激式开关电源电路，其特征在于：还包括变压器TX1的辅助绕组P2，有源钳位电路并联在变压器TX1的辅助绕组P2的两端，有源钳位电路包括辅助开关管Q2和电容Cr，其中，电容Cr的一端与变压器TX1的辅助绕组P2的异名端连接，电容Cr的另一端接地，电容Cr的另一端还与辅助开关管Q2的源极连接，辅助开关管Q2的漏极与变压器TX1的辅助绕组P2的同名端连接。
6.根据权利要求1所述的正反激式开关电源电路，其特征在于：所述有源钳位电路，并联在变压器TX1副边绕组S1的两端，有源钳位电路包括辅助开关管Q2和电容Cr，其中，
电容Cr的一端分别与变压器TX1副边绕组S1的同名端以及二极管D3的阳极连接，电容Cr的另一端与辅助开关管Q2的漏极连接，辅助开关管Q2的源极与变压器TX1副边绕组S1的异名端连接。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的正反激式开关电源电路，其特征在于：所述主开关管Q1与辅助开关管Q2采用非互补工作模式，辅助开关管超前于主开关管，在变压器TX1的副边绕组S2所形成的反激回路电流Is-下降为零时导通一设定时间，并在主开关管导通时刻前关断，用以在主开关管导通时刻，使主开关管承受的电压接近为零。
8.一种正反激式开关电源电路，包括变压器TX1和由变压器TX1副边绕组形成的副边绕组单元，其特征在于：所述副边绕组单元，包括变压器TX1副边绕组S1、变压器TX1副边绕组S2、二极管D1、二极管D3、电感Lo和电容Co，
变压器TX1副边绕组S1的同名端与二极管D3的阳极连接，二极管D3的阴极与电感Lo的一端连接，电感Lo的另一端与电容Co的一端连接，电容Co的一端还引出作为开关电源电路的输出正端；变压器TX1副边绕组S1的异名端与电容Co的另一端连接，电容Co的另一端接地，电容Co的另一端还引出作为开关电源电路的输出负端；
变压器TX1副边绕组S2的异名端与二极管D1的阳极连接，二极管D1的阴极与电容Co的一端连接，变压器TX1副边绕组S2的同名端与电容Co的另一端连接；其中，
当主开关管Q1的等效结电容的电压Vds1上升到足够高的值,可使变压器初级绕组P1的电压等于零，此时副边绕组单元的二极管D1和D3同时导通，形成两个续流回路，使变压器TX1的副边绕组S1与副边绕组S2的能量通过两个续流回路一起传输到负载。
9.一种正反激式开关电源电路，包括变压器TX1和由变压器TX1副边绕组形成的副边绕组单元，其特征在于：所述副边绕组单元，包括变压器TX1副边绕组S1、变压器TX1副边绕组S2、二极管D1、二极管D3、电感Lo和电容Co，
变压器TX1副边绕组S1的同名端与二极管D3的阳极连接，二极管D3的阴极与电感Lo的一端连接，电感Lo的另一端与电容Co的一端连接，电容Co的一端还引出作为开关电源电路的输出正端；变压器TX1副边绕组S1的异名端与电容Co的另一端连接，电容Co的另一端接地，电容Co的另一端还引出作为开关电源电路的输出负端；
变压器TX1副边绕组S2的异名端与二极管D1的阳极连接，二极管D1的阴极与电容Co的一端连接，变压器TX1副边绕组S2的同名端与电容Co的另一端连接；其中，
副边绕组单元可形成两个续流回路，第一续流回路自副边绕组S1、二极管D3、电感Lo到负载；第二续流回路自副边绕组S2、二极管D1到负载；第一续流回路形成变压器TX1的副边绕组S1与电感Lo的回路控制关系，以及变压器TX1的副边绕组S1与副边绕组S2的耦合匝比控制关系。
10.一种正反激式开关电源的控制方法，包括如下步骤：
在主开关管Q1开通、辅助开关管Q2截止阶段，变压器TX1的副边绕组S1传输输入能量并输出给负载，一直持续到主开关管Q1关断；
当主开关管Q1关断时，变压器原边电流ILr对主开关管Q1和辅助开关管Q2的结电容充电，当主开关管Q1的结电容的电压Vds1上升到足够高，可使变压器TX1的初级绕组P1的电压等于零，此时副边绕组单元的二极管D1和D3同时导通，形成两个续流回路，使变压器TX1的副边绕组S1与副边绕组S2的能量通过两个续流回路一起传输到负载；电感Lo开始将储存的能量传送输出；在副边绕组S1电流Is+降为零之前，变压器TX1初级绕组P1的电压保持为零，电感Lo持续将储存的能量传送输出；
在主开关管Q1和辅助开关管Q2均截止阶段，变压器TX1的副边绕组S2为负载RL提供能量；
当变压器TX1的副边绕组S2所形成的反激回路电流Is-下降为零时，开通辅助开关管Q2，并在主开关管导通时刻之前关断辅助开关管Q2；
当主开关管Q1的反并联体二极管导通时，开通主开关管Q1。
11.一种正反激式开关电源的控制方法，包括：
在主开关管Q1关断时，由变压器原边电流ILr对主开关管Q1和辅助开关管Q2的结电容充电，使主开关管Q1的结电容的电压Vds1上升至使变压器TX1的初级绕组P1的电压等于零，以控制副边绕组单元的二极管D1和D3同时导通；
在二极管D1和D3同时导通期间，使副边绕组单元可形成两个续流回路，第一续流回路自副边绕组S1、二极管D3和电感Lo到负载；第二续流回路自副边绕组S2和二极管D1到负载；第一续流回路形成变压器TX1的副边绕组S1与电感Lo的回路控制关系，以及变压器TX1的副边绕组S1与副边绕组S2的耦合匝比控制关系。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023098267A1 (zh) * 2021-11-30 2023-06-08 广州金升阳科技有限公司 一种级联电路及其控制方法
CN116526857A (zh) * 2023-05-08 2023-08-01 深圳讴艾半导体有限公司 一种正反激变换器及控制方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101047339A (zh) * 2007-04-29 2007-10-03 北京新雷能有限责任公司 一种零电压开关有源钳位正反激变换器
CN101686015A (zh) * 2008-09-23 2010-03-31 台达电子工业股份有限公司 具有主动箝位电路的正-反激变换器
CN104218806A (zh) * 2014-08-18 2014-12-17 广州金升阳科技有限公司 一种零电压开关的反激式开关电源控制方法及电路

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101047339A (zh) * 2007-04-29 2007-10-03 北京新雷能有限责任公司 一种零电压开关有源钳位正反激变换器
CN101686015A (zh) * 2008-09-23 2010-03-31 台达电子工业股份有限公司 具有主动箝位电路的正-反激变换器
CN104218806A (zh) * 2014-08-18 2014-12-17 广州金升阳科技有限公司 一种零电压开关的反激式开关电源控制方法及电路

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023098267A1 (zh) * 2021-11-30 2023-06-08 广州金升阳科技有限公司 一种级联电路及其控制方法
CN116526857A (zh) * 2023-05-08 2023-08-01 深圳讴艾半导体有限公司 一种正反激变换器及控制方法
CN116526857B (zh) * 2023-05-08 2024-01-30 深圳讴艾半导体有限公司 一种正反激变换器及控制方法

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