KR200215726Y1

KR200215726Y1 - 초절전형 중앙집중식 전자안정기

Info

Publication number: KR200215726Y1
Application number: KR2020000028569U
Authority: KR
Inventors: 박준호
Original assignee: 박준호
Priority date: 2000-10-13
Filing date: 2000-10-13
Publication date: 2001-03-15

Abstract

본 고안은 복수의 방전등을 중앙집중식으로 제어할 수 있는 중앙집중식 전자안정기에 관한 것으로, 고전압의 레벨로 증폭하는데 사용되는 제1전원 및 스위칭동작에 의하여 구형파신호를 발생하는데 사용되는 제2전원으로 된 두 직류전원을 발생하는 전원출력부; 스위칭신호에 따라 소정의 주파수로 동작하여 제2전원을 상기 주파수의 구형파로 쵸핑하여 출력하는 스위칭부; 상기 제2전원의 레벨을 갖는 구형파신호를 입력받아 상기 제1전원의 레벨을 갖는 구형파신호로 증폭하여 방전등으로 전원을 공급하는 인버터부; 상기 인버터부의 출력전류를 검출하여 상기 스위칭부로 궤환시키는 전류궤환부; 및 상기 전류궤환부에서 검출된 감지신호에 따라 상기 스위칭신호의 펄스 위상을 조정하여 상기 인버터부의 출력이 일정하게 유지되도록 제어하는 스위칭제어부를 포함하여, 높은 효율을 갖는 안정기를 구현할 수 있다.

Description

초절전형 중앙집중식 전자안정기{Centrally-controlled electronic ballast with enhanced power savings}

본 고안은 고압 방전등의 전자식 안정기에 관한 것으로, 특히 복수의 방전등을 중앙집중식으로 제어할 수 있는 중앙집중식 전자안정기에 관한 것이다.

자기식 안정기는 쵸크코일과 대용량 콘덴서를 사용하므로 형광등에서 빛으로 소비되는 전력 이외에 안정기 자체의 열 발생으로 많은 전력 손실이 발생된다. 또한 60Hz의 상용전원으로 점등시키므로 깜박임이 발생된다. 이러한 결점을 보완하기 위하여 전자식 안정기가 개발되었다. 전자식 안정기는 반도체 소자를 사용하여 60Hz 상용 교류전원을 직류로 정류하고 인버터회로에서 높은 주파수(25-50KHz)의 신호로 변환하여 안정되게 형광등을 점등시킨다. 전자식 안정기는 자기식 안정기에 비하여 고주파 전원으로 점등시키기 때문에 발광효율을 높일 수 있고, 초크코일의 발열에 의한 손실도 줄일 수 있어 절전 효과를 볼 수 있다.

그러나, 많은 수의 형광등을 중앙집중식으로 통합하여 점등시키는 경우에는 여전히 안정기 내에서의 전력 소모가 심하고, 또한 큰 전류로 인하여 인버터내에 사용되는 트랜지스터에 별도의 히트 싱크를 부가하는 등의 문제점이 있었다.

본 고안이 이루고자 하는 기술적 과제는, 복수의 방전등을 중앙집중식으로 제어할 수 있는 중앙집중식 전자안정기를 제공하는데 있다.

도 1a은 본 고안에 따른 전자식 안정기의 전체 블록도이다.

도 1b는 도 1a에 도시된 부하부(15)에 포함된 복수의 형광등 중 하나의 상세 구성을 도시한 도면이다.

도 1c는 부하부(15)로 입력되는 신호파형을 나타내는 도면이다.

도 2는 도 1의 블록도에 도시된 전자식 안정기에 대응하는 상세 회로도를 나타내는 도면이다.

도 3는 도 2에 도시된 PWM제어회로(21)의 구성도의 일 예이다.

도 4a에 도시된 회로(M1)는 도 2에 도시된 업출력부(23)에 포함된 각 모듈의 상세 회로도이다.

도 4b에 도시된 회로(M2)는 도 2에 도시된 다운출력부(24)에 포함된 각 모듈의 상세 회로도이다.

도 5a는 도 1에 도시된 입력정류기(11)의 구성을 나타내는 회로도이며, 도 5b, c, d는 도 5a에 도시된 고전압발생부(53)의 다른 예를 나타내며, 도 5e는 도 5a에 도시된 저전압발생부(55)의 출력단에 연결되어 보다 낮고 안정된 저전압전원을 얻을 수 있는 DC/DC 콘버터의 일 예를 나타내는 회로도이다.

상기의 과제를 해결하기 위한 본 고안에 따른 전자식 안정기는

고전압의 레벨로 증폭하는데 사용되는 제1전원 및 스위칭동작에 의하여 구형파신호를 발생하는데 사용되는 제2전원으로 된 두 직류전원을 발생하는 전원출력부; 스위칭신호에 따라 소정의 주파수로 동작하여 제2전원을 상기 주파수의 구형파로 쵸핑하여 출력하는 스위칭부; 상기 제2전원의 레벨을 갖는 구형파신호를 입력받아 상기 제1전원의 레벨을 갖는 구형파신호로 증폭하여 방전등으로 전원을 공급하는 인버터부; 상기 인버터부의 출력전류를 검출하여 상기 스위칭부로 궤환시키는 전류궤환부; 및 상기 전류궤환부에서 검출된 감지신호에 따라 상기 스위칭신호의 펄스 위상을 조정하여 상기 인버터부의 출력이 일정하게 유지되도록 제어하는 스위칭제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기의 과제를 해결하기 위한 본 고안에 따른 다른 전자식 안정기는

고전압의 레벨로 증폭하는데 사용되는 제1전원 및 스위칭동작에 의하여 구형파신호를 발생하는데 사용되는 제2전원으로 된 두 직류전원을 발생하는 전원출력부; 스위칭신호에 따라 소정의 주파수로 동작하여 상기 제2전원을 상기 주파수의 구형파로 쵸핑하여 출력하는 스위칭부; 및 상기 입력 구형파신호의 로직레벨에 따라 서로 번갈아 온 또는 오프되는 업출력부 및 다운출력부를 구비하여, 상기 제1전원의 (+)단자에서 상기 업출력부를 통하여 상기 제1전원의 중간탭단자로의 전류 경로를 설정하거나 상기 제1전원의 중간탭단자에서 상기 다운출력부를 통하여 상기 제1전원의 (-)단자로의 전류경로를 설정하여, 상기 제2전원의 레벨을 갖는 구형파신호를 입력받아 상기 제1전원의 레벨을 갖는 구형파신호로 증폭하여 방전등으로 전원을 공급하는 인버터부; 상기 인버터부에서 상기 방전등으로 공급되는 출력전류를 검출하여 상기 스위칭부로 궤환시키는 전류궤환부; 및 상기 전류궤환부에서 출력된 감지신호에 따라 상기 스위칭신호의 펄스 위상을 조정하여 상기 인버터부의 출력이 일정하게 유지되도록 제어하는 스위칭제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

도 1a은 본 고안에 따른 전자식 안정기의 전체 블록도이다. 교류(AC)전원이 입력정류기(11)로 입력되면 두 직류전원(V₁, V₂)을 발생하여 스위칭회로(12) 및 인버터(14)로 출력된다. 여기서, 직류전원 V₁은 고전압의 직류전원으로서 인버터(14)의 출력전압 레벨을 결정하며, 다른 직류전원 V₂는 스위칭회로(12)의 전원으로 공급되는데, 도면에 도시된 회로에 부가적인 회로(예컨대, 도 5e에 도시된 DC/DC 콘버터)를 더 추가하여 보다 안정하고 낮은 전압(예컨대, 12 또는 15Vdc)이 발생되도록 구성할 수 있다. 인버터(14)의 구형파신호와 고전압전원(V1)은 형광등과 같은 부하부(15)로 입력된다. 부하부(15)로는 각각 공진기와 램프로 구성된 복수의 형광등(123, ... 15n)이 예로써 도시되어 있다.

스위칭회로(12)는 소정의 주파수로 동작하여 입력 직류전압(V₂)을 고주파수의 구평파로 쵸핑(chopping)한다. 이 구형파신호는 드라이브 트랜스포머(13)을 거쳐 인버터(14)로 입력되어 고전압전원(V₁)으로 증폭된 다음 부하부(15)로 인가된다. 인버터(14)는 스위칭회로(12)에서 발생된 구형파의 주파수에 따라 입력 직류전압(V₁)의 전위레벨을 갖는 구형파신호(RF)를 발생한다.

전류궤환부(18)는 인버터(14)의 출력전류를 검출하여 스위칭회로(12)로 궤환시킨다. 스위칭회로(12)는 궤환신호를 기준신호와 비교하여 스위칭신호의 펄스위상을 조정하여 전류 및 전압의 레벨(크기)를 조정(PWM 제어)한다. 그럼으로써, 인버터(14)의 최종 출력을 일정하게 유지시킨다.

도 1b는 도 1a에 도시된 부하부(15)에 포함된 복수의 형광등 중 하나의 상세 구성을 도시한 도면이다. 형광등 내부에는 공진기로서 동작하는 커패시터(C1)와 인덕터(L1)가 있으며, 아크방전에 의하여 발광하는 램프(FL)를 구비한다.

도 1c는 부하부(15)로 입력되는 신호파형을 나타내는 도면으로서, 인버터(14)에서 증폭된 RF 구형파가 도 1b에 도시된 바와 같은 형광등 공진회로에 인가된다. 구형파의 하이레벨 구간에서는 공진회로의 커패시턴스 C1, C2, C3에 의하여 충전전류가 흐르게 되고, 다시 로우레벨 구간이 되면 이들 커패시턴스에 충전되었던 전류가 방전되어 -V1으로 전류가 흐른다. 이 때, 형광등에 흐르는 전류는 고전압 구형파에 의한 작동으로 작은 전류로도 형광등을 켜지게 할 수 있다.

도 2는 도 1의 블록도에 도시된 중앙집중식 전자 안정기에 대응하는 상세 회로도를 나타내는 도면이다. 드라이브 트랜스포머(T1)을 중심으로 도면의 좌측 회로는 도 1의 스위칭부(12)에 대응하고, 도면의 우측회로는 인버터(14)에 대응하며, 또한 전류궤환부(25)가 도시되어 있다. 직류전원 V₁및 V₂는 도 1에 도시된 입력정류기(11)에서 출력되는 전원으로서, 직류전원 V₁은 고전압의 직류전원으로서 출력신호의 전압레벨을 결정하는 증폭용 전원('고전압전원')이며, 다른 직류전원 V₂는 드라이브 트랜스포머(T₁)의 1차측 및 PWM 제어회로(21)의 전원으로 공급되며 스위칭동작에 의하여 구형파신호를 발생하기 위한 전원('스위칭전원')이다.

스위칭 트랜지스터(Qs)은 PWM 제어회로(21)에서 출력되는 스위칭신호(SWout)에 따라 온 또는 오프하는 스위칭소자로서 동작한다. 트랜스포머(T₁)은 스위칭전원(V₂)과 트랜지스터(Qs) 사이에 1차권선(N_p)이 연결되어 트랜지스터(Qs)의 온오프에 의하여 1차권선에 교류전원이 공급되어 2차권선에 전력을 공급한다. 또한, PWM 제어회로(21)로는 전류궤환부(25)에 의하여 출력측 로드(부하)의 변화에 따른 전류의 변동을 센싱하여 그로부터 구한 감지신호(SENSE)가 궤환되며, PWM 제어회로(21)는 이와 같은 감지신호를 고려하여 스위칭신호(SW_out)를 발생한다.

스위칭소자는 트랜지스터(Q_s)로 구성되며, PWM제어회로(21)의 스위칭신호(SW_out)의 로직 레벨에 따라 온/오프하여 전력트랜스포머(T₁)의 1차권선(N_p)에 흐르는 전류를 단속한다. 스위칭 트랜지스터(Qs)의 온오프에 따라 트랜스포머(T₁)의 1차권선(N_p)에 흐르는 전류가 2차권선으로 유도되어 권선비에 따라 2차권선 양단에 전압이 유기된다.

스위칭 트랜지스터(Q_s)에 의하여 발생된 구형파 신호는 트랜스포머(T₁)을 통하여 2차권선측으로 전달되어 업출력부(23) 및 다운출력부(24)에 각각 포함된 전계효과 트랜지스터들의 각 게이트 단자로 입력된다. 따라서, 업출력부(23) 및 다운출력부(24)에 포함된 트랜지스터들이 서로 교대로 턴-온/오프 되어 입력 구형파신호를 증폭시켜, 그 주파수가 입력 구형파 신호와 실질적으로 동일하고 고전압전원(V₁)의 레벨로 증폭된 구형파신호가 발생된다. 한편, 트랜지스터(Q_s)을 선정함에 있어서 다음과 같은 점을 고려할 필요가 있다. 먼저 트랜지스터의 입력 게이트 커패시턴스가 낮은 값(예: 220pF)으로 되도록, 내부저항(R_DS(on))도 낮은 값(예: 0.3옴 이하)으로 되도록 하는 것이 바람직하며, 그렇게 함으로써 전력손실을 줄일 수 있다.

본 회로도에서는 트랜스포머(T₁)의 1차권선은 기본권선(N_p)과 보조권선(N_T)을 포함한다. 보조권선(N_T)은 스위칭 트랜지스터(Q_s)가 오프인 동안 에너지를 저장하고 있다가 트랜지스터(Q_s)일 온일 때 이 저장된 에너지를 출력측으로 리턴함으로써 구형파의 다운(down) 부분, 즉 로우레벨신호의 에너지를 출력측으로 전달하여 오프신호레벨을 높인다. 따라서, 구형파의 다운(down) 부분 동안 다운출력부(24)의 트랜지스터들(Q_5-7)을 온시키기에 충분한 게이트신호를 공급할 수 있다. 반대로, 기본권선(N_p)은 트랜지스터(Q_s)이 온인 동안 에너지를 저장하고 있다가 트랜지스터(Q_s)일 오프일 때 이 저장된 에너지를 출력측으로 전달하여 업출력부(23)의 트랜지스터들(Q_1-3)을 온시킨다.

기본권선(N_p)과 보조권선(N_T)은 그 극성이 반대로 권선되어 있으며, 다이오드(D1)는 빠른 스위칭(ultra fast) 다이오드를 사용하며, 기본권선(N_p)과 보조권선(N_T) 사이에 개제되거나 보조권선(N_T)과 (-)단자(-V₂) 사이에 게재되어 스위칭 트랜지스터(Q_s)가 오프인 동안의 전류의 방향을 결정한다. 보조권선(N_T)에 사용되는 코일의 굵기 및 권선수는 기본권선(N_p)의 그것과 실질적으로 동일하게 구성한다.

본 실시예에 의하면, 드라이브 트랜스포머(T₁)의 보조권선(N_T)은 1차권선(N_p)와 권선수를 같이하지만 그 극성이 반대로 되어 있다. 이는 트랜지스터(Q_s)이 턴온시 에너지를 코일에 저장하고 있다가 턴오프시 다운출력부(24)의 트랜지스터들(Q_5-7)의 게이트 입력 커패시턴스의 충전전류를 공급하여 이들 트랜지스터들의 턴온을 촉진시키는 기능을 한다. 한편, 업출력부(23)의 트랜지스터들(Q_1-3)의 게이트 입력 커패시턴스의 충전전류는 트랜지스터(Q_s)이 턴온시 1차코일(N_p)에 저장된 에너지에 의하여 수행된다. 따라서, 출력신호에는 데드타임이 발생하지 않아 높은 효율 및 작은 리플을 구현할 수 있다.

PWM제어회로(21)는 콘버터의 출력전압(+FB)을 궤환 입력받고, 인버터 출력전류에 의하여 발생된 센싱전압(SENSE)을 입력받아, 스위칭소자(Q_s)의 온/오프 동작을 위한 구형파펄스를 발생시킨다. 이에 대한 자세한 구성은 도 3를 통하여 설명할 것이다.

자기바이어스회로(22)는 PWM제어회로(21) 내에 있는 스위칭신호(SW_out)의 출력부로 동작전원을 공급한다. 전력 트랜스포머(T₁)의 1차측의 궤환권선(N_FB,그 극성표시(dot; 권선의 start점 표시)는 기본권선(N_p)의 극성표시와 반대로 됨)에 의하여 유도된 전압은 다이오드(D1)를 통하여 PWM제어회로(21)의 Vcc단자로 인가된다. 여기서, 커패시터(C₁)는 리플 제거용이다. 그리고, PWM 제어회로(21)로 입력되는 전원(V_in)은 자기바이어스회로(22)에 의하여 전원을 공급받는 스위칭 출력부 이외의 PWM 제어회로(21)에 포함된 소자에 전원을 공급한다.

도 3는 도 2에 도시된 PWM제어회로(21)의 구성도의 일 예로서, 전류-모드 제어방식을 설명하고 있다. 트랜스포머(T₁)의 1차측의 궤환권선(NFB)에 의하여 유기된 전원(Vcc)는 스위칭신호(SW_out)를 출력하는 출력증폭기(35)로 전원을 공급하며, 클럭발생기(33), 플립플럽(34), 오차증폭기(31) 및 비교기(32) 등의 회로에는 레규레이터(37)를 통하여 인가되는 입력전원(V₂)으로부터 동작전원(Vin)을 공급받는다.

오차증폭기(31)는 인버터의 출력 전압신호(+FB)와 기준전압(V_ref)을 비교하여 증폭하고, 그 오차신호는 비교기(32)로 입력된다. 그리고, 인버터의 출력전류를 센싱하고 이를 전압으로 변환한 다음 그 센싱신호(SENSE)가 비교기(32)로 입력된다. 비교기(32)는 픽크 스위치 전류에 따른 검출신호(SENSE)를 출력 전압신호와 관련된 오차신호와 비교하여 RS플립플럽(래치, 34)으로 입력한다. 클럭발생기(33)는 스위칭주파수(fs)에 상응하는 클럭신호를 발생하며, RS 플립플럽(34)은 비교기(32)의 출력과 클럭신호를 입력받아 스위칭 소자의 온/오프를 구동하는 스위칭신호(SW_out)를 발생한다. 스위칭신호는 그 로직 레벨에 따라 뒷단에 연결된 스위칭소자(트랜지스터 Qs)를 온/오프한다.

최종 출력단에서 궤환된 인버터 출력전압(+FB)는 오차증폭기(31)에서 기준전압(V_ref)와 비교되며, 전류궤환신호(SENSE)는 비교기(32)에서 기준전압(1.2V)과 비교되어 그 결과가 플립플럽(34)으로 입력된다. 플립플럽(34)에서는 비교기(32)의 출력신호에 따라 클럭발생기(33)에서 발생되어 입력되는 클럭신호의 위상(또는 폭)을 증감시켜(다시 말하면, 클럭신호의 듀티 사이클이 변화된 펄스폭 변조(PWM)된 신호를 발생시켜) 스위칭신호(SW_out)를 발생하여 입력전압과 부하의 변동에 따라 트랜스포머(T₁)에 흐르는 전류를 증감시켜 최종 출력단의 출력전압을 일정하게 유지시킬 수 있다.

도 2에서, 트랜스포머(T₁)의 2차권선측에 연결된 인버터(14)의 구성은 다음과 같다. 인버터(14)는 업(UP)출력부(23) 및 다운(DOWN)출력부(24)로 구성되며, 각 출력부는 복수 개의 회로모듈(M1 또는 M2)을 포함한다. 업(UP)출력부(23)의 각 모듈(M1)의 (a)단자(즉, 트랜지스터의 드레인 단자)는 공통으로 연결되어 고전압전원(+V₁)에 연결되고, 각 모듈(M1)의 (b)단자(즉, 트랜지스터의 소스 단자)는 공통으로 연결되어 인버터의 출력단자(S)를 형성한다. 다운(DOWN)출력부(24)의 각 모듈(M2)의 (d)단자(즉, 트랜지스터의 소스 단자)는 공통으로 연결되어 고전압전원의 (-)단자(-V₁)에 연결되고, 각 모듈의 (c)단자(즉, 트랜지스터의 드레인 단자)는 공통으로 연결되며 업(UP)출력부(23)의 각 모듈(M1)의 (b)단자와 공통 접속되어 인버터의 출력단자(S)를 형성한다.

PWM제어회로(21)에 연결된 스위칭 트랜지스터(Qs)가 온되면 업출력부(23)의 트랜지스터들은 온되고 다운출력부(24)의 트랜지스터들은 오프되어 고전압전원의 (+)단자(+V₁)에서 그 중간탭으로 전류가 흐르게 된다. 다음으로, 스위칭 트랜지스터(Q₁)이 오프되면 업출력부(23)의 트랜지스터들은 오프되고 다운출력부(24)의 트랜지스터들은 온되어 고전압전원(V₁)의 중간탭에서 트랜스포머(T3, T2)를 통하고 다운출력부(24)의 트랜지스터들을 거쳐 고전압전원(V₁)의 (-) 단자(-V₁)로 전류가 흐르게 된다. 이와 같이, 스위칭 트랜지스터(Q₁)의 온/오프 동작에 의하여 출력 트랜스포머(T3) 측으로 고전압레벨을 갖는 구형파신호가 전달된다.

도 4a에 도시된 회로(M1)는 도 2에 도시된 업출력부(23)에 포함된 각 모듈의 상세 회로도로서, 트랜지스터 주위에 RC 스누버회로 및 전하방전부를 더 구비한다. 회로(M1)는 전력 트랜스포머(T₁)의 1차권선측에서 전달된 구형파신호를 전달받으며, 권선비에 따라 레벨이 변경된 구형파신호에 의하여 트랜지스터(Q₂)가 온/오프된다.

트랜지스터(Q₂)가 오프되면 드레인과 소스간의 커패시턴스(Coss)에 충전(charge)된 전하(이는 트랜지스터(Q₂)가 온일 동안 충전된 전하임)는 다이오드(Dd2)를 통하여 커패시터(Cd2)에 충전된다. 트랜지스터(Q₂)가 온이 되면 커패시터(Cd2)에 충전된 전하는 저항(Rd2)를 통과하면서 열로서 방출된다. 따라서, 트랜지스터(Q₂)가 온인 동안 드레인과 소스간의 커패시턴스(Coss)에 의한 전하가 저항(Rd2)에서 방출되므로 그로 인하여 트랜지스터(Q₂)에 미치는 영향이 최소화되며, 스위칭 동작 중에 트랜지스터(Q₂)에서 발생되는 열도 상당히 낮출 수 있다.

고주파수용의 전력 트랜스포머(T₁)의 1차측 코일의 누설 인덕턴스와 트랜지스터(Q₂)의 게이트와 소스 간의 커패시턴스(C_GS)에 의하여 턴-오프 시에 동조회로가 형성되는데, 이와 같은 동조회로에 의하여 과도상태에서 과전압 링깅 현상(transient overvoltage ringing)이 야기된다. 링깅은 턴-오프 기간에서 다이오드나 트랜지스터를 파괴시킬 수 있을 정도로 큰 진폭을 가질 수 있다. 저항(R_s2)와 커패시터(C_s2)로 구성된 RC 소자는 스누버(snubber) 회로로서, 이와 같은 링깅 현상을 억제하는 역할을 하며, 전력 트랜스포머(T₁)의 2차권선에 병렬로 연결된다.

그리고, 트랜지스터(Q₂)의 게이트단자에 연결된 게이트저항(R_g)은 전력 트랜스포머(T₁)로부터 전달된 구형파의 상승시간(rising time)과 트랜지스터(Q₂)의 상승시간이 매칭되도록 하기 위하여 부가된다.

도 4b에 도시된 회로(M2)는 도 2에 도시된 다운출력부(24)에 포함된 각 모듈의 상세 회로도로서, 트랜지스터 주위에 RC 스누버회로 및 전하방전부를 더 구비한다. 회로(M1)과 비교하여 2차권선의 극성표시(dot)의 위치가 반대로 된 점을 제외하고는 실질적인 구성이 동일한 것을 알 수 있으므로 그 자세한 설명은 생략한다.

도 2에서, 업출력부(23)는 도 4a에 도시된 회로(M1)을 병렬 연결하여 동작 전류를 복수의 트랜지스터를 통하여 분산시켜 흐르게 하여 각 트랜지스터에 흐르는 전류가 작게 되도록 구성한 것이다. 즉, 전력 트랜스포머(T₁)의 2차권선의 업출력부는 복수의 트랜지스터(Q₁, Q₂, ...)가 병렬연결(각 트랜지스터의 드레인은 드레인끼리, 소스는 소스끼리 연결)되며, 각 트랜지스터에 전하방전부를 각각 별도로 구비한다. 또한, 다운출력부(24)의 경우에도 업출력부(23)와 대응되게 도 4b에 도시된 회로(M2)을 병렬 연결한 구성을 나타내고 있다.

본 실시예에서와 같이, 구형파의 양의 펄스부분으로 작동하는 트랜지스터군으로 구성된 업출력부(23)와 구형파의 음의 펄스부분으로 작동하는 트랜지스터군으로 구성된 다운출력부(24)를 구비하여, 스위칭부(12)에서 출력된 구형파신호를 각 트랜지스터의 게이트로 입력함으로써, 각 트랜지스터에 흐르는 전류가 1/n 로 줄어들고, 그에 따라 전력손실도 낮아지게 된다. 따라서, 각 트랜지스터에 별도의 히트 싱크를 구비하지 않더라도 안정적으로 동작하는 것이 가능하다. 다시 말하면, 업(UP)출력부(23) 및 다운(DOWN)출력부(24) 각각은 도 4a 및 도 4b에 도시된 모듈인 M1 및 M2를 각각 복수개 병렬 연결하여, 각 출력부에 포함되는 트랜지스터를 복수개 병렬로 연결시킨 구조를 취한다. 그렇게 함으로써, 각 트랜지스터에 흐르는 전류를 1/n (여기서, n은 각 출력부에서 사용된 트랜지스터의 개수)로 줄어들므로, 트랜지스터의 드레인-소스 간 내부저항(R_DS(on))에 의한 전력 손실을 최소화할 수 있으며, 또한 각 트랜지스터에서 발생되는 열도 최소화되어 별도의 방열판을 사용하지 않고도 안정되게 동작할 수 있다.

또한, 인버터의 스위칭 주파수가 높아짐에 따라 각 트랜지스터(MOSFET)의 드레인-소스간의 커패시턴스(Coss)에 의한 전력 손실이 증가되는데, 이와 같은 전력손실을 줄이기 위하여, 각 출력부에는 트랜지스터의 드레인과 소스 사이에 다이오드(Dd), 커패시터(Cd) 및 저항(Rd)으로 구성된 스누버회로를 드레인과 소스 사이에 연결한다(도 4a,b 참조). 따라서, 트랜지스터의 드레인-소스 간 커패시턴스(Coss)에 의한 열손실이 저항(Rd)에서 방열되어 트랜지스터의 열적 런어웨이(Thermal runaway)를 방지할 수 있다. n 개의 트랜지스터의 내부 저항 R_DS(on)에 의한 열손실은 다음과 같이 계산된다.

따라서, 트랜지스터를 도면과 같이 n개를 병렬연결하여 사용함으로써, 열손실을 1/n로 줄일 수 있음을 알 수 있다. 부품 가격의 측면에서도 고전력용 트랜지스터 1개의 가격이 저전력용 트랜지스터 수 개보다도 더 비싸므로, 회로를 구현하는 데 드는 비용도 저렴해진다.

도 2에서, 업출력부(23)는, 예를 들어 도 4a에 도시된 바와 같은 구성을 하는 모듈(M1) 3개를 병렬로 연결한 구조를 갖는다. 즉, 각 모듈에 속한 트랜지스터의 드레인 단자(a)를 공통으로 묶고, 트랜지스터의 소스 단자(b)를 공통으로 묶어 병렬 구조를 취하고 있다. 마찬가지로, 다운출력부(24)도 도 4b에 도시된 바와 같은 구성을 하는 모듈(M2) 3개를 병렬로 연결한 구조를 갖는다. 이와 같은 병렬 구조에 의하여 출력부의 트랜지스터가 온될 때 각 트랜지스터에 흐르는 전류는 전체 전류의 1/3이 되고, 그에 따라 트랜지스터의 온-저항 (Rds)에 의한 전력 손실을 1/3로 줄일 수 있다. 본 실시예에서는 각 출력부에 포함된 모듈의 수를 3개로 예시하였으나, 만일 모듈의 수를 증가시킨다면 전력손실을 보다 낮추어 효율을 높일 수 있겠지만 장치의 물리적인 부피를 증가시키게 될 것이며, 모듈의 수를 감소시키면 그 반대가 될 것이므로, 전력 정격이나 사용 목적에 따라 모듈의 수를 가감할 수 있다.

본 실시예에 의한 인버터(14)의 각 출력부(23, 24)는 일정한 정격출력을 갖는 소형 경량의 모듈의 형태로 제작이 가능하며, 이들 모듈을 병렬로 연결하여 대용량의 인버터로 구성되도록 할 수 있다. 본 실시예는 개별 형광등에 구비된 전자안정기를 한 곳에 집중시켜 동작시키는 중앙집중식 안정기 또는 밧데리 충전기, 직류 모터의 구동장치 등에 응용이 가능하며, 각 트랜지스터에 별도의 방열판이 필요없어 부피를 최소화하고 효율도 크게 향상시킬 수 있다.

한편, 인버터(14)에서 트랜스포머(T3)측으로 전달되는 전류를 감지하여 PWM 제어회로(21)로 궤환시키는 전류궤환부(25, S1)의 구성을 살펴보면 다음과 같다. 전류궤환부(25)는 입력전압 및/또는 출력전압의 변동에 따라 트랜지스터에 흐르는 전류인 I_PDC가 민감하게 변하기 때문에 전류 센싱 트랜스포머(T2)의 1차 코일을 도면에 도시된 바와 같이 인버터의 출력측에 위치시킨다.

전류궤환부(25)의 출력신호(SENSE)는 PWM 제어회로(21)의 입력단자(SENSE)로 궤환된다. 전류궤환부(25)는 전류 커플링 트랜스포머(T2)를 포함하며, 권선의 극성은 도면에 도시된 바와 같다. 저항(R6, R7)은 트랜스포머(T2)의 2차권선에 유도된 전류를 전압신호로 변환한다. 스위칭 트랜지스터(Qs)이 온되면 전류는 고전압전원(V₁)의 (+)단자에서 업출력부(23)을 통하여 인버터 출력단자 쪽으로 흐르게 되어 다이오드(D3)에는 순방향 바이어스가 걸려 도통되고 다이오드(D4)에는 역방향 바이어스가 걸려 도통되지 않는다. 커패시터(C6)는 교류잡음 제거용이며, 가변 저항기(VR1)은 출력신호(SENSE)의 전위레벨 조정용으로 사용되며, 가변저항기(VR1)에 의하여 조정된 전압신호(SENSE)는 PWM제어회로(21)로 궤환된다. 한편, 스위칭 트랜지스터(Qs)이 오프되면 전류는 고전압전원(V₁)의 중간탭 단자에서 트랜스포머(T3)의 1차권선과 다운출력부(24)을 통하여 고전압전원(V₁)의 (-)단자(-V₁) 단자 쪽으로 흐르게 되어, 다이오드(D4)에는 순방향 바이어스가 걸려 도통되고 다이오드(D3)에는 역방향 바이어스가 걸려 도통되지 않는다.

전류궤환부(25)는 출력전류를 센싱하여 스위칭 트랜지스터(Qs)을 제어하는 감지신호(SENSE)를 생성하는데, 트랜스포머(T2)에 의하여 스위칭부와 인버터 출력부를 전기적으로 분리하고, 또한 궤환부(25)의 그라운드 레벨은 스위칭전원(V₂)의 (-)단자(-V₂)와 연결되어 인버터의 출력레벨을 조정하는 고전압전원(V₁)와도 전기적으로 분리되어 있다. 따라서, 스위칭 트랜지스터(Qs)에서의 고주파수 동작에 의하여 인버터의 출력에 나타나는 발진이나 잡음을 방지할 수 있다.

도 5a는 도 1에 도시된 입력정류기(11)의 구성을 나타내는 회로도로서, 교류입력부(51), 고전압발생부(53) 및 저전압발생부(55)를 구비한다. 도 5b, c, d는 도 5a에 도시된 고전압발생부(53)의 다른 예를 나타내며, 도 5e는 도 5a에 도시된 저전압발생부(55)의 출력단에 연결되어 보다 낮고 안정된 저전압전원을 얻을 수 있는 DC/DC 콘버터의 일 예를 나타내는 회로도이다.

도 5a에서, 교류입력부(51)에는 배리스터(Z₁), 커패시터(C₁₁, C₁₂, C₁₃), 인덕터(L₁, L₂) 등이 연결되어, 과도한 입력전압을 안전한 레벨로 클램핑하고, 입력전원으로부터의 과도한 유입 전류를 차단하고 잡음을 제거하는데 사용된다. 브릿지 다이오드(BR₁, BR₂)는 교류전원의 위상에 따라 전류의 흐름을 결정하여 교류를 직류로 변환시키는 기능을 한다. 스위치(S1)은 교류입력전압(110V 또는 220V)에 따른 선택스위치이다.

고전압발생부(53)는 온도가 오르면 저항이 감소하는 소자인 서미스터 (thermistor; TH)를 포함하며, 이는 전류량에 관계없이 서미스터의 저항을 일정하게 유지하여 필터용 커패시터(C₁, C₂)의 순간적인 과도전류로 인한 회로의 파손을 방지하는 역할을 한다. 입력 교류전원의 사이클에 따라 다이오드(BR₁)의 전류 흐름이 정해지고 커패시터(C₁, C₂)의 충전에 의하여 고전위 레벨의 직류전압 V₁가 발생된다. 저전압발생부(55)는 다이오드의 순방향과 커패시터의 전하 충전 작용에 의하여 저전압 레벨의 직류전압 V₂를 발생한다.

도 5b는 도 5a에 도시된 고전압발생부(53)와 관련된 구성을 병렬형태로 구성한 것으로, 높은 정격전류를 갖는 AC-to-DC 정류기를 몇 개의 정류기로 분할하여 입력단과 출력단을 병렬로 연결시킨 다중정류기 회로를 나타낸다. 도 5a에 도시된 고전압발생부(53)의 브릿지 다이오드(BR₁)은 동작 전류가 크면 그에 따라 열이 많이 발생되어 방열판이 필요하며 또한 커패시터의 용량도 커지게 되어, 전체적으로 회로의 부피가 커지게 된다.

도시된 바와 같이 각 단위 모듈의 구성은 기본적으로 도 5a에 도시된 고전압발생부와 관련된 구성과 실질적으로 동일하며, 각 모듈의 입력단자끼리, 그리고 각 모듈의 출력단자끼리 병렬로 연결되어, 총 출력용량을 높일 수 있다, 예를 들어, 500VA의 정류기를 설계할 경우, 50VA의 정격을 갖는 모듈 10개를 서로 병렬로 연결 사용하면 된다. 그럼으로써, 전체 입력전류가 각 모듈로 분산되므로 각 모듈에서 소모되는 전력손실을 낮출 수 있다. 즉, 손실전력은 저항에 비례하고 전류의 자승에 비례하므로, 일정한 저항(R)을 갖는 n개의 모듈을 사용한 경우 손실전력 Ploss는 다음과 같다.

다시 말하면, 전체 동작전류가 일정하다고 할 때, 저항(R)을 갖는 n 개의 모듈을 사용하면 저항(R)을 갖는 한 개의 모듈을 사용한 경우에 비하여 손실전력을 1/n 배 만큼 줄일 수 있다. 따라서, 전원공급기의 효율을 높일 수 있다.

한편, 각 모듈의 출력단자에 연결된 출력필터(57)는 커패시터들(CF₁₁~CF₁₄)와 인덕터(LF₁)를 포함하는 파이()형 로우패스필터로서, 고주파수의 스위칭 동작에 의하여 발생되는 제2,3 또는 그 이상의 고조파 잡음을 제거한다. 이 회로에 사용되는 커패시터와 인덕터는 전류 정격이 낮음으로 인하여 커패시터의 용량이나 인덕터의 코아 사이즈가 작아도 되며 열손실도 줄어든다.

도 5b에 도시된 병렬접속형 정류기는 실질적으로 동일한 구성을 하는 복수의 소전류용 (AC to DC) 정류기 모듈을 병렬로 연결하여 입력전력을 각 모듈별로 1/n으로 분산함으로써, 각 모듈에서 요구되는 전류 정격이 낮아져서 모듈에 사용되는 전기소자, 특히 커패시터와 인덕터의 크기를 줄일 수 있으며, 브릿지 다이오드에서 발생되는 열도 줄어들어 별도의 방열판 없이도 동작이 가능하다. 따라서, 도 5c에 도시된 바와 같이 각 모듈(M₁~M_n) 단위로 집적회로화하고 이를 중첩적으로 병렬 연결하면 고전력용 정류기를 구현할 수 있다. 경제적인 측면으로 볼 때에도, 고전력용 정류기를 하나로 구현하는데 드는 비용과 비교하여 소전력용 정류기를 다수 개 병렬로 구현하는 것이 훨씬 저렴하다 (약 30~50% 정도 절약됨). 도 5d는 도 5c의 다른 구현 예로서, 물리적인 공간을 고려하여, 하나 또는 그 이상의 모듈을 수직으로 중첩하는 한편, 그와 같은 중첩 모듈을 수평으로 다수 개 연결하여 하나의 정류기를 구현할 수 있음을 보여준다. 또한, 도 5b에 도시된 병렬 접속형 정류기는 3상 교류입력을 직류전원으로 변환하는 장치에도 응용될 수 있다.

도 5e는 도 5a에 도시된 저전압발생부(55)의 출력단에 연결되어 보다 낮고 안정된 저전압전원을 얻을 수 있는 DC/DC 콘버터의 구성을 나타내는 회로도이다. 입력 직류전원(V_in)은 도 5a의 저전압발생부(55)의 출력전압(V₂)이다. 앞선 설명에서, 스위칭전원으로 인가되는 전원은 도 5e에 도시된 회로의 출력전원(V_out)라 할 수 있지만, 설명의 편의상 각 V₂로 표기하였다.

도 5e에 도시된 실시예에서, PWM제어회로(51)는 콘버터의 출력전압(+FB)을 궤환 입력받고, 입력측 전류에 의하여 발생된 센싱전압(SENSE)을 입력받아, 스위칭소자(Q₁)의 온/오프 동작을 위한 구형파펄스를 발생시킨다. 이에 대한 자세한 구성은 도 3을 통하여 설명하는 바와 동일하다. 자기바이어스회로(55)도 도 2에서 설명한 바와 동일한 기능을 수행한다.

PWM 제어회로(21)로부터 발생된 구형파 스위칭신호(SW_out)에 의하여 트랜지스터(Q₁)가 온/오프된다. 트랜스포머(T₁)은 입력직류전원(V_in)과 스위칭부 사이에 1차권선(N_p)이 연결되어 스위칭부의 온오프에 의하여 1차권선에 고주파수의 구형파 전원이 공급되어 2차권선에 전력을 공급한다. 트랜지스터(Q₁)가 온될 때 트랜스포머(T₁)의 1차권선에 전류가 일단 충전되어 있다가 트랜지스터(Q₁)가 오프되면 1차권선에 충전된 전류가 2차권선으로 전송되어, 트랜스포머(T₁)의 권선비에 따라 2차권선 양단에 전압이 유기된다.

입력전류검출부(33)는 스위칭 소자(트랜지스터 Q1)의 온오프 동작에 따라 트랜스포머(T₁)의 1차권선에 흐르는 전류를 감지하여 이를 PWM 제어회로(51)로 궤환한다. PWM 제어회로(51)는 출력직류전원(+FB)을 궤환받아 이를 기준신호와 비교한 오차신호와 입력전압(V_in)의 변동에 따라 변동되는 입력전류를 입력전류검출부(53)를 통하여 검출된 전압레벨에 따라 스위칭신호(SW_out)의 온/오프 구간(duration)를 제어하여 1차권선에 흐르는 전류량을 제어한다. 그리고, 전력 트랜스포머(T₁)의 2차권선에 연결되어 교류전원을 직류전원으로 변환하는 정류부(57)가 구비되어 일정한 전압의 출력을 얻을 수 있다.

한편, 트랜지스터(Q₁)의 소스(source) 단자와 마이너스(-) 단자 사이에는 입력전류검출부(53)가 연결되어 트랜지스터(Q₁)가 온일 때의 전류에 따라 발생된 신호를 PWM제어회로(51)로 궤환시킨다. 입력전류검출부(53)는 입력측 전압(V_in)의 전위 변동에 따라 나타나는 전류 변화 또는 출력측 로드(부하)의 변화에 따른 입력측 전류의 변동을 센싱하여 이를 PWM제어회로(51)로 궤환시키며, 이와 같은 전류 변동에 따른 현상을 보상하기 위하여 PWM제어회로(51)는 센싱신호에 따라 스위칭 동작을 제어한다.

입력전류검출부(53)는 입력전압(V_in)의 변동이나 출력전압의 변동에 따라 전류(Ipp)가 변화하는 것을 감지하여 이를 전압신호로 변환시킨 다음 이를 PWM 제어회로(21)로 궤환(feedback)한다, PWM 제어회로(51)는 입력전압(V_in)의 변동이나 출력전압의 변동을 반영하여 스위칭신호(SW_out)의 양의 위상(positive phase)의 펄스구간을 조정하여 출력전압이 일정하게 되도록 제어한다. 만일 전류(I_pp)가 증가되었다면 입력전류검출부(53)에서 검출되어 PWM 제어회로(51)로 궤환되는 전류센싱전압이 증가되며, PWM 제어회로(51)는 전류센싱전압에 근거하여 전류(I_pp)가 감소되는 방향으로 제어되도록 스위칭신호(SW_out)의 펄스구간을 조정한다.

트랜지스터(Q₁)가 온되면 전류-커플링 프랜스포머(T₂)의 1차권선에 흐르는 전류에 의하여 2차권선에 전류가 유도된다. 저항(R1)는 프랜스포머(T₂)에 유도된 전류를 전압신호로 변환하고, 가변저항(R₂)에서의 저항값 조정에 의하여 센싱단자(SENSE)로 인가되는 전압이 결정된다. 그리고, 커패시터(C₂, C₃)는 리플 및 잡음 제거용이며, 다이오드(D₂)는 검출된 구형파신호를 직류신호로 변환 정류시키는 작용을 한다. 전류-커플링 프랜스포머(T₂)는 트랜스포머(T₁)의 1차권선에 흐르는 전류의 변동을 감지함에 있어서 트랜스포머(T₂)의 1차측과 2차측이 분리됨에 따라 전원의 (+)극이 서로 분리됨을 활용하여 고주파수로 스위칭하는 회로 구성을 가능하게 한다.

트랜스포머(T₂)의 1차권선 대 2차권선의 비는 1:50~200 정도가 바람직하다. 예를 들어, 10와트 미만의 소전력용인 경우 메인 트랜스포머(T₁)의 1차측 코일에 흐르는 전류(continuius current)(I_PDC)가 1.0A 이하일 때 트랜스포머(T₂)의 1차권은 1회이고 2차권선은 100회인 것이 바람직하다. 그리고, 트랜스포머(T₂)의 코아의 재질은 메인 트랜스포머(T₁)의 코아와 같은 재질을 사용하는 것이 바람직하다.

종래의 안정기와 비교하여 본 고안의 일 실시예에 따른 안정기의 전력 손실을 비교하면 다음과 같다.

최저 입력직류전압으로 240V가 인가되면 40와트의 한 개의 형광등을 점등시키기 위하여 소모되는 전류는 50mA가 되었다. 인버터가 하프-브릿지형 콘버터인 경우 이 콘버터에 흐르는 전류 Ic는

500와트 인버터의 경우,

따라서, 500와트의 인버터에 연결할 수 있는 40와트의 형광등 수는 약 80개가 된다. 즉,

본 고안의 안정기에서는 500와트의 인버터로서 40와트x80개, 즉 3,200와트 (P1)의 형광등을 점등시킬 수 있다.

그러나, 종래의 개별 전자 안정기를 갖는 형광등에서는 40와트의 형광등을 점등시키는데 110mA의 전류가 소요되므로, 500와트의 전력으로 점등가능한 형광등의 수는 38개에 불과하다. 즉,

총 점등가능한 전력은 40외트x38개, 즉 1,520와트(P2)가 된다.

본 고안과 종래 안정기의 효율을 계산하면,

따라서, 본 고안에 의하면 종래시술에 비하여 약 50%의 전기에너지를 절약할 수 있음을 알 수 있다.

또한, 본 고안에 따른 중앙집중식 안정기가 40와트 형광등 1개를 점등시키는데 소용되는 전력은 실제로 240V x 0.05A = 12와트인데, 종래의 안정기의 경우에는 240V x 0.11A = 26.4와트이었다. 따라서, 소비전력의 비가 0.45 (12/26.4)로 되며, 본 고안의 안정기로 종래의 안정기를 교체할 경우 약 55%의 에너지 절약 효과를 가져올 수 있다.

이상에서 설명한 바와 같이, 본 고안에 의한 전자식 안정기에 의하면, 스위칭 주파수 발진부(PWM 제어회로)에 공급되는 전원과 메인 전력증폭기로 공급되는 전원을 완전히 분리하여 스위칭 주파수를 높이더라도 발진이 발생되지 않아 높은 효율을 얻을 수 있다. 또한 스위칭 주파수를 종래에 비하여 크게 높일 수 있음으로써 콘버터에 사용되는 트랜스포머의 크기를 작게할 수 있으며 아울러 코일의 턴수를 줄여 코일의 저항에 의한 에너지 손실을 줄일 수 있다.

한편, 교류전원을 직류전원으로 정류하는 입력정류기를 소전류형 정류기로 모듈화한 다음 이를 병렬로 연결 사용하여 각 정류기 모듈에 흐르는 전류를 낮춤으로써 정류기에 포함된 브릿지 다이오드의 열손실을 최소화하여 소모 전력이 큰 경우라 하더라도 별도의 히트싱크의 부가가 필요 없게 되었으며, 고전력의 정류기를 구현하는데 드는 원가도 절감할 수 있다. 또한, 인버터를 제어하는 스위칭회로에서 과전류나 과전압에 의한 현상이 발생하면 즉시 전원을 자동 차단함으로써 안정성이 향상됨을 알 수 있다.

Claims

고전압의 레벨로 증폭하는데 사용되는 제1전원 및 스위칭동작에 의하여 구형파신호를 발생하는데 사용되는 제2전원으로 된 두 직류전원을 발생하는 전원출력부;

스위칭신호에 따라 소정의 주파수로 동작하여 제2전원을 상기 주파수의 구형파로 쵸핑하여 출력하는 스위칭부;

상기 제2전원의 레벨을 갖는 구형파신호를 입력받아 상기 제1전원의 레벨을 갖는 구형파신호로 증폭하여 방전등으로 전원을 공급하는 인버터부;

상기 인버터부의 출력전류를 검출하여 상기 스위칭부로 궤환시키는 전류궤환부; 및

상기 전류궤환부에서 검출된 감지신호에 따라 상기 스위칭신호의 펄스 위상을 조정하여 상기 인버터부의 출력이 일정하게 유지되도록 제어하는 스위칭제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
제1항에 있어서, 상기 인버터부는

상기 입력 구형파신호의 로직레벨에 따라 서로 번갈아 온 또는 오프되는 업출력부 및 다운출력부를 구비하여, 상기 제1전원의 (+)단자에서 상기 업출력부를 통하여 상기 제1전원의 중간탭단자로의 전류 경로를 설정하거나 상기 제1전원의 중간탭단자에서 상기 다운출력부를 통하여 상기 제1전원의 (-)단자로의 전류경로를 설정하여, 상기 제2전원의 레벨을 갖는 구형파신호를 입력받아 상기 제1전원의 레벨을 갖는 구형파신호로 증폭하여 방전등으로 전원을 공급하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
제2항에 있어서,

상기 업출력부 또는 다운출력부는 적어도 둘의 스위칭용 트랜지스터를 포함하며,

상기 업출력부에 포함된 트랜지스터의 드레인 단자는 공통으로 연결되어 상기 제1전원의 (+)단자에 연결되고 트랜지스터의 소스 단자는 공통으로 연결되며,

상기 다운출력부에 포함된 트랜지스터의 소스 단자는 공통으로 연결되어 상기 제1전원의 (-)단자에 연결되고 트랜지스터의 드레인 단자는 공통으로 연결되어,

상기 다운출력부의 트랜지스터의 공통 드레인 단자와 상기 업출력부의 트랜지스터의 공통 소스 단자가 공통 접속되어 상기 인버터부의 출력단자를 형성하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
제3항에 있어서, 상기 상기 업출력부 또는 다운출력부에 포함된 각 트랜지스터에는

상기 각 트랜지스터의 드레인과 소스간의 커패시턴스에 충전된 전하를 방전하기 위한 전하방전부; 및

상기 트랜스포머의 1차코일의 누설 인덕턴스와 상기 각 트랜지스터의 게이트와 소스 간의 커패시턴스에 의하여 발생되는 링깅 현상을 억제하기 위한 스누버부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
제1항에 있어서, 상기 전원출력부에서 상기 제1전원을 발생하는 제1전원출력부는,

교류전원을 입력받아 이를 직류전원으로 정류하여 제2전원의 전압을 발생하는 정류부를 적어도 둘 구비하며, 각 정류부는 실질적으로 동일한 내부 구성을 가지며 동일한 전압을 출력하며, 각 정류부의 (+) 및 (-) 출력단자가 각각 서로 공통으로 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
제1항에 있어서, 상기 전원출력부에서 상기 제2전원을 발생하는 제2전원출력부는,

교류전원을 입력받아 이를 직류전원으로 정류하는 제1정류부;

스위칭신호에 따라 소정의 주파수로 온 또는 오프하는 제2스위칭부;

상기 제1정류부의 직류전원과 상기 제2스위칭부 사이에 1차권선이 연결되어 상기 제2스위칭부의 온 또는 오프에 의하여 1차권선에 공급되는 상기 직류전원을 단속하여 2차권선에 전력을 공급하는 전력변환부;

상기 전력변환부의 2차권선에 연결되어 교류전원을 직류전원으로 변환하여 제2전원을 출력하는 제2정류부;

상기 제2스위칭부의 온 또는 오프 동작에 따라 상기 전력변환부의 1차권선에 흐르는 전류를 감지하여 이를 제어부로 궤환하는 검출부; 및

상기 제2정류부의 제2전원을 궤환받아 이를 기준신호와 비교한 오차신호 및 상기 검출부에서 출력된 감지신호에 따라 상기 스위칭신호를 발생하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.