JP3941436B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3941436B2 JP3941436B2 JP2001258528A JP2001258528A JP3941436B2 JP 3941436 B2 JP3941436 B2 JP 3941436B2 JP 2001258528 A JP2001258528 A JP 2001258528A JP 2001258528 A JP2001258528 A JP 2001258528A JP 3941436 B2 JP3941436 B2 JP 3941436B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- voltage
- switching elements
- diode
- capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はインバータ装置に関するものであり、例えば放電灯点灯装置の電子安定器として利用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】
直流電源を高周波に変換し、放電灯負荷を点灯させる放電灯点灯装置において、高周波に変換するための主スイッチング素子を制御する制御回路の電源を供給するために、従来、様々な工夫がなされてきた。また、装置の小型化が容易でかつ比較的低コストで実現できることから、上記制御電源を必要とする他励方式の点灯装置が多く用いられている。さらに、上述の小型化・コスト低減のため、入力電流歪みの改善機能を高周波の変換機能と共用化した放電灯点灯装置が多く用いられている。
【０００３】
（従来例１）
第１の従来例の回路図を図１８に示す。交流電源Ｖｉｎにはフィルタ回路ＦＴを介して整流回路ＤＢの交流入力端子が接続されている。整流回路ＤＢの出力にはダイオードＤ３とコンデンサＣ５の並列回路を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点には、直流カット用コンデンサＣ３を介してリーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１の一端が接続されている。リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１の他端は、整流回路ＤＢの負極側の出力端とダイオードＤ３のカソードに接続されている。ダイオードＤ３のアノードとスイッチング素子Ｑ２の接続点はダイオードＤ２のアノードに接続されると共にグランドレベルに接続されている。ダイオードＤ２のカソードにはダイオードＤ１のアノードが接続されており、ダイオードＤ１のカソードはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に接続されている。ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ２のカソードの接続点は降圧チョッパー用のインダクタＬ１の一端に接続されている。インダクタＬ１の他端は平滑用のコンデンサＣ１の一端に接続されている。コンデンサＣ１の他端はスイッチング素子Ｑ１と整流回路ＤＢの正極側の出力端の接続点に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路にはコンデンサＣ２が並列接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はＭＯＳＦＥＴよりなり、逆並列の寄生ダイオードを内蔵している。
【０００４】
リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２には放電灯ｌａと共振用のコンデンサＣ４の並列回路が接続されている。共振用のコンデンサＣ４はリーケージトランスＬＴ１のリーケージインダクタンス成分と共にＬＣ直列共振回路を構成している。リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１と磁気結合された補助巻線Ｎ４の一端は、整流回路ＤＢの負極側の出力端とダイオードＤ３のカソードに接続されている。補助巻線Ｎ４の他端は半波整流用のダイオードＤ４のアノードに接続されている。ダイオードＤ４のカソードは抵抗Ｒ１を介して制御電源用のコンデンサＣ６の一端に接続されている。コンデンサＣ６の他端はグランドレベルに接続されている。コンデンサＣ６の両端には電圧規制用のツェナーダイオードＺＤ１が並列接続されている。コンデンサＣ６に充電された直流電圧Ｖｃｃは制御回路４の動作電源となる。制御回路４は集積回路等で構成されており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動するための駆動回路５を含んでいる。
【０００５】
この制御回路４は、放電灯負荷ｌａの状態（寿命末期・無負荷）を検出し、所定の動作状態に移行する機能を有しているが、本発明とは直接関係無いので、検出回路の図示と説明は省略する。制御回路４より、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に駆動信号が入力され、交互にオン・オフすることによりインバータ回路１の発振が開始する。インバータ回路１は共振負荷回路３と降圧チョッパー回路２を含み、共振負荷回路３は、リーケージトランスＬＴ１と放電灯負荷ｌａと共振用コンデンサＣ４より構成されている。また、降圧チョッパー回路２はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とコンデンサＣ１、Ｃ２とダイオードＤ１、Ｄ２とインダクタＬ１から構成されている。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ１がオンの時、降圧チョッパー回路２のコンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ１→直流カット用コンデンサＣ３→共振負荷回路３→コンデンサＣ５→降圧チョッパー回路２のダイオードＤ２→インダクタＬ１→コンデンサＣ１の経路で共振電流が流れる（Ｃ５充電モード）。その後、コンデンサＣ５に電荷が溜まり、その充電電位と整流回路ＤＢの出力電圧との和が降圧チョッパー回路２の出力電圧と釣り合うと、上記経路での共振電流は流れなくなり、整流回路ＤＢよりスイッチング素子Ｑ１→直流カット用コンデンサＣ３→共振負荷回路３→整流回路ＤＢの経路で共振電流が流れる（入力電流流入モード）。Ｃ５充電モードと入力電流流入モードの割合は、整流回路ＤＢの出力電圧が大きいほど入力電流流入モードが多くなる。
【０００７】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、共振負荷回路３から回生電流が整流回路ＤＢ→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→直流カット用コンデンサＣ３→整流回路ＤＢの経路で流れる（回生電流による入力電流流入モード）。この電流も、入力電流流入モードと同じく、その大きさは、整流回路ＤＢの出力電圧（交流電源電圧）の大きさに比例するものである。
【０００８】
スイッチング素子Ｑ２がオンの時、直流カット用コンデンサＣ３を電源として、スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ５→共振負荷回路３の経路で共振電流が流れる。その後、コンデンサＣ５の電荷が減少し０になると、同じく直流カット用コンデンサＣ３を電源として、スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ３→共振負荷回路３の経路で共振電流が流れる。このとき、整流回路ＤＢの出力電圧がコンデンサＣ１の平滑電圧より大きい場合は、整流回路ＤＢからコンデンサＣ１→インダクタＬ１→ダイオードＤ１→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ３またはコンデンサＣ５→整流回路ＤＢの経路で三角波状の充電（チョッパー）電流が流れる。その電流ピーク値は、整流回路ＤＢの出力電圧に比例するものである。
【０００９】
スイッチング素子Ｑ２がオフすると、共振負荷回路３→直流カット用コンデンサＣ３→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ２→ダイオードＤ３の経路で回生電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ２がオンのときに、チョッパー電流が流れた場合は、インダクタＬ１→ダイオードＤ１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ１の経路で回生電流が流れる。
【００１０】
図３は共振負荷回路３の等価回路である。共振負荷回路３は、放電灯ｌａと、放電灯ｌａに並列接続された共振用コンデンサＣ４とリーケージトランスＬＴ１で構成されており、リーケージトランスＬＴ１は、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２のオンオフで発生した高周波電圧を２次側に変換し、２次側に発生するリーケージインダクタンス（漏れ磁束分のインダクタンス）と共振用コンデンサＣ４と放電灯負荷ｌａとで共振動作するものである。
【００１１】
これらの一連の動作を繰り返すことにより、放電灯ｌａを高周波で点灯させる。また、降圧チョッパー回路２の平滑用コンデンサＣ１の電位より整流回路ＤＢの出力が大きい区間では交流電源からチョッパー電流が流れ、またインバータ回路１においても、交流電源電圧の大きさに応じて、入力電流を流す機能を有しているので、これらの電源電圧に応じた高周波電流をフィルター回路ＦＴにおいて平均化することで、正弦波状の入力電流を得ることができ、入力電流歪の改善を可能としている。
【００１２】
リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１には、制御電源供給用の補助巻線Ｎ４が磁気結合されており、その電圧ＶN4は１次巻線Ｎ１に発生する電圧と同じ包絡線を有した矩形波状の高周波電圧となる。これを、ダイオードＤ４にて半波整流し、制限抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ６を充電する。これが、制御回路４の供給電源となる。ここで、ツェナーダイオードＺＤ１は保護用・制御電源安定化の目的で接続している。
【００１３】
この従来例では、リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１および補助巻線Ｎ４で発生する電圧は、入力電圧Ｖｉｎの大きさに左右され、Ｖｉｎが大きくなると振幅は多くなり、Ｖｉｎが小さくなると振幅は小さくなる。その具体例を図１９に示す。この場合、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧をどの値にするかで性能が変化する。例えば、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧を図１９のＺＤ１ａの値に設定すると、制御電源電圧のＶｃｃ（ＺＤ１ａ）は如何なる場合でも安定するものの、入力電圧Ｖｉｎが大きいときに抵抗Ｒ１、ツェナーダイオードＺＤ１の電力ロスが大きくなってしまう。一方、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧を図１９のＺＤ１ｂの値に設定すると、入力電圧Ｖｉｎが大きい場合においても、抵抗Ｒ１、ツェナーダイオードＺＤ１の電力ロスを低く抑えることが可能であるものの、制御電源電圧Ｖｃｃ（ＺＤ１ｂ）は、入力電圧Ｖｉｎが小さい場合にはツェナー電圧ＺＤ１ｂよりも低い区間が発生し、制御回路４の動作が不安定になってしまう。
【００１４】
（従来例２）
第２の従来例の回路図を図２０に示す。この従来例２は、従来例１の回路構成（図１８）において、制御電源をリーケージトランスＬＴ１の２次側に磁気結合された補助巻線Ｎ３から確保した例である。リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２には、制御電源供給用の補助巻線Ｎ３が接続されており、その電圧ＶN3は、２次巻線Ｎ２に発生する電圧と同じ包絡線を有した矩形波状の高周波電圧となる。ここで、発生する電圧は、図３の等価回路におけるリーケージトランスＬＴ１のトランス成分とインダクタンス成分の両端に発生する電圧（すなわちランプ電圧）である。これを、ダイオードＤ５により半波整流し、制限抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ６を充電する。これが、制御回路４の供給電源となる。ここで、ツェナーダイオードＺＤ１は保護用・制御電源安定化の目的で接続している。
【００１５】
この従来例２では、従来例１に比べ電源変動による変化幅が小さく、従来例１のような問題はなく、放電灯ｌａが通常時においては、制限抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１のロスを最小限に抑えつつ、制御電源Ｖｃｃの安定化を図ることが可能であった。しかしながら、放電灯負荷ｌａが、点灯前の始動時などの過渡時には、通常点灯時に比ベ遥かに大きな電圧（始動電圧）が発生するため、過渡時には制限抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１に過大なストレスが印加される問題があった。これを図２１により説明する。図中、Ｉｌａはランプ電流、ＶN3は制御電源供給用の補助巻線Ｎ３に得られる電圧、ＶN3’はダイオードＤ５により半波整流した電圧、ＺＤ１はツェナーダイオードのツェナー電圧、Ｖｃｃは制御電源電圧である。通常点灯時において制限抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１のロスが最小限となるようにツェナー電圧ＺＤ１を設定すると、始動時などの過渡時には過大な電圧が制限抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１に印加されることになる。
【００１６】
（従来例３）
第３の従来例の回路図を図２２に示す。この従来例３では、従来例１または２の回路構成において、降圧チョッパー回路を省略し、代わりに、ＤＣ変換回路６を整流回路ＤＢとインバータ回路１の間に設けている。また、共振負荷回路３のリーケージトランスＬＴ１を省略し、代わりに、インダクタＬ１とコンデンサＣ４のＬＣ直列共振回路を用いている。制御回路４の電源電圧は従来例１または２の方法により確保しても良いし、別の方法により確保しても良い。
【００１７】
この従来例３では、制御回路４にタイマースイッチＳＷ１，ＳＷ２を内蔵し、抵抗Ｒ１〜Ｒ３および可変抵抗ＶＲ１の値を調整することにより、電源投入後、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数が予熱モード、始動モード、点灯モードというように順次変化するように構成されている。
【００１８】
電源が投入されてから所定の時間は、スイッチＳＷ１・ＳＷ２が共にオンしており、周波数は抵抗Ｒ１と可変抵抗ＶＲ１で決定される。その後、スイッチＳＷ１がオフし、抵抗Ｒ２が追加されて周波数は低くなる。さらにその後、スイッチＳＷ２がオフすることで、周波数はさらに低くなり、その値はＲ１＋ＶＲ１＋Ｒ２＋Ｒ３で設定される。
【００１９】
この周波数制御方式は図２３のような入力電流歪みの改善機能を有する放電灯点灯装置においても用いることができる。周波数と合成抵抗の関係を図２４に示す。図２４において、縦軸のＦＲＥＱはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数、横軸は電源投入後の経過時間を示す。
【００２０】
ところで、図２２の従来例の場合、出力の主なばらつき要因は、インダクタＬ１とコンデンサＣ４であり、これらがばらついても所定の出力範囲内に補正するために可変抵抗ＶＲ１が接続されている。しかしながら、図２３に示すような入力電流歪みの改善機能を有する点灯装置では、出力の主なばらつき要因はリーケージトランスＬＴ１、コンデンサＣ４、Ｃ５、インダクタＬ１となる。つまり、ばらつき要因が多くなるため、そのばらつき幅も図２２のタイプに比べて格段に広くなる。この場合、如何なるばらつきの組合せに対しても所定の出力範囲に調整できるように可変抵抗ＶＲ１の値を設定すると、調整を行なう際に、可変抵抗ＶＲ全体の調整角度に対して、所定の値に調整するための適正角度の範囲が狭くなってしまい、装置の調整が困難となり、生産効率が悪くなる問題があった。
【００２１】
一方、このような問題に対して、調整のし易さを優先し、あるばらつき以上のものは調整できなくとも、調整範囲を限定した設定を行なった場合、主要なばらつき要因となる回路素子の個々のバラツキに偏りがあった場合に調整が不可能になってしまう問題があった。
【００２２】
（従来例４）
第４の従来例の回路図を図２５に示す。回路構成は従来例１または２と同様であり、制御回路４の電源電圧は従来例１または２の方法により確保しても良いし、別の方法により確保しても良い。図１４は正常時の動作波形図であり、Ｖｇｓ（Ｑ１）はスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧、Ｉｄ（Ｑ１）はそのドレイン電流、Ｖｇｓ（Ｑ２）はスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧、Ｉｄ（Ｑ２）はそのドレイン電流を示している。この波形図に示すように、スイッチング素子Ｑ１とＱ２は交互にオン・オフされるものであるが、外来ノイズが印加され、スイッチング素子Ｑ１もしくはＱ２のゲートに、本来オフであるところに、オンの信号が入力されると、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２が同時オンとなり、アーム短絡が発生する。図２６に異常時の動作波形図を示す。図中、Ｖｄｓ（Ｑ１），Ｖｄｓ（Ｑ２）はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン・ソース間電圧である。このように、アーム短絡が発生すると、ドレイン電流Ｉｄ（Ｑ１），Ｉｄ（Ｑ２）として過大な電流が流れ、さらに、電源電圧Ｅのほとんどが同時オン状態のスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２に印加される。これによりスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２で過大な電力損失が発生し、素子が破壊に至る問題があった。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、他励式の制御回路を有するインバータ装置において、制御電源回路の部品で発生する電力ロスを最小限に抑えつつ、かつ電源変動・負荷変動に対して安定度の高い制御電源回路を提供することにある。また、入力電流歪み改善のための回路素子を含むことにより出力ばらつき要因が多いインバータ装置において、出力調整の容易さを確保しつつ、部品ばらつきの偏りがあっても調整可能とする調整手段を提供することにある。さらに、他励式のインバータ装置において、直列接続された一対のスイッチング素子が外来ノイズ等が原因で同時オンしても、素子のストレスを緩和する安価な手段を提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、図１に示すように、交流電源Ｖｉｎを整流する整流回路ＤＢと、前記整流回路ＤＢの一方の出力端に一端を順方向に接続された高周波ダイオードＤ３と、前記高周波ダイオードＤ３の両端に並列接続されたインピーダンス素子Ｃ５と、前記高周波ダイオードＤ３の他端と前記整流回路ＤＢの他方の出力端との間に直列的に接続された一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、前記一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と前記整流回路ＤＢの前記一方の出力端との間に直流カット用コンデンサＣ３を介して１次巻線Ｎ１を接続されたリーケージトランスＬＴ１と、前記リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２に接続された共振用コンデンサＣ４と、前記共振用コンデンサＣ４に並列接続された負荷ｌａと、前記一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフさせる他励制御回路４と、前記一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に一端を接続された充電用ダイオードＤ１とチョッパー用チョークコイルＬ１を介して一方のスイッチング素子Ｑ１の両端に並列接続されると共に放電用ダイオードＤ２を介して前記一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路に並列接続された平滑コンデンサＣ１とを備え、前記他励制御回路４の電源電圧Ｖｃｃは、リーケージトランスＬＴ１の１次側主巻線Ｎ１に結合した補助巻線Ｎ４で発生する電圧と、２次側主巻線Ｎ２に結合した補助巻線Ｎ３で発生する電圧を合成した電圧により供給されていることを特徴とするものである。
【００２５】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
第１の実施形態の回路図を図１に示す。交流電源Ｖｉｎにはフィルタ回路ＦＴを介して整流回路ＤＢの交流入力端子が接続されている。整流回路ＤＢの出力にはダイオードＤ３とコンデンサＣ５の並列回路を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点には、直流カット用コンデンサＣ３を介してリーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１の一端が接続されている。リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１の他端は、整流回路ＤＢの負極側の出力端とダイオードＤ３のカソードに接続されている。ダイオードＤ３のアノードとスイッチング素子Ｑ２の接続点はダイオードＤ２のアノードに接続されると共にグランドレベルに接続されている。ダイオードＤ２のカソードにはダイオードＤ１のアノードが接続されており、ダイオードＤ１のカソードはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に接続されている。ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ２のカソードの接続点は降圧チョッパー用のインダクタＬ１の一端が接続されている。インダクタＬ１の他端は平滑用のコンデンサＣ１の一端が接続されている。コンデンサＣ１の他端はスイッチング素子Ｑ１と整流回路ＤＢの正極側の出力端の接続点に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路にはコンデンサＣ２が並列接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はＭＯＳＦＥＴよりなり、逆並列の寄生ダイオードを内蔵している。
【００２６】
リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２には放電灯ｌａと共振用のコンデンサＣ４の並列回路が接続されている。共振用のコンデンサＣ４はリーケージトランスＬＴ１のリーケージインダクタンス成分と共にＬＣ直列共振回路を構成している。リーケージトランスＬＴ１の内部構成を図２に示す。１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２は疎結合されており、図３の等価回路に示すように、漏れ磁束分を有している。リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１と密結合された補助巻線Ｎ４の一端は、整流回路ＤＢの負極側の出力端とダイオードＤ３のカソードに接続されている。補助巻線Ｎ４の他端は半波整流用のダイオードＤ４のアノードに接続されている。ダイオードＤ４のカソードは抵抗Ｒ１を介して制御電源用のコンデンサＣ６の一端に接続されている。また、リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２と密結合された補助巻線Ｎ３の一端は、整流回路ＤＢの負極側の出力端とダイオードＤ３のカソードに接続されている。補助巻線Ｎ３の他端は半波整流用のダイオードＤ５のアノードに接続されている。ダイオードＤ５のカソードは抵抗Ｒ２を介して制御電源用のコンデンサＣ６の一端に接続されている。コンデンサＣ６の他端はグランドレベルに接続されている。コンデンサＣ６の両端には電圧規制用のツェナーダイオードＺＤ１が並列接続されている。コンデンサＣ６に充電された直流電圧Ｖｃｃは制御回路４の動作電源となる。制御回路４は集積回路等で構成されており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動するための駆動回路５を含んでいる。
【００２７】
この制御回路４は、放電灯負荷ｌａの状態（寿命末期・無負荷）を検出し、所定の動作状態に移行する機能を有しているが、本発明とは直接関係無いので、検出回路の図示と説明は省略する。制御回路４より、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に駆動信号が入力され、交互にオン・オフすることによりインバータ回路１の発振が開始する。インバータ回路１は共振負荷回路３と降圧チョッパー回路２を含み、共振負荷回路３は、リーケージトランスＬＴ１と放電灯負荷ｌａと共振用コンデンサＣ４より構成されている。また、降圧チョッパー回路２はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とコンデンサＣ１、Ｃ２とダイオードＤ１、Ｄ２とインダクタＬ１から構成されている。
【００２８】
スイッチング素子Ｑ１がオンの時、降圧チョッパー回路２のコンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ１→直流カット用コンデンサＣ３→共振負荷回路３→コンデンサＣ５→降圧チョッパー回路２のダイオードＤ２→インダクタＬ１→コンデンサＣ１の経路で共振電流が流れる（Ｃ５充電モード）。その後、コンデンサＣ５に電荷が溜まり、その充電電位と整流回路ＤＢの出力電圧との和が降圧チョッパー回路２の出力電圧と釣り合うと、上記経路での共振電流は流れなくなり、整流回路ＤＢよりスイッチング素子Ｑ１→直流カット用コンデンサＣ３→共振負荷回路３→整流回路ＤＢの経路で共振電流が流れる（入力電流流入モード）。Ｃ５充電モードと入力電流流入モードの割合は、整流回路ＤＢの出力電圧が大きいほど入力電流流入モードが多くなる。
【００２９】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、共振負荷回路３から回生電流が整流回路ＤＢ→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→直流カット用コンデンサＣ３→整流回路ＤＢの経路で流れる（回生電流による入力電流流入モード）。この電流も、入力電流流入モードと同じく、その大きさは、整流回路ＤＢの出力電圧（交流電源電圧）の大きさに比例するものである。
【００３０】
スイッチング素子Ｑ２がオンの時、直流カット用コンデンサＣ３を電源として、スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ５→共振負荷回路３の経路で共振電流が流れる。その後、コンデンサＣ５の電荷が減少し０になると、同じく直流カット用コンデンサＣ３を電源として、スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ３→共振負荷回路３の経路で共振電流が流れる。このとき、整流回路ＤＢの出力電圧がコンデンサＣ１の平滑電圧より大きい場合は、整流回路ＤＢからコンデンサＣ１→インダクタＬ１→ダイオードＤ１→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ３またはコンデンサＣ５→整流回路ＤＢの経路で三角波状の充電（チョッパー）電流が流れる。その電流ピーク値は、整流回路ＤＢの出力電圧に比例するものである。
【００３１】
スイッチング素子Ｑ２がオフすると、共振負荷回路３→直流カット用コンデンサＣ３→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ２→ダイオードＤ３の経路で回生電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ２がオンのときに、チョッパー電流が流れた場合は、インダクタＬ１→ダイオードＤ１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ１の経路で回生電流が流れる。
【００３２】
図３は共振負荷回路３の等価回路である。共振負荷回路３は、放電灯ｌａと、放電灯ｌａに並列接続された共振用コンデンサＣ４とリーケージトランスＬＴ１で構成されており、リーケージトランスＬＴ１は、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２のオンオフで発生した高周波電圧を２次側に変換し、２次側に発生するリーケージインダクタンスと共振用コンデンサＣ４と放電灯負荷ｌａとで共振動作するものである。
【００３３】
これらの一連の動作を繰り返すことにより、放電灯ｌａを高周波で点灯させる。また、降圧チョッパー回路２の平滑用コンデンサＣ１の電位より整流回路ＤＢの出力が大きい区間では交流電源からチョッパー電流が流れ、またインバータ回路１においても、交流電源電圧の大きさに応じて、入力電流を流す機能を有しているので、これらの電源電圧に応じた高周波電流をフィルター回路ＦＴにおいて平均化することで、正弦波状の入力電流を得ることができ、入力電流歪の改善を可能としている。
【００３４】
リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１には、制御電源供給用の補助巻線Ｎ４が磁気結合されており、その電圧ＶN4は１次巻線Ｎ１に発生する電圧と同じ包絡線を有した矩形波状の高周波電圧となる。これを、ダイオードＤ４にて半波整流し、制限抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ６を充電する。また、リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２には、制御電源供給用の補助巻線Ｎ３が磁気結合されており、その電圧ＶN3は、２次巻線Ｎ２に発生する電圧（ランプ電圧）と同じ包絡線を有した正弦波状の高周波電圧となる。これを、ダイオードＤ５にて半波整流し、制限抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ６を充電する。つまり、電圧ＶN3とＶN4の整流電圧のＯＲ出力が制御回路４の供給電源となる。ここで、ツェナーダイオードＺＤ１は保護用・制御電源安定化の目的で接続している。
【００３５】
図４に制御電源部の動作波形を示す。図中、ＶN4は制御電源供給用の補助巻線Ｎ４に得られる電圧、ＶN3は制御電源供給用の補助巻線Ｎ３に得られる電圧、ＶN4’，ＶN3’はそれぞれダイオードＤ４，Ｄ５により半波整流した電圧、ＶＺＤ１はツェナーダイオードのツェナー電圧、Ｖｃｃは制御電源電圧である。
【００３６】
電源変動に対しては、入力電圧Ｖｉｎが小さいとき、電圧ＶN4’は低くなるが、電圧ＶN3’は高くなる。また、入力電圧Ｖｉｎが大きいとき、電圧ＶN4’は高くなるが、電圧ＶN3’は低くなる。つまり、電源変動に対して、電圧ＶN3’とＶN4’が相互に補い合うことにより電源変動が生じても、制御電源を安定供給することが可能になる。また、入力電圧Ｖｉｎが高くなった時のストレスを最小限に抑えることが可能になる。
【００３７】
負荷変動に対しては、上述のような特性を有しているため、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧ＶＺＤ１を図４に示すように、電圧ＶN3’とＶN4’の夫々高いところで確保できるように設定することが可能となるので、始動時等の高い電圧が電圧ＶN3’に発生しても制限抵抗やツェナーダイオードＺＤ１に印加されるストレスを最小限に抑えることが可能になる。
【００３８】
（実施形態２）
第２の実施形態の回路図を図５に示す。本実施形態は、実施形態１の回路構成から、ダイオードＤ３とコンデンサＣ５を取り除いた構成となっている。これにより、入力電流歪みの改善機能は除かれている。このため、リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１の電圧ＶN1およびこれに磁気結合された補助巻線Ｎ４の電圧ＶN4の波形は図６のようになり、部分平滑の包絡線を有している。リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２の波形も１次巻線Ｎ１の電圧ＶN1で発生する高周波電圧により共振動作することから、放電灯ｌａの電流は電圧ＶN1に相似の包絡線となる。このため、ランプ電圧波形、つまり、リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２の電圧ＶN2およびこれに磁気結合された補助巻線Ｎ３の電圧ＶN3の波形は図６のようになる。
【００３９】
電源変動に対しては、入力電圧Ｖｉｎが小さいとき、電圧ＶN4は低くなるが、電圧ＶN3は高くなる。また、入力電圧Ｖｉｎが大きいとき、電圧ＶN4は高くなるが、電圧ＶN3は低くなる。つまり、電源変動に対して、電圧ＶN3とＶN4が相互に補い合うことにより電源変動が生じても、制御電源を安定供給することが可能になる。また、入力電圧Ｖｉｎが高くなった時のストレスを最小限に抑えることが可能になる。
【００４０】
負荷変動に対しては、上述のような特性を有しているため、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧ＶＺＤ１を図６に示すように、電圧ＶN3とＶN4の夫々高いところで確保できるように設定することが可能となるので、始動時等の高い電圧が電圧ＶN3に発生しても制限抵抗やツェナーダイオードＺＤ１に印加されるストレスを最小限に抑えることが可能になる。
【００４１】
（実施形態３）
第３の実施形態の回路図を図７に示す。本実施形態は、実施形態１の回路図（図１）において、リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１と磁気結合された補助巻線Ｎ４と、リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２と磁気結合された補助巻線Ｎ３を並列的接続から直列的接続に変更した例であり、実施形態１と同様の効果がある。
【００４２】
（実施形態４）
第４の実施形態の回路図を図８に示す。本実施形態は、実施形態２の回路図（図５）において、リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１と磁気結合された補助巻線Ｎ４と、リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２と磁気結合された補助巻線Ｎ３を並列的接続から直列的接続に変更した例であり、実施形態２と同様の効果がある。
【００４３】
（実施形態５）
第５の実施形態の回路図を図９に示す。本実施形態は、実施形態１の回路図（図１）において、リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２と磁気結合された補助巻線Ｎ３からの電源供給を無くし、その代わりに、ダイオードＤ３のカソード側電位から制御電源を確保したものである。本実施形態では、ダイオードＤ３のカソード側電位ＶD3は、図１０のようになっており、リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１と磁気結合された補助巻線Ｎ４の電圧ＶN4の包絡線の山部と谷部の関係が相互に補完し合う関係となっているので、ダイオードＤ４とＤ５によるＯＲ出力を制御電源とすることで、実施形態１と同様の効果が得られる。
【００４４】
（実施形態６）
第６の実施形態の回路図を図１１に示す。本実施形態は、実施形態１の回路図（図１）において、制御回路４に接続された抵抗Ｒ１・Ｒ２・Ｒ３・Ｒ４と可変抵抗ＶＲ１の回路に特徴を有するものであり、周波数を可変し出力を調整するための可変抵抗ＶＲに並列に固定抵抗Ｒ２が接続されている。これにより、周波数を設定する際、可変抵抗ＶＲ１と固定抵抗Ｒ２の合成抵抗にてある限定した範囲のみを調整可能とするような設定を行なう。周波数と合成抵抗の関係を図１２に示す。図１２において、縦軸のＦＲＥＱはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数、横軸は電源投入後の経過時間を示す。部品の偏りが発生し、局地的にばらつきが発生して、可動範囲を越えるばらつきが発生した場合、固定抵抗Ｒ２を外すことで合成抵抗の調整範囲が広くなり、所定の出力・周波数に変更することが可能になる。これにより、出力調整（周波数可変）時の作業性を確保しつつ、如何なる局地的なばらつきが発生しても、対応（出力調整）を可能にすることができる。なお、制御回路４の電源の確保の仕方は実施形態１〜５のいずれの方法を用いても良い。
【００４５】
（実施形態７）
第７の実施形態の回路図を図１３に示す。本実施形態は、実施形態１の回路図（図１）において、スイッチング素子Ｑ１のドレインに、プリント基板上のパターンによるインダクタンスと抵抗を構成したものである。なお、制御回路４の電源の確保の仕方は実施形態１〜５のいずれの方法を用いても良い。図１４は正常時の動作波形、図１５は異常時の動作波形である。また、図１６にプリント基板上のパターンを示す。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレインＤ、ソースＳ、ゲートＧがそれぞれ図示されている。スイッチング素子Ｑ１のドレインＤには図１３のＬ部に相当するパターンが形成されており、このパターンは、図１３のＫ部に相当するパターンに接続されている。図１３のＬ部に相当するパターンの等価回路を図１７に示す。
【００４６】
外来ノイズやサージにより制御回路４に誤動作が生じ、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２に同時オンが発生して、アーム短絡が発生しても、上記Ｌ部に相当するパターンによるインダクタンス成分ｌと抵抗成分ｒにより、図１５に示すように、短絡電流のピーク値を抑制することが可能になる。また、パターンによるインダクタンス成分ｌが直列に存在することにより、電源電圧をパターンによるインダクタンス成分ｌとスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２とで分担することが可能になるので、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２の電力損失を大幅に低減することが可能になる。同様のパターンによるインダクタンス成分ｌは、スイッチング素子Ｑ２のドレインに挿入しても同様の効果が得られる。なお、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２のソースに挿入すると、過電流発生時に、ゲート電圧に影響を与えるため、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２の動作を不安定にする要因になるので、望ましくない。
【００４７】
【発明の効果】
本発明によれば、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力端間に直列接続された一対のスイッチング素子及びその接続点に直流カット用コンデンサを介して接続された共振負荷回路を備えるインバータ回路と、インバータ回路のスイッチング素子を交互にオン・オフさせる他励制御回路と、インバータ回路のいずれかのスイッチング素子と充電用ダイオードとインピーダンス素子を介して整流回路の出力端に接続され、放電用ダイオードを介して前記一対のスイッチング素子の直列回路に接続される平滑コンデンサを含む部分平滑電源回路とを備えるインバータ装置であって、前記スイッチング素子の直列回路は高周波ダイオードと第２のインピーダンス素子の並列回路を介して整流回路の出力端間に接続されており、前記共振負荷回路は、少なくともリーケージトランスと共振用コンデンサと負荷から構成されており、前記他励制御回路の電源電圧は、リーケージトランスの１次側主巻線に結合した補助巻線で発生する電圧と、２次側主巻線に結合した補助巻線で発生する電圧あるいは前記高周波ダイオードの逆方向電圧を合成した電圧により供給されているので、これら合成される電圧が電源変動に対して相互に補い合うことにより制御電源を安定供給することが可能になる。また、定電圧化のための制限抵抗やツェナーダイオードのストレスを最小限に抑えることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の回路図である。
【図２】図１の回路に用いるリーケージトランスの断面図である。
【図３】図１の回路に用いるリーケージトランスの等価回路図である。
【図４】本発明の第１の実施形態の動作波形図である。
【図５】本発明の第２の実施形態の回路図である。
【図６】本発明の第２の実施形態の動作波形図である。
【図７】本発明の第３の実施形態の回路図である。
【図８】本発明の第４の実施形態の回路図である。
【図９】本発明の第５の実施形態の回路図である。
【図１０】本発明の第５の実施形態の動作波形図である。
【図１１】本発明の第６の実施形態の回路図である。
【図１２】本発明の第６の実施形態の動作説明図である。
【図１３】本発明の第７の実施形態の回路図である。
【図１４】本発明の第７の実施形態の正常時の動作波形図である。
【図１５】本発明の第７の実施形態の異常時の動作波形図である。
【図１６】本発明の第７の実施形態のプリント基板上のパターンを示す平面図である。
【図１７】図１６に示すプリント基板上のパターンの等価回路図である。
【図１８】第１の従来例の回路図である。
【図１９】第１の従来例の動作波形図である。
【図２０】第２の従来例の回路図である。
【図２１】第２の従来例の動作波形図である。
【図２２】第３の従来例の回路図である。
【図２３】第３の従来例の一変形例の回路図である。
【図２４】第３の従来例の動作説明図である。
【図２５】第４の従来例の回路図である。
【図２６】第４の従来例の異常時の動作波形図である。
【符号の説明】
ＤＢ 整流回路
Ｑ１ スイッチング素子
Ｑ２ スイッチング素子
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ３ 直流カット用コンデンサ
Ｃ４ 共振用コンデンサ
ｌａ 放電灯負荷
ＬＴ１ リーケージトランス
Ｎ１ １次巻線
Ｎ２ ２次巻線
Ｎ３ ２次側の補助巻線
Ｎ４ １次側の補助巻線
【発明の属する技術分野】
本発明はインバータ装置に関するものであり、例えば放電灯点灯装置の電子安定器として利用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】
直流電源を高周波に変換し、放電灯負荷を点灯させる放電灯点灯装置において、高周波に変換するための主スイッチング素子を制御する制御回路の電源を供給するために、従来、様々な工夫がなされてきた。また、装置の小型化が容易でかつ比較的低コストで実現できることから、上記制御電源を必要とする他励方式の点灯装置が多く用いられている。さらに、上述の小型化・コスト低減のため、入力電流歪みの改善機能を高周波の変換機能と共用化した放電灯点灯装置が多く用いられている。
【０００３】
（従来例１）
第１の従来例の回路図を図１８に示す。交流電源Ｖｉｎにはフィルタ回路ＦＴを介して整流回路ＤＢの交流入力端子が接続されている。整流回路ＤＢの出力にはダイオードＤ３とコンデンサＣ５の並列回路を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点には、直流カット用コンデンサＣ３を介してリーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１の一端が接続されている。リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１の他端は、整流回路ＤＢの負極側の出力端とダイオードＤ３のカソードに接続されている。ダイオードＤ３のアノードとスイッチング素子Ｑ２の接続点はダイオードＤ２のアノードに接続されると共にグランドレベルに接続されている。ダイオードＤ２のカソードにはダイオードＤ１のアノードが接続されており、ダイオードＤ１のカソードはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に接続されている。ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ２のカソードの接続点は降圧チョッパー用のインダクタＬ１の一端に接続されている。インダクタＬ１の他端は平滑用のコンデンサＣ１の一端に接続されている。コンデンサＣ１の他端はスイッチング素子Ｑ１と整流回路ＤＢの正極側の出力端の接続点に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路にはコンデンサＣ２が並列接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はＭＯＳＦＥＴよりなり、逆並列の寄生ダイオードを内蔵している。
【０００４】
リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２には放電灯ｌａと共振用のコンデンサＣ４の並列回路が接続されている。共振用のコンデンサＣ４はリーケージトランスＬＴ１のリーケージインダクタンス成分と共にＬＣ直列共振回路を構成している。リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１と磁気結合された補助巻線Ｎ４の一端は、整流回路ＤＢの負極側の出力端とダイオードＤ３のカソードに接続されている。補助巻線Ｎ４の他端は半波整流用のダイオードＤ４のアノードに接続されている。ダイオードＤ４のカソードは抵抗Ｒ１を介して制御電源用のコンデンサＣ６の一端に接続されている。コンデンサＣ６の他端はグランドレベルに接続されている。コンデンサＣ６の両端には電圧規制用のツェナーダイオードＺＤ１が並列接続されている。コンデンサＣ６に充電された直流電圧Ｖｃｃは制御回路４の動作電源となる。制御回路４は集積回路等で構成されており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動するための駆動回路５を含んでいる。
【０００５】
この制御回路４は、放電灯負荷ｌａの状態（寿命末期・無負荷）を検出し、所定の動作状態に移行する機能を有しているが、本発明とは直接関係無いので、検出回路の図示と説明は省略する。制御回路４より、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に駆動信号が入力され、交互にオン・オフすることによりインバータ回路１の発振が開始する。インバータ回路１は共振負荷回路３と降圧チョッパー回路２を含み、共振負荷回路３は、リーケージトランスＬＴ１と放電灯負荷ｌａと共振用コンデンサＣ４より構成されている。また、降圧チョッパー回路２はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とコンデンサＣ１、Ｃ２とダイオードＤ１、Ｄ２とインダクタＬ１から構成されている。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ１がオンの時、降圧チョッパー回路２のコンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ１→直流カット用コンデンサＣ３→共振負荷回路３→コンデンサＣ５→降圧チョッパー回路２のダイオードＤ２→インダクタＬ１→コンデンサＣ１の経路で共振電流が流れる（Ｃ５充電モード）。その後、コンデンサＣ５に電荷が溜まり、その充電電位と整流回路ＤＢの出力電圧との和が降圧チョッパー回路２の出力電圧と釣り合うと、上記経路での共振電流は流れなくなり、整流回路ＤＢよりスイッチング素子Ｑ１→直流カット用コンデンサＣ３→共振負荷回路３→整流回路ＤＢの経路で共振電流が流れる（入力電流流入モード）。Ｃ５充電モードと入力電流流入モードの割合は、整流回路ＤＢの出力電圧が大きいほど入力電流流入モードが多くなる。
【０００７】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、共振負荷回路３から回生電流が整流回路ＤＢ→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→直流カット用コンデンサＣ３→整流回路ＤＢの経路で流れる（回生電流による入力電流流入モード）。この電流も、入力電流流入モードと同じく、その大きさは、整流回路ＤＢの出力電圧（交流電源電圧）の大きさに比例するものである。
【０００８】
スイッチング素子Ｑ２がオンの時、直流カット用コンデンサＣ３を電源として、スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ５→共振負荷回路３の経路で共振電流が流れる。その後、コンデンサＣ５の電荷が減少し０になると、同じく直流カット用コンデンサＣ３を電源として、スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ３→共振負荷回路３の経路で共振電流が流れる。このとき、整流回路ＤＢの出力電圧がコンデンサＣ１の平滑電圧より大きい場合は、整流回路ＤＢからコンデンサＣ１→インダクタＬ１→ダイオードＤ１→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ３またはコンデンサＣ５→整流回路ＤＢの経路で三角波状の充電（チョッパー）電流が流れる。その電流ピーク値は、整流回路ＤＢの出力電圧に比例するものである。
【０００９】
スイッチング素子Ｑ２がオフすると、共振負荷回路３→直流カット用コンデンサＣ３→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ２→ダイオードＤ３の経路で回生電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ２がオンのときに、チョッパー電流が流れた場合は、インダクタＬ１→ダイオードＤ１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ１の経路で回生電流が流れる。
【００１０】
図３は共振負荷回路３の等価回路である。共振負荷回路３は、放電灯ｌａと、放電灯ｌａに並列接続された共振用コンデンサＣ４とリーケージトランスＬＴ１で構成されており、リーケージトランスＬＴ１は、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２のオンオフで発生した高周波電圧を２次側に変換し、２次側に発生するリーケージインダクタンス（漏れ磁束分のインダクタンス）と共振用コンデンサＣ４と放電灯負荷ｌａとで共振動作するものである。
【００１１】
これらの一連の動作を繰り返すことにより、放電灯ｌａを高周波で点灯させる。また、降圧チョッパー回路２の平滑用コンデンサＣ１の電位より整流回路ＤＢの出力が大きい区間では交流電源からチョッパー電流が流れ、またインバータ回路１においても、交流電源電圧の大きさに応じて、入力電流を流す機能を有しているので、これらの電源電圧に応じた高周波電流をフィルター回路ＦＴにおいて平均化することで、正弦波状の入力電流を得ることができ、入力電流歪の改善を可能としている。
【００１２】
リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１には、制御電源供給用の補助巻線Ｎ４が磁気結合されており、その電圧ＶN4は１次巻線Ｎ１に発生する電圧と同じ包絡線を有した矩形波状の高周波電圧となる。これを、ダイオードＤ４にて半波整流し、制限抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ６を充電する。これが、制御回路４の供給電源となる。ここで、ツェナーダイオードＺＤ１は保護用・制御電源安定化の目的で接続している。
【００１３】
この従来例では、リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１および補助巻線Ｎ４で発生する電圧は、入力電圧Ｖｉｎの大きさに左右され、Ｖｉｎが大きくなると振幅は多くなり、Ｖｉｎが小さくなると振幅は小さくなる。その具体例を図１９に示す。この場合、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧をどの値にするかで性能が変化する。例えば、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧を図１９のＺＤ１ａの値に設定すると、制御電源電圧のＶｃｃ（ＺＤ１ａ）は如何なる場合でも安定するものの、入力電圧Ｖｉｎが大きいときに抵抗Ｒ１、ツェナーダイオードＺＤ１の電力ロスが大きくなってしまう。一方、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧を図１９のＺＤ１ｂの値に設定すると、入力電圧Ｖｉｎが大きい場合においても、抵抗Ｒ１、ツェナーダイオードＺＤ１の電力ロスを低く抑えることが可能であるものの、制御電源電圧Ｖｃｃ（ＺＤ１ｂ）は、入力電圧Ｖｉｎが小さい場合にはツェナー電圧ＺＤ１ｂよりも低い区間が発生し、制御回路４の動作が不安定になってしまう。
【００１４】
（従来例２）
第２の従来例の回路図を図２０に示す。この従来例２は、従来例１の回路構成（図１８）において、制御電源をリーケージトランスＬＴ１の２次側に磁気結合された補助巻線Ｎ３から確保した例である。リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２には、制御電源供給用の補助巻線Ｎ３が接続されており、その電圧ＶN3は、２次巻線Ｎ２に発生する電圧と同じ包絡線を有した矩形波状の高周波電圧となる。ここで、発生する電圧は、図３の等価回路におけるリーケージトランスＬＴ１のトランス成分とインダクタンス成分の両端に発生する電圧（すなわちランプ電圧）である。これを、ダイオードＤ５により半波整流し、制限抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ６を充電する。これが、制御回路４の供給電源となる。ここで、ツェナーダイオードＺＤ１は保護用・制御電源安定化の目的で接続している。
【００１５】
この従来例２では、従来例１に比べ電源変動による変化幅が小さく、従来例１のような問題はなく、放電灯ｌａが通常時においては、制限抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１のロスを最小限に抑えつつ、制御電源Ｖｃｃの安定化を図ることが可能であった。しかしながら、放電灯負荷ｌａが、点灯前の始動時などの過渡時には、通常点灯時に比ベ遥かに大きな電圧（始動電圧）が発生するため、過渡時には制限抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１に過大なストレスが印加される問題があった。これを図２１により説明する。図中、Ｉｌａはランプ電流、ＶN3は制御電源供給用の補助巻線Ｎ３に得られる電圧、ＶN3’はダイオードＤ５により半波整流した電圧、ＺＤ１はツェナーダイオードのツェナー電圧、Ｖｃｃは制御電源電圧である。通常点灯時において制限抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１のロスが最小限となるようにツェナー電圧ＺＤ１を設定すると、始動時などの過渡時には過大な電圧が制限抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１に印加されることになる。
【００１６】
（従来例３）
第３の従来例の回路図を図２２に示す。この従来例３では、従来例１または２の回路構成において、降圧チョッパー回路を省略し、代わりに、ＤＣ変換回路６を整流回路ＤＢとインバータ回路１の間に設けている。また、共振負荷回路３のリーケージトランスＬＴ１を省略し、代わりに、インダクタＬ１とコンデンサＣ４のＬＣ直列共振回路を用いている。制御回路４の電源電圧は従来例１または２の方法により確保しても良いし、別の方法により確保しても良い。
【００１７】
この従来例３では、制御回路４にタイマースイッチＳＷ１，ＳＷ２を内蔵し、抵抗Ｒ１〜Ｒ３および可変抵抗ＶＲ１の値を調整することにより、電源投入後、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数が予熱モード、始動モード、点灯モードというように順次変化するように構成されている。
【００１８】
電源が投入されてから所定の時間は、スイッチＳＷ１・ＳＷ２が共にオンしており、周波数は抵抗Ｒ１と可変抵抗ＶＲ１で決定される。その後、スイッチＳＷ１がオフし、抵抗Ｒ２が追加されて周波数は低くなる。さらにその後、スイッチＳＷ２がオフすることで、周波数はさらに低くなり、その値はＲ１＋ＶＲ１＋Ｒ２＋Ｒ３で設定される。
【００１９】
この周波数制御方式は図２３のような入力電流歪みの改善機能を有する放電灯点灯装置においても用いることができる。周波数と合成抵抗の関係を図２４に示す。図２４において、縦軸のＦＲＥＱはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数、横軸は電源投入後の経過時間を示す。
【００２０】
ところで、図２２の従来例の場合、出力の主なばらつき要因は、インダクタＬ１とコンデンサＣ４であり、これらがばらついても所定の出力範囲内に補正するために可変抵抗ＶＲ１が接続されている。しかしながら、図２３に示すような入力電流歪みの改善機能を有する点灯装置では、出力の主なばらつき要因はリーケージトランスＬＴ１、コンデンサＣ４、Ｃ５、インダクタＬ１となる。つまり、ばらつき要因が多くなるため、そのばらつき幅も図２２のタイプに比べて格段に広くなる。この場合、如何なるばらつきの組合せに対しても所定の出力範囲に調整できるように可変抵抗ＶＲ１の値を設定すると、調整を行なう際に、可変抵抗ＶＲ全体の調整角度に対して、所定の値に調整するための適正角度の範囲が狭くなってしまい、装置の調整が困難となり、生産効率が悪くなる問題があった。
【００２１】
一方、このような問題に対して、調整のし易さを優先し、あるばらつき以上のものは調整できなくとも、調整範囲を限定した設定を行なった場合、主要なばらつき要因となる回路素子の個々のバラツキに偏りがあった場合に調整が不可能になってしまう問題があった。
【００２２】
（従来例４）
第４の従来例の回路図を図２５に示す。回路構成は従来例１または２と同様であり、制御回路４の電源電圧は従来例１または２の方法により確保しても良いし、別の方法により確保しても良い。図１４は正常時の動作波形図であり、Ｖｇｓ（Ｑ１）はスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧、Ｉｄ（Ｑ１）はそのドレイン電流、Ｖｇｓ（Ｑ２）はスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧、Ｉｄ（Ｑ２）はそのドレイン電流を示している。この波形図に示すように、スイッチング素子Ｑ１とＱ２は交互にオン・オフされるものであるが、外来ノイズが印加され、スイッチング素子Ｑ１もしくはＱ２のゲートに、本来オフであるところに、オンの信号が入力されると、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２が同時オンとなり、アーム短絡が発生する。図２６に異常時の動作波形図を示す。図中、Ｖｄｓ（Ｑ１），Ｖｄｓ（Ｑ２）はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン・ソース間電圧である。このように、アーム短絡が発生すると、ドレイン電流Ｉｄ（Ｑ１），Ｉｄ（Ｑ２）として過大な電流が流れ、さらに、電源電圧Ｅのほとんどが同時オン状態のスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２に印加される。これによりスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２で過大な電力損失が発生し、素子が破壊に至る問題があった。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、他励式の制御回路を有するインバータ装置において、制御電源回路の部品で発生する電力ロスを最小限に抑えつつ、かつ電源変動・負荷変動に対して安定度の高い制御電源回路を提供することにある。また、入力電流歪み改善のための回路素子を含むことにより出力ばらつき要因が多いインバータ装置において、出力調整の容易さを確保しつつ、部品ばらつきの偏りがあっても調整可能とする調整手段を提供することにある。さらに、他励式のインバータ装置において、直列接続された一対のスイッチング素子が外来ノイズ等が原因で同時オンしても、素子のストレスを緩和する安価な手段を提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、図１に示すように、交流電源Ｖｉｎを整流する整流回路ＤＢと、前記整流回路ＤＢの一方の出力端に一端を順方向に接続された高周波ダイオードＤ３と、前記高周波ダイオードＤ３の両端に並列接続されたインピーダンス素子Ｃ５と、前記高周波ダイオードＤ３の他端と前記整流回路ＤＢの他方の出力端との間に直列的に接続された一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、前記一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と前記整流回路ＤＢの前記一方の出力端との間に直流カット用コンデンサＣ３を介して１次巻線Ｎ１を接続されたリーケージトランスＬＴ１と、前記リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２に接続された共振用コンデンサＣ４と、前記共振用コンデンサＣ４に並列接続された負荷ｌａと、前記一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフさせる他励制御回路４と、前記一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に一端を接続された充電用ダイオードＤ１とチョッパー用チョークコイルＬ１を介して一方のスイッチング素子Ｑ１の両端に並列接続されると共に放電用ダイオードＤ２を介して前記一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路に並列接続された平滑コンデンサＣ１とを備え、前記他励制御回路４の電源電圧Ｖｃｃは、リーケージトランスＬＴ１の１次側主巻線Ｎ１に結合した補助巻線Ｎ４で発生する電圧と、２次側主巻線Ｎ２に結合した補助巻線Ｎ３で発生する電圧を合成した電圧により供給されていることを特徴とするものである。
【００２５】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
第１の実施形態の回路図を図１に示す。交流電源Ｖｉｎにはフィルタ回路ＦＴを介して整流回路ＤＢの交流入力端子が接続されている。整流回路ＤＢの出力にはダイオードＤ３とコンデンサＣ５の並列回路を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点には、直流カット用コンデンサＣ３を介してリーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１の一端が接続されている。リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１の他端は、整流回路ＤＢの負極側の出力端とダイオードＤ３のカソードに接続されている。ダイオードＤ３のアノードとスイッチング素子Ｑ２の接続点はダイオードＤ２のアノードに接続されると共にグランドレベルに接続されている。ダイオードＤ２のカソードにはダイオードＤ１のアノードが接続されており、ダイオードＤ１のカソードはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に接続されている。ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ２のカソードの接続点は降圧チョッパー用のインダクタＬ１の一端が接続されている。インダクタＬ１の他端は平滑用のコンデンサＣ１の一端が接続されている。コンデンサＣ１の他端はスイッチング素子Ｑ１と整流回路ＤＢの正極側の出力端の接続点に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路にはコンデンサＣ２が並列接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はＭＯＳＦＥＴよりなり、逆並列の寄生ダイオードを内蔵している。
【００２６】
リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２には放電灯ｌａと共振用のコンデンサＣ４の並列回路が接続されている。共振用のコンデンサＣ４はリーケージトランスＬＴ１のリーケージインダクタンス成分と共にＬＣ直列共振回路を構成している。リーケージトランスＬＴ１の内部構成を図２に示す。１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２は疎結合されており、図３の等価回路に示すように、漏れ磁束分を有している。リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１と密結合された補助巻線Ｎ４の一端は、整流回路ＤＢの負極側の出力端とダイオードＤ３のカソードに接続されている。補助巻線Ｎ４の他端は半波整流用のダイオードＤ４のアノードに接続されている。ダイオードＤ４のカソードは抵抗Ｒ１を介して制御電源用のコンデンサＣ６の一端に接続されている。また、リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２と密結合された補助巻線Ｎ３の一端は、整流回路ＤＢの負極側の出力端とダイオードＤ３のカソードに接続されている。補助巻線Ｎ３の他端は半波整流用のダイオードＤ５のアノードに接続されている。ダイオードＤ５のカソードは抵抗Ｒ２を介して制御電源用のコンデンサＣ６の一端に接続されている。コンデンサＣ６の他端はグランドレベルに接続されている。コンデンサＣ６の両端には電圧規制用のツェナーダイオードＺＤ１が並列接続されている。コンデンサＣ６に充電された直流電圧Ｖｃｃは制御回路４の動作電源となる。制御回路４は集積回路等で構成されており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動するための駆動回路５を含んでいる。
【００２７】
この制御回路４は、放電灯負荷ｌａの状態（寿命末期・無負荷）を検出し、所定の動作状態に移行する機能を有しているが、本発明とは直接関係無いので、検出回路の図示と説明は省略する。制御回路４より、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に駆動信号が入力され、交互にオン・オフすることによりインバータ回路１の発振が開始する。インバータ回路１は共振負荷回路３と降圧チョッパー回路２を含み、共振負荷回路３は、リーケージトランスＬＴ１と放電灯負荷ｌａと共振用コンデンサＣ４より構成されている。また、降圧チョッパー回路２はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とコンデンサＣ１、Ｃ２とダイオードＤ１、Ｄ２とインダクタＬ１から構成されている。
【００２８】
スイッチング素子Ｑ１がオンの時、降圧チョッパー回路２のコンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ１→直流カット用コンデンサＣ３→共振負荷回路３→コンデンサＣ５→降圧チョッパー回路２のダイオードＤ２→インダクタＬ１→コンデンサＣ１の経路で共振電流が流れる（Ｃ５充電モード）。その後、コンデンサＣ５に電荷が溜まり、その充電電位と整流回路ＤＢの出力電圧との和が降圧チョッパー回路２の出力電圧と釣り合うと、上記経路での共振電流は流れなくなり、整流回路ＤＢよりスイッチング素子Ｑ１→直流カット用コンデンサＣ３→共振負荷回路３→整流回路ＤＢの経路で共振電流が流れる（入力電流流入モード）。Ｃ５充電モードと入力電流流入モードの割合は、整流回路ＤＢの出力電圧が大きいほど入力電流流入モードが多くなる。
【００２９】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、共振負荷回路３から回生電流が整流回路ＤＢ→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→直流カット用コンデンサＣ３→整流回路ＤＢの経路で流れる（回生電流による入力電流流入モード）。この電流も、入力電流流入モードと同じく、その大きさは、整流回路ＤＢの出力電圧（交流電源電圧）の大きさに比例するものである。
【００３０】
スイッチング素子Ｑ２がオンの時、直流カット用コンデンサＣ３を電源として、スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ５→共振負荷回路３の経路で共振電流が流れる。その後、コンデンサＣ５の電荷が減少し０になると、同じく直流カット用コンデンサＣ３を電源として、スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ３→共振負荷回路３の経路で共振電流が流れる。このとき、整流回路ＤＢの出力電圧がコンデンサＣ１の平滑電圧より大きい場合は、整流回路ＤＢからコンデンサＣ１→インダクタＬ１→ダイオードＤ１→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ３またはコンデンサＣ５→整流回路ＤＢの経路で三角波状の充電（チョッパー）電流が流れる。その電流ピーク値は、整流回路ＤＢの出力電圧に比例するものである。
【００３１】
スイッチング素子Ｑ２がオフすると、共振負荷回路３→直流カット用コンデンサＣ３→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ２→ダイオードＤ３の経路で回生電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ２がオンのときに、チョッパー電流が流れた場合は、インダクタＬ１→ダイオードＤ１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ１の経路で回生電流が流れる。
【００３２】
図３は共振負荷回路３の等価回路である。共振負荷回路３は、放電灯ｌａと、放電灯ｌａに並列接続された共振用コンデンサＣ４とリーケージトランスＬＴ１で構成されており、リーケージトランスＬＴ１は、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２のオンオフで発生した高周波電圧を２次側に変換し、２次側に発生するリーケージインダクタンスと共振用コンデンサＣ４と放電灯負荷ｌａとで共振動作するものである。
【００３３】
これらの一連の動作を繰り返すことにより、放電灯ｌａを高周波で点灯させる。また、降圧チョッパー回路２の平滑用コンデンサＣ１の電位より整流回路ＤＢの出力が大きい区間では交流電源からチョッパー電流が流れ、またインバータ回路１においても、交流電源電圧の大きさに応じて、入力電流を流す機能を有しているので、これらの電源電圧に応じた高周波電流をフィルター回路ＦＴにおいて平均化することで、正弦波状の入力電流を得ることができ、入力電流歪の改善を可能としている。
【００３４】
リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１には、制御電源供給用の補助巻線Ｎ４が磁気結合されており、その電圧ＶN4は１次巻線Ｎ１に発生する電圧と同じ包絡線を有した矩形波状の高周波電圧となる。これを、ダイオードＤ４にて半波整流し、制限抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ６を充電する。また、リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２には、制御電源供給用の補助巻線Ｎ３が磁気結合されており、その電圧ＶN3は、２次巻線Ｎ２に発生する電圧（ランプ電圧）と同じ包絡線を有した正弦波状の高周波電圧となる。これを、ダイオードＤ５にて半波整流し、制限抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ６を充電する。つまり、電圧ＶN3とＶN4の整流電圧のＯＲ出力が制御回路４の供給電源となる。ここで、ツェナーダイオードＺＤ１は保護用・制御電源安定化の目的で接続している。
【００３５】
図４に制御電源部の動作波形を示す。図中、ＶN4は制御電源供給用の補助巻線Ｎ４に得られる電圧、ＶN3は制御電源供給用の補助巻線Ｎ３に得られる電圧、ＶN4’，ＶN3’はそれぞれダイオードＤ４，Ｄ５により半波整流した電圧、ＶＺＤ１はツェナーダイオードのツェナー電圧、Ｖｃｃは制御電源電圧である。
【００３６】
電源変動に対しては、入力電圧Ｖｉｎが小さいとき、電圧ＶN4’は低くなるが、電圧ＶN3’は高くなる。また、入力電圧Ｖｉｎが大きいとき、電圧ＶN4’は高くなるが、電圧ＶN3’は低くなる。つまり、電源変動に対して、電圧ＶN3’とＶN4’が相互に補い合うことにより電源変動が生じても、制御電源を安定供給することが可能になる。また、入力電圧Ｖｉｎが高くなった時のストレスを最小限に抑えることが可能になる。
【００３７】
負荷変動に対しては、上述のような特性を有しているため、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧ＶＺＤ１を図４に示すように、電圧ＶN3’とＶN4’の夫々高いところで確保できるように設定することが可能となるので、始動時等の高い電圧が電圧ＶN3’に発生しても制限抵抗やツェナーダイオードＺＤ１に印加されるストレスを最小限に抑えることが可能になる。
【００３８】
（実施形態２）
第２の実施形態の回路図を図５に示す。本実施形態は、実施形態１の回路構成から、ダイオードＤ３とコンデンサＣ５を取り除いた構成となっている。これにより、入力電流歪みの改善機能は除かれている。このため、リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１の電圧ＶN1およびこれに磁気結合された補助巻線Ｎ４の電圧ＶN4の波形は図６のようになり、部分平滑の包絡線を有している。リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２の波形も１次巻線Ｎ１の電圧ＶN1で発生する高周波電圧により共振動作することから、放電灯ｌａの電流は電圧ＶN1に相似の包絡線となる。このため、ランプ電圧波形、つまり、リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２の電圧ＶN2およびこれに磁気結合された補助巻線Ｎ３の電圧ＶN3の波形は図６のようになる。
【００３９】
電源変動に対しては、入力電圧Ｖｉｎが小さいとき、電圧ＶN4は低くなるが、電圧ＶN3は高くなる。また、入力電圧Ｖｉｎが大きいとき、電圧ＶN4は高くなるが、電圧ＶN3は低くなる。つまり、電源変動に対して、電圧ＶN3とＶN4が相互に補い合うことにより電源変動が生じても、制御電源を安定供給することが可能になる。また、入力電圧Ｖｉｎが高くなった時のストレスを最小限に抑えることが可能になる。
【００４０】
負荷変動に対しては、上述のような特性を有しているため、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧ＶＺＤ１を図６に示すように、電圧ＶN3とＶN4の夫々高いところで確保できるように設定することが可能となるので、始動時等の高い電圧が電圧ＶN3に発生しても制限抵抗やツェナーダイオードＺＤ１に印加されるストレスを最小限に抑えることが可能になる。
【００４１】
（実施形態３）
第３の実施形態の回路図を図７に示す。本実施形態は、実施形態１の回路図（図１）において、リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１と磁気結合された補助巻線Ｎ４と、リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２と磁気結合された補助巻線Ｎ３を並列的接続から直列的接続に変更した例であり、実施形態１と同様の効果がある。
【００４２】
（実施形態４）
第４の実施形態の回路図を図８に示す。本実施形態は、実施形態２の回路図（図５）において、リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１と磁気結合された補助巻線Ｎ４と、リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２と磁気結合された補助巻線Ｎ３を並列的接続から直列的接続に変更した例であり、実施形態２と同様の効果がある。
【００４３】
（実施形態５）
第５の実施形態の回路図を図９に示す。本実施形態は、実施形態１の回路図（図１）において、リーケージトランスＬＴ１の２次巻線Ｎ２と磁気結合された補助巻線Ｎ３からの電源供給を無くし、その代わりに、ダイオードＤ３のカソード側電位から制御電源を確保したものである。本実施形態では、ダイオードＤ３のカソード側電位ＶD3は、図１０のようになっており、リーケージトランスＬＴ１の１次巻線Ｎ１と磁気結合された補助巻線Ｎ４の電圧ＶN4の包絡線の山部と谷部の関係が相互に補完し合う関係となっているので、ダイオードＤ４とＤ５によるＯＲ出力を制御電源とすることで、実施形態１と同様の効果が得られる。
【００４４】
（実施形態６）
第６の実施形態の回路図を図１１に示す。本実施形態は、実施形態１の回路図（図１）において、制御回路４に接続された抵抗Ｒ１・Ｒ２・Ｒ３・Ｒ４と可変抵抗ＶＲ１の回路に特徴を有するものであり、周波数を可変し出力を調整するための可変抵抗ＶＲに並列に固定抵抗Ｒ２が接続されている。これにより、周波数を設定する際、可変抵抗ＶＲ１と固定抵抗Ｒ２の合成抵抗にてある限定した範囲のみを調整可能とするような設定を行なう。周波数と合成抵抗の関係を図１２に示す。図１２において、縦軸のＦＲＥＱはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数、横軸は電源投入後の経過時間を示す。部品の偏りが発生し、局地的にばらつきが発生して、可動範囲を越えるばらつきが発生した場合、固定抵抗Ｒ２を外すことで合成抵抗の調整範囲が広くなり、所定の出力・周波数に変更することが可能になる。これにより、出力調整（周波数可変）時の作業性を確保しつつ、如何なる局地的なばらつきが発生しても、対応（出力調整）を可能にすることができる。なお、制御回路４の電源の確保の仕方は実施形態１〜５のいずれの方法を用いても良い。
【００４５】
（実施形態７）
第７の実施形態の回路図を図１３に示す。本実施形態は、実施形態１の回路図（図１）において、スイッチング素子Ｑ１のドレインに、プリント基板上のパターンによるインダクタンスと抵抗を構成したものである。なお、制御回路４の電源の確保の仕方は実施形態１〜５のいずれの方法を用いても良い。図１４は正常時の動作波形、図１５は異常時の動作波形である。また、図１６にプリント基板上のパターンを示す。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレインＤ、ソースＳ、ゲートＧがそれぞれ図示されている。スイッチング素子Ｑ１のドレインＤには図１３のＬ部に相当するパターンが形成されており、このパターンは、図１３のＫ部に相当するパターンに接続されている。図１３のＬ部に相当するパターンの等価回路を図１７に示す。
【００４６】
外来ノイズやサージにより制御回路４に誤動作が生じ、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２に同時オンが発生して、アーム短絡が発生しても、上記Ｌ部に相当するパターンによるインダクタンス成分ｌと抵抗成分ｒにより、図１５に示すように、短絡電流のピーク値を抑制することが可能になる。また、パターンによるインダクタンス成分ｌが直列に存在することにより、電源電圧をパターンによるインダクタンス成分ｌとスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２とで分担することが可能になるので、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２の電力損失を大幅に低減することが可能になる。同様のパターンによるインダクタンス成分ｌは、スイッチング素子Ｑ２のドレインに挿入しても同様の効果が得られる。なお、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２のソースに挿入すると、過電流発生時に、ゲート電圧に影響を与えるため、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２の動作を不安定にする要因になるので、望ましくない。
【００４７】
【発明の効果】
本発明によれば、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力端間に直列接続された一対のスイッチング素子及びその接続点に直流カット用コンデンサを介して接続された共振負荷回路を備えるインバータ回路と、インバータ回路のスイッチング素子を交互にオン・オフさせる他励制御回路と、インバータ回路のいずれかのスイッチング素子と充電用ダイオードとインピーダンス素子を介して整流回路の出力端に接続され、放電用ダイオードを介して前記一対のスイッチング素子の直列回路に接続される平滑コンデンサを含む部分平滑電源回路とを備えるインバータ装置であって、前記スイッチング素子の直列回路は高周波ダイオードと第２のインピーダンス素子の並列回路を介して整流回路の出力端間に接続されており、前記共振負荷回路は、少なくともリーケージトランスと共振用コンデンサと負荷から構成されており、前記他励制御回路の電源電圧は、リーケージトランスの１次側主巻線に結合した補助巻線で発生する電圧と、２次側主巻線に結合した補助巻線で発生する電圧あるいは前記高周波ダイオードの逆方向電圧を合成した電圧により供給されているので、これら合成される電圧が電源変動に対して相互に補い合うことにより制御電源を安定供給することが可能になる。また、定電圧化のための制限抵抗やツェナーダイオードのストレスを最小限に抑えることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の回路図である。
【図２】図１の回路に用いるリーケージトランスの断面図である。
【図３】図１の回路に用いるリーケージトランスの等価回路図である。
【図４】本発明の第１の実施形態の動作波形図である。
【図５】本発明の第２の実施形態の回路図である。
【図６】本発明の第２の実施形態の動作波形図である。
【図７】本発明の第３の実施形態の回路図である。
【図８】本発明の第４の実施形態の回路図である。
【図９】本発明の第５の実施形態の回路図である。
【図１０】本発明の第５の実施形態の動作波形図である。
【図１１】本発明の第６の実施形態の回路図である。
【図１２】本発明の第６の実施形態の動作説明図である。
【図１３】本発明の第７の実施形態の回路図である。
【図１４】本発明の第７の実施形態の正常時の動作波形図である。
【図１５】本発明の第７の実施形態の異常時の動作波形図である。
【図１６】本発明の第７の実施形態のプリント基板上のパターンを示す平面図である。
【図１７】図１６に示すプリント基板上のパターンの等価回路図である。
【図１８】第１の従来例の回路図である。
【図１９】第１の従来例の動作波形図である。
【図２０】第２の従来例の回路図である。
【図２１】第２の従来例の動作波形図である。
【図２２】第３の従来例の回路図である。
【図２３】第３の従来例の一変形例の回路図である。
【図２４】第３の従来例の動作説明図である。
【図２５】第４の従来例の回路図である。
【図２６】第４の従来例の異常時の動作波形図である。
【符号の説明】
ＤＢ 整流回路
Ｑ１ スイッチング素子
Ｑ２ スイッチング素子
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ３ 直流カット用コンデンサ
Ｃ４ 共振用コンデンサ
ｌａ 放電灯負荷
ＬＴ１ リーケージトランス
Ｎ１ １次巻線
Ｎ２ ２次巻線
Ｎ３ ２次側の補助巻線
Ｎ４ １次側の補助巻線
Claims (5)
- 交流電源を整流する整流回路と、
整流回路の出力端間に直列接続された一対のスイッチング素子及びその接続点に直流カット用コンデンサを介して接続された共振負荷回路を備えるインバータ回路と、
インバータ回路のスイッチング素子を交互にオン・オフさせる他励制御回路と、
インバータ回路のいずれかのスイッチング素子と充電用ダイオードとインピーダンス素子を介して整流回路の出力端に接続され、放電用ダイオードを介して前記一対のスイッチング素子の直列回路に接続される平滑コンデンサを含む部分平滑電源回路とを備えるインバータ装置であって、
前記スイッチング素子の直列回路は高周波ダイオードと第２のインピーダンス素子の並列回路を介して整流回路の出力端間に接続されており、前記共振負荷回路は、少なくともリーケージトランスと共振用コンデンサと負荷から構成されており、前記他励制御回路の電源電圧は、リーケージトランスの１次側主巻線に結合した補助巻線で発生する電圧と、２次側主巻線に結合した補助巻線で発生する電圧を合成した電圧により供給されていることを特徴とするインバータ装置。 - 交流電源を整流する整流回路と、
整流回路の出力端間に直列接続された一対のスイッチング素子及びその接続点に直流カット用コンデンサを介して接続された共振負荷回路を備えるインバータ回路と、
インバータ回路のスイッチング素子を交互にオン・オフさせる他励制御回路と、
インバータ回路のいずれかのスイッチング素子と充電用ダイオードとインピーダンス素子を介して整流回路の出力端に接続され、放電用ダイオードを介して前記一対のスイッチング素子の直列回路に接続される平滑コンデンサを含む部分平滑電源回路とを備えるインバータ装置であって、
前記スイッチング素子の直列回路は高周波ダイオードと第２のインピーダンス素子の並列回路を介して整流回路の出力端間に接続されており、前記共振負荷回路は、少なくともリーケージトランスと共振用コンデンサと負荷から構成されており、前記他励制御回路の電源電圧は、リーケージトランスの１次側主巻線に結合した補助巻線で発生する電圧と、前記高周波ダイオードの逆方向電圧を合成した電圧により供給されていることを特徴とするインバータ装置。 - 他励制御回路の動作周波数は、他励制御回路に接続される複数の抵抗器の合成抵抗の大きさにより設定され、前記複数の抵抗器のうちの少なくとも１つは出力調整用の可変抵抗であり、この可変抵抗には並列に固定抵抗が接続されていることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載のインバータ装置。
- スイッチング素子はプリント基板に実装された電界効果トランジスタであり、いずれかのスイッチング素子のドレイン端子に接続されるパターン配線は、インダクタンス成分もしくは抵抗成分を有していることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のインバータ装置。
- 交流電源を整流する整流回路と、
前記整流回路の一方の出力端に一端を順方向に接続された高周波ダイオードと、
前記高周波ダイオードの両端に並列接続されたインピーダンス素子と、
前記高周波ダイオードの他端と前記整流回路の他方の出力端との間に直列的に接続された一対のスイッチング素子と、
前記一対のスイッチング素子の接続点と前記整流回路の前記一方の出力端との間に直流カット用コンデンサを介して１次巻線を接続されたリーケージトランスと、
前記リーケージトランスの２次巻線に接続された共振用コンデンサと、
前記共振用コンデンサに並列接続された負荷と、
前記一対のスイッチング素子を交互にオン・オフさせる他励制御回路と、
前記一対のスイッチング素子の接続点に一端を接続された充電用ダイオードとチョッパー用チョークコイルを介して一方のスイッチング素子の両端に並列接続されると共に放電用ダイオードを介して前記一対のスイッチング素子の直列回路に並列接続された平滑コンデンサとを備え、
前記他励制御回路の電源電圧は、リーケージトランスの１次側主巻線に結合した補助巻線で発生する電圧と、２次側主巻線に結合した補助巻線で発生する電圧を合成した電圧により供給されていることを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001258528A JP3941436B2 (ja) | 2001-08-28 | 2001-08-28 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001258528A JP3941436B2 (ja) | 2001-08-28 | 2001-08-28 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003070257A JP2003070257A (ja) | 2003-03-07 |
| JP3941436B2 true JP3941436B2 (ja) | 2007-07-04 |
Family
ID=19086032
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001258528A Expired - Fee Related JP3941436B2 (ja) | 2001-08-28 | 2001-08-28 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3941436B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102299616B (zh) * | 2011-08-23 | 2013-09-25 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种自激推挽式变换器 |
-
2001
- 2001-08-28 JP JP2001258528A patent/JP3941436B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2003070257A (ja) | 2003-03-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6181066B1 (en) | Frequency modulated ballast with loosely coupled transformer for parallel gas discharge lamp control | |
| US7291988B2 (en) | Electronic high intensity discharge lamp driver | |
| US20080137381A1 (en) | Generation of auxiliary voltages in a ballast | |
| KR100367065B1 (ko) | 전기램프의작동을위한스위칭전원공급장치 | |
| JP2003520407A (ja) | 多ランプ動作用の電力帰還力率修正方式 | |
| US7272019B2 (en) | Switching power supply apparatus | |
| US20040151009A1 (en) | Power factor correction circuit | |
| JP4276104B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| KR20060082419A (ko) | 전류 공진형 방전관용 인버터 회로 | |
| JP2006049028A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| US20060239039A1 (en) | Switching power supply circuit | |
| US20060126364A1 (en) | Switching power supply circuit | |
| EP2015617A2 (en) | Electronic ballasts without toroidal-magnetic-core and fluorescent lamps employing the same | |
| JP4214276B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP3941436B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP4993548B2 (ja) | 自励式インバータ駆動回路 | |
| WO2007052514A1 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH10106784A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP4430188B2 (ja) | 共振型電源装置 | |
| JP4547847B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP3596372B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH0993940A (ja) | 電源回路及びスイッチング電源回路 | |
| JP3492779B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3713129B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP4699245B2 (ja) | スイッチング電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20041025 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060926 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20061031 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20061228 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070313 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070326 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100413 Year of fee payment: 3 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100413 Year of fee payment: 3 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |