JPH0973990A - 圧電トランスを使用した冷陰極管点灯装置 - Google Patents

圧電トランスを使用した冷陰極管点灯装置

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JPH0973990A
JPH0973990A JP7250194A JP25019495A JPH0973990A JP H0973990 A JPH0973990 A JP H0973990A JP 7250194 A JP7250194 A JP 7250194A JP 25019495 A JP25019495 A JP 25019495A JP H0973990 A JPH0973990 A JP H0973990A
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cathode tube
circuit
inverter
cold
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JP7250194A
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Takao Takehara
孝男 竹原
Shingo Okada
伸吾 岡田
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Minebea Co Ltd
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    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/36—Controlling
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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Abstract

(57)【要約】 【課題】巻線トランスに起因するインバータ装置の諸問
題を圧電トランスを使用することによって解決し、あわ
せて冷陰極管の点灯及び調光を行うことができるような
圧電トランスを用いた冷陰極管の駆動装置を提供するこ
と。 【解決手段】冷陰極管とこの冷陰極管を点灯させる圧電
回路とを有する冷陰極管点灯装置において、圧電トラン
スの一次側に直列共振回路を形成し、該直列共振回路を
スイッチング素子によりこの共振回路の共振周波数より
位相が進んだタイミングでオン・オフする動作制御手段
を設けるとともに、入力電圧を昇圧して上記共振回路に
電源を供給するチョッパー回路を設け、上記動作制御手
段により、チョッパー回路のパワースイッチング素子の
オン・オフを制御し、すなわちインバータのパワースイ
ッチのオン時間より大きいオン時間で昇圧チョッパー回
路のパワースイッチをドライブし、かつ昇圧トランスの
二次側に冷陰極管を接続したことを特徴とする圧電トラ
ンスを使用した冷陰極管点灯装置。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、広い範囲で電流制
御が必要な負荷の電源として好適なインバータ装置に関
し、特に調光自在な冷陰極管を負荷とする電源に用いて
好適なインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】インバータ装置は直流電力を交流電力に
変換する装置であって、いわゆる逆変換装置として各種
電気機器に使用されている。図１３は、放電管用として
使用されている従来のインバータ装置を示す回路図であ
る。図１３において、Ｔ１０は一次コイル１０Ｐ、二次
コイル１０Ｓ、帰還コイル１０Ｆを備えたロイヤー発振
回路用の昇圧トランスである。ＴＲ１１、ＴＲ１２はＮ
ＰＮ型のスイッチング作動用トランジスタで昇圧トラン
スＴ１０と共に、ロイヤー発振回路を構成する。Ｃ１３
は電圧共振用のコンデンサ、Ｌ１４は同チョークコイル
である。これにより、トランジスタＴＲ１１、ＴＲ１２
のオフ時のコレクターエミッタ間電圧は正弦波状とな
り、昇圧トランスＴ１０の一次コイル１０Ｐ、二次コイ
ル１０Ｓの電圧波形は正弦波となる。チョークコイルＬ
１４は、後に述べるＤＣ−ＤＣコンバータに接続され、
出力側には冷陰極管ＣＦＬ３１が接続されている。この
インバータ自動発振により、出力側には正弦波状の高電
圧が数＋ＫＨｚ単位の周波数で現れ、冷陰極管ＣＦＬ３
１が点灯する。ＩＣ２０はＤＣ−ＤＣコンバータを構成
するスイッチング作動用のＰＮＰ型トランジスタＴＲ２
１のベース回路を制御する集積回路（ＩＣ）であり、降
圧型チョッパー回路として動作する。このＩＣは三角形
波を発生する発振器ＯＳＣと二つの比較用演算増幅器Ａ
１と演算増幅Ａ２と発信器ＯＳＣと演算増幅器Ａ１かＡ
２のいずれか一方の出力電圧とを比較するＰＷＭコンパ
レータＣＯＭＰと、このＰＷＭコンパレータにより駆動
され、前記スイッチング作動用のＰＮＰトランジスタＴ
Ｒ２１のベースを駆動する出力トランジスタ１１３とを
有する。このＩＣ２０は、前記のようにＰＷＭコンパレ
ータＣＯＭＰで発信器ＯＳＣと比較する他方のＰＷＭコ
ンパレータ入力回路には二つの演算増幅器Ａ１、Ａ２が
接続されているが、これら二つの演算増幅器の内の出力
電圧が高い方の電圧と発振器ＯＳＣの出力とが比較され
る。
【０００３】なお、前記の構成を有するＩＣ２０をここ
でＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣと定義し、また、こ
れを他の用途に使用しても、内部の構成が変わらない限
りＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣと呼ぶことにする。
Ｄ２２はフライホイールダイオード、Ｌ２３はチョーク
コイルである。Ｃ２４はコンデンサであり、チョークコ
イルＬ２３とコンデンサＣ２４でＬＣフィルタを構成す
る。Ｃ２５、Ｒ２６は発振周波数決定用のコンデンサと
抵抗である。コンデンサＣ２７、２９及び抵抗Ｒ２８、
Ｒ３０はＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０の演算増
幅器Ａ１、Ａ２の位相補正用Ｃ、Ｒ素子である。ダイオ
ードＤ１５、Ｄ１６は冷陰極管ＣＦＬ３１に流れる放電
電流の正の成分を整流するためのものである。Ｒ１８、
Ｃ１９は電流波形を直流化するためのローパスフィルタ
を構成する抵抗とコンデンサである。このフィルタ出力
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０の演算増幅器
Ａ２の＋入力端に接続される。
【０００４】すなわち、コンデンサＣ１９の両端には放
電電流の正のサイクル平均値に比例した電圧が得られ、
この電圧とＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０の内部
の基準電圧とが演算増幅器Ａ２で比較され、両者の差電
圧に比例した出力電圧が得られる。図１４に示すよう
に、この出力電圧とＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２
０の発信器ＯＳＣの三角波出力とがＰＷＭコンパレータ
で比較される。すなわち、放電電流が何等かの原因で増
加すると、エラーランプとなる演算増幅器Ａ２の出力電
圧はＢラインからＡラインに移行する。その結果、ＰＭ
Ｗコンパレータの出力はＣラインからＤラインへと変化
する。すなわち、出力トランジスタであるスイッチング
動作用のＰＮＰ型トランジスタＴＲ２１のオン時間は狭
くなり、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は減少し、ロ
イヤー発振回路の電源回路が下がることになるので、放
電電流は減少する。
【０００５】従って、放電電流の定電流制御を可能とし
ている。Ｒ３２、Ｒ３３はＤＣ−ＤＣコンバータの出力
電圧を定電圧化するための抵抗であり、これは冷陰極管
ＣＦＬ３１を接続しないとき、または放電を開始する以
前の昇圧トランスＴ１０の二次コイル１０Ｓの電圧を定
電圧化するためのＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧検出用
の抵抗である。抵抗Ｒ３２、Ｒ３３の接続点はＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ制御用ＩＣ２０の演算増幅器Ａ１の＋入力
端に接続され、負帰還ループを構成し、ＤＣ−ＤＣコン
バータの出力電圧を定電圧化している。演算増幅器Ａ
１、Ａ２の出力はＯＲ接続されているので、演算増幅器
Ａ１、Ａ２の出力電圧の高い方が優先されてＰＷＭコン
パレータに入力される。
【０００６】冷陰極管を点灯させるために必要な１００
０〜１５００Ｖ位の高電圧は、昇圧トランスの二次側を
数千回巻き、５〜１９Ｖの電圧を昇圧している。この巻
線には４０ミクロン位の細い線を使用している。このよ
うに細い線を多く巻いた巻線トランスを使用すると、断
線、レアショート等の問題が発生し、これらの事故を防
ごうとすると多くの工数を必要とする。また、薄型を要
求されるノートブックタイプのパソコン等に巻線トラン
スを使用すると、小型化するのに構造的な限界がある。
この問題の改善策として、巻線トランスをセラミック板
の電圧トランスで代替する方式が検討されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかし、圧電トランス
の昇圧比を上げるためには板厚を薄くすることや、幅方
向の寸法を増すといった対策が必要となる。しかし、板
厚を薄くしていくと発電部分の容量に比べ、駆動部分の
容量を大きくすることができる反面、出力インピーダン
スが高くなり、出力電圧の負荷による変動が増大すると
いう欠点がある。一方、幅寸法を増していく対策をとっ
たときは、出力インピーダンスを低下させることはでき
るが、電気機械結合係数Ｋ３１、Ｋ３３に形状依存性が
あり、幅／長さの値が０．３以上になるとＫ３１、Ｋ３
３の値が低下し始めるため、幅をむやみに広くすること
はできず、幅をある程度以上増すと昇圧比はむしろ減少
する。従って、小型化を考えた場合、昇圧比には限界が
ある。また、充分な昇圧比を得るためには巻線トランス
により昇圧し、圧電トランスを駆動することが行われて
いるが、装置コスト上昇及び大型化を招くという問題が
ある。
【０００８】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、巻線トランスに起因するインバータ装置の諸
問題を圧電トランスを使用することによって解決し、あ
わせて冷陰極管の点灯及び調光を行うことができるよう
な圧電トランスを用いた冷陰極管の駆動装置を提供する
ことを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上述の本発明の目的を達
成するために、本発明は、冷陰極管とこの冷陰極管を点
灯させる圧電回路とを有する冷陰極管点灯装置におい
て、圧電トランスの一次側に直列共振回路を形成し、該
直列共振回路をスイッチング素子によりこの共振回路の
共振周波数より位相が進んだタイミングでオン・オフす
る動作制御手段を設けるとともに、入力電圧を昇圧して
上記共振回路に電源を供給するチョッパー回路を設け、
上記動作制御手段により、チョッパー回路のパワースイ
ッチング素子のオン・オフを制御し、すなわちインバー
タのパワースイッチのオン時間より大きいオン時間で昇
圧チョッパー回路のパワースイッチをドライブし、かつ
昇圧トランスの二次側に冷陰極管を接続したことを特徴
とする圧電トランスを使用した冷陰極管点灯装置を提供
し、さらに冷陰極の電流から帰還信号を得て、前記スイ
ッチング回路のスイッチング条件を設定する帰還回路を
上記冷陰極管点灯装置に付加し、さらに上記冷陰極管点
灯装置の動作制御手段に、インバータのパワースイッチ
のオン時間を一定時間に制限しつつスイッチング周波数
を圧電トランスの共振周波数より高い周波数から徐々に
低下させるソフトスタート回路を付加し、また昇圧チョ
ッパー回路のパワースイッチのオン時間を入力電圧が高
くなるに従い小さくし冷陰極管が接続されていない時
に、圧電トランスに過大電力が加わり、圧電トランスが
破損する事を防ぐ保護回路を設けた事を特徴とする圧電
トランスを使用した冷陰極管点灯装置を提供する。
【００１０】本発明に係る圧電トランスを使用した冷陰
極管点灯装置によれば、圧電トランスを用いて点灯回路
を構成しているので、部品点数が少なく装置を小型に構
成できると共に、製品コストを低減する。また、圧電ト
ランスの共振周波数を高くすることにより、放電灯の点
灯周波数も高くすることができ、これにより放電効率も
良好となる。
【００１１】
【発明の実施の形態】次に本発明の一実施の形態を図面
を用いて詳細に説明する。図１は、本発明に係る圧電ト
ランスを使用した冷陰極管点灯装置の一実施の形態を示
す回路図である。図１３に示す従来例では、ロイヤー発
振回路の電源電圧、すなわちＤＣ−ＤＣコンバータの出
力電圧を放電電流の値に応じて可変することによって冷
陰極管の調光を行っていたが、本発明では昇圧型チョッ
パーとその出力に準Ｅ級電圧共振型インバータを接続
し、冷陰極管ＣＦＬ１を直接ドライブするとともに、冷
陰極管ＣＦＬ１に流れる電流をパワースイッチ素子を駆
動する回路に負帰還せしめて最適な調光を行なってい
る。
【００１２】準Ｅ級電圧共振インバータは、パワースイ
ッチに流れる電流とスイッチにかかる電圧が共に正弦波
の一部になり、正弦波出力が可能のインバータとして知
られている。以下に動作原理を簡単に説明する。図２に
準Ｅ級電圧共振インバータの基本回路を示す。図２にお
いてリアクトルＬはチョークコイルであり、その電流が
近似的に直流Ｉｃとなる。インダクタＬT とコンデンサ
ＣT は共振回路を構成する。
【００１３】スイッチのオン／オフ動作によってＲＬＣ
同調回路にパルス状の電圧が加えられる。スイッチング
周波数がＬｔ−Ｃｔの共振周波数より少々高いとすれ
ば、同調回路によってＲ−Ｌｔ−Ｃｔを流れる電流が近
似的に正弦波となる。この場合、Ｒ−Ｌ−Ｃ同調回路は
誘導性リアクタンスを持ち、同調回路に流れる電流ｉｔ
は同調回路にかかる電圧、すなわちスイッチの電圧Ｖs
の基本波より位相が遅れる。ここで、Ｉｃ＝Ｉｓｄｃ＋
Ｉｔなので、直流電流Ｉｃから正弦波電流Ｉｔを引いた
分は、スイッチＳ、ダイオードＤS 、コンデンサＣS の
並列回路に流れるＩｓｄｃとなり、これも正弦波状とな
る。
【００１４】図３の（ａ）にスイッチのデューティが５
０％のときのＥ級共振インバータの動作波型を示す。ス
イッチＳがターンオフされると正弦波の電流はコンデン
サＣＳを流れ、コンデンサＣS を流れ、コンデンサＣS
が充電され、電圧ＶS が零から正弦波に上昇する。その
ためにスイッチのターンオフは零電圧、非零電流スイッ
チングとなる。最適負荷Ｒｏｐｔでは図３の（ａ）に示
すようにスイッチの電圧ＶS は零に近い勾配ｄＶS ／ｄ
ｔで零に降下し、ＶS ＝０、且つｄＶS ／ｄｔ＝０とな
った時点で、スイッチＳがターンオンされる。負荷抵抗
が最適抵抗Ｒｏｐｔより小さい場合、図３の（ｂ）に示
すようにスイッチの電圧ＶS は零電圧にクランプされ、
この間スイッチＳがターンオンされる。これは準Ｅ級動
作であり、電圧共振スイッチと同様で零電圧スイッチン
グとなる。スイッチングレギュレータとして動作させる
場合、負荷、入力電圧の可変範囲全体に亘ってＥ級動作
させることは出来ず、準Ｅ級動作となる。Ｒ−Ｌ−Ｃ同
調回路のインピーダンスは、スイッチング周波数に敏感
であるため、スイッチング周波数変調により、出力電圧
ＶO （＝Ｉｔ）を制御した場合、スイッチング周波数の
変化が少ないという利点を持つ。
【００１５】図１に示す本発明の一実施形態において、
Ｔ１は圧電トランスである。図４に圧電トランスの等価
回路を示す。ここでＣ１は入力容量、Ｃ２は出力容量、
ＬＥは等価インダクタンス、ＣＥは等価容量、ＲＥは等
価抵抗、ｎは変成比、ＲＬは負荷抵抗である。更に簡略
化してＬＥとＣＥが共振している条件で２次側に換算す
ると図５のようになる。
【００１６】図１の説明に戻って、Ｑ１はＮチャンネル
のパワーＭＯＳＦＥＴである。Ｌ２はチョークコイルで
ある。圧電トランスＴ１の等価インダクタンスＬＥと等
価容量ＣＥは共振回路を構成し、冷陰極管ＣＦＬ１はそ
の共振回路と直列に接続される。共振回路の共振周波数
は、
【数１】 となる。チョークコイルＬ２と圧電トランスＴ１の入力
容量Ｃ１によりパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ時のドレ
インーソース間電圧は正弦波状になる。一方チョークコ
イルＬ１とパワーＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）、ダイオードＤ
１及びコンデンサＣ１により、昇圧チョッパー回路が構
成され、昇圧された出力電圧は、準Ｅ級電圧共振型イン
バータの入力電圧となる。ＩＣ１はパワーＭＯＳＦＥＴ
（Ｑ１）のゲート回路を制御する電圧共振型制御ＩＣの
機能と、昇圧チョッパー回路のパワーＭＯＳＦＥＴ（Ｑ
２）の制御機能も有する。このＩＣは電圧制御発振器
（ＶＣＯ）と演算増幅器Ａ１とスイッチング周波数変調
回路（ＰＦＭＬＯＧＩＣ）により駆動され、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲートを駆動するゲート駆動回路
（ＦＥＴＤＲＩＶＥＲ１）よりなる。Ｒ４、Ｃ２はＩＣ
１の演算増幅器Ａ１の位相補正用である。Ｒ５、Ｃ３は
ＩＣ１の電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数決定用のＣ
−Ｒ素子である。Ｒ６、Ｒ７はＩＣ１の演算増幅器Ａ１
−入力端のＤＣバイアス用の抵抗である。
【００１７】Ｒ１はパワーＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲー
トドライブ抵抗である。Ｄ１はゲート蓄積電荷引き抜き
用のスピードアップダイオードである。抵抗Ｒ１２によ
りランプ電流が検出され、ダイオードＤ３とコンデンサ
Ｃ４によりランプ電流の正のサイクルが検出され、直流
化される。その出力はランプ電流設定用可変抵抗ＶＲ１
を介してＩＣ１の演算増幅器Ａ１のプラス入力端に入力
される。すなわち、可変抵抗ＶＲ１のセンタータップに
は、放電電流の正のサイクルの平均値に比例した電圧が
得られる。この出力電圧は電圧制御発振器ＶＣＯの入力
端に接続されていて、電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波
数を制御する。すなわち、放電電流が何らかの原因で増
加すると、演算増幅器Ａ１の出力は上昇し、電圧制御発
振器ＶＣＯの発振周波数は上昇する。電圧制御発振器Ｖ
ＣＯの出力の立ち下がりで単安定マルチバイブレータ
（ONESHOT1) はセットされ、その出力はハイレベルとな
る。抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５は単安定マルチバイブレ
ータ（ONESHOT1) の出力はパルス幅決定用でその時定数
で定まる時間の単安定マルチバイブレータ(ONESHOT1)の
出力をハイレベルに保つ。図６に各部の波形を示す。Ｔ
off はチョークコイル、電圧共振型コンデンサ等のばら
つきや温度変化による共振周波数の変動を考慮して、準
Ｅ級動作が満足されるように設定する。すなわち、Ｔof
f は一定のまま発振周波数が上昇するのでスイッチのオ
ン時間が減少しその結果冷陰極管ＣＦＬ１に供給される
電流が減少し、定電流制御が保たれる。ランプ電流が減
少すると演算増幅器Ａ１の出力は低下し、電圧制御発振
器ＶＣＯの発振周波数は低くなり、定電流制御が行われ
る。Ｃ７はソフトスタート回路の遅延時間を設定するコ
ンデンサである。電圧がオンされると電圧制御発振器Ｖ
ＣＯの発振周波数は定常動作時よりも高い周波数とな
り、コンデンサＣ７が充電されるに従い、序々に下降す
る。
【００１８】冷陰極管ＣＦＬ１が放電を開始するには高
電圧（通常１Ｋ〜１．５ＫＶ）を印加する必要がある。
これを開放電圧という。冷陰極管ＣＦＬ１が非点灯時に
は該冷陰極管ＣＦＬ１の内部抵抗は非常に大きいので、
ＩＣ１の電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数が圧電トラ
ンスの共振周波数Ｆｒに等しくなったとき、圧電トラン
スＴ１の出力端子には高電圧が発生し、冷陰極管ＣＦＬ
１は点灯する。この点灯により冷陰極管ＣＦＬ１の内部
インピーダンスは急減する。圧電トランスＴ１はその内
部抵抗Ｒにより定電流特性を示すため、圧電トランスＴ
１の出力は減少する。この特性により従来巻線を使用し
た方式において必要であったバラストコンデンサが省略
できる。すなわち、電源がオンするとＩＣ１のソフトス
タート回路により、ＩＣ１のスイッチング周波数は定常
動作時よりも高い周波数から始まり序々に降下してい
き、圧電トランスＴ１の共振周波数Ｆｒに等しくなった
とき、ＣＦＬ１は点灯する。また、圧電トランスＴ１の
昇圧比ｎは圧電トランスの厚さをｄ、長さをＬとする
と、
【数２】 となるが、前述した理由でｎには限界がある。またノー
トパソコン等のバッテリー電圧は益々低下する傾向があ
り、圧電トランスＴ１の昇圧比は大きくならざるを得な
い。本発明では準Ｅ級電圧共振型インバータの前段に昇
圧チョッパーを設け、インバータの入力電圧を上げるこ
とにより、等価的に圧電トランスＴ１の昇圧比ｎを上げ
たことになる。
【００１９】次にソフトスタート動作について詳しく説
明する。昇圧チョッパー回路の電圧はＶＯは、
【数３】 となる。ＶＩは入力電圧、Ｔｏｎはパワースイッチのオ
ン時間、Ｔｏｆｆはオフ時間、Ｔはスイッチング周期で
ある。したがって出力電圧ＶＯを大きくするためには、
ＴｏｎをＴｏｆｆに比べて大きくする必要がある。従っ
てＦＥＴＤＲＩＶＥＲ１の出力パルスをＰＷＭ回路に入
力し、オンＤＵＴＹを大きくし、ＦＥＴＤＲＩＶＥＲ２
により、昇圧チョッパー回路のパワーＭＯＳＦＥＴＱ２
をドライブしている（図７参照）。また電源オン時やラ
ンプ電流が少ない状態で、システムが立ち上がった時、
昇圧チョッパー回路の出力電圧が上昇し、該ＦＥＴに過
大な電圧ストレスが加わる。これを防止するために、パ
ワーＭＯＳＦＥＴの最大オン時間を制限回路ＴＯＮＭＡ
ＸＬＩＭＩＴにより、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオ
ン時間の最大値を決める。すなわち電源がオンすると、
電源電圧の立ち上がりを検出して、ワンショットマルチ
ＯＮＥＳＨＯＴ２の出力がＴ１ハイレベルとなり、この
出力に接続されているトランジスタＱ３がオンする。抵
抗Ｒ９、コンデンサＣ８は時定数決定用のＣＲ素子であ
る。抵抗Ｒ８、コンデンサＣ６は最大オン時間制限回路
ＴＯＮＭＡＸＬＩＭＩＴの定常状態での最大オン時間決
定用のＣＲ素子である。トランジスタＱ３に接続されて
いる抵抗Ｒ１０は抵抗Ｒ８に比べて充分低い抵抗値に設
定する。トランジスタＱ３がオンすると、コンデンサＣ
６は、Ｔ１時間抵抗Ｒ１０により充電されるので、オン
時間が制限された状態で、ソフトスタートする（図８参
照）。
【００２０】次に入力電圧が高くなったとき、昇圧チョ
ッパー出力電圧が上昇するのを抑制する方法について説
明する。圧電トランスの共振周波数は変化しないので、
インバータの入力電圧が変化しても、インバータのスイ
ッチング周波数は変化しない状態で動作する。すなわち
オンＤＵＴＹが変化しないので、昇圧チョッパーの入力
電圧が上昇すると、昇圧チョッパーの出力電圧は上昇
し、圧電トランスに過大電圧が印加され破損する。これ
を防ぐために、演算増幅器Ａ２により入力電圧ＶＣＣの
変動を検出しＰＷＭ回路のオンＤＵＴＹを入力電圧が上
昇するにつれ、小さくなるように制御する事により、昇
圧チョッパーの出力電圧を抑える事ができる。
【００２１】次に圧電トランスの保護回路について説明
する。圧電トランスの二次側に冷陰極管が接続されてい
ない、もしくは、点灯していない状態が長く続くと、圧
電トランスに大きな機械的ストレスが加わり破損の原因
となる。これを防ぐために、スイッチングパルス（ＰＦ
ＭＬＯＧＩＣ出力）をカウンター５ＳＥＣＣＯＵＮＴＥ
Ｒで約５秒カウントし、その結果としてＣＡＲＲＹ出力
を得る。一方トランジスタＱ４によりランプ電流を検出
する。ランプが点灯しない時は、トランジスタＱ４はオ
フし、そのコレクタ出力はハイレベルとなる。５ＳＥＣ
ＣＯＵＮＴＥＲのＣＡＲＲＹ出力とトランジスタＱ４の
コレクタ出力は２入力ＡＮＤＩＣ、ＩＣ３に入力されて
いるので、５秒間ランプの未接続（不点灯）状態が続く
とＩＣ３の出力はハイレベルとなり、その出力はＦＥＴ
ＤＲＩＶＥＲ１のＯＮ／ＯＦＦ端子に接続されているの
で、ＦＥＴＤＲＩＶＥＲ１の出力はローレベルとなり、
インバータの動作は停止する（図９参照）。
【００２２】図１０に第２の実施態様を示す。昇圧チョ
ッパーの電圧共振型制御ＩＣ１を、インバータ制御用の
ＰＷＭ制御ＩＣ２とは別に設けている。チョッパーの制
御はＰＷＭ制御にて行う。チョッパーの出力は定電圧化
されているので、制御ＩＣの機能として、オン時間を制
限しつつ、ソフトスタートを行う機能と、入力電圧が高
くなった時昇圧チョッパー出力電圧が上昇するのを抑え
る機能は不要である。電圧共振型制御ＩＣ１のブロック
図を図１１に示す。
【００２３】図１２に第３の実施例を示す。圧電トラン
スＴ１の昇圧比が、充分大きい場合昇圧手段が不要なの
で準Ｅ級電圧共振型インバータのみで構成する。図１２
に過電圧保護回路について説明する。何らかの原因で圧
電トランスに過大電圧が印加された時、抵抗Ｒ１３、Ｒ
１４により、圧電トランスＴ１の一次電圧を検出しその
電圧をコンパレータＣＭＰ３の＋入力端子に入力し、設
定電圧以上になると、コンパレータＣＭＰ３は、ハイレ
ベルとなり、ＦＥＴＤＲＩＶＥＲをオフし、インバータ
の動作は、停止する。
【００２４】次に図１に基いて冷陰極管の点灯制御方法
について説明する。電源がオン時、ソフトスタート動作
より、スイッチング周波数が徐々に低下するが、そのス
ピードが速いと、冷陰極管が点灯する事なく圧電トラン
スの共振周波数を通過してしまう。従ってＳＯＦＴＳＴ
ＡＲＴ回路の時定数を大きくして（抵抗Ｒ１３、コンデ
ンサＣ７の値を大きくする。）スイッチング周波数の低
下速度を遅くする事により、点灯可能となる。また圧電
トランスのＱは非常に高いので、インバータの閉ループ
ゲインが大きくなる事により、外乱等によりスイッチン
グ周波数が圧電トランスの共振周波数から外れ、非点灯
状態になる。この対策として演算増幅器Ａ１の高域にお
ける、電圧利得を下げる事により、外乱に対する感度を
下げる事ができる。その手段としては演算増幅器Ａ１の
位相補正用の抵抗Ｒ５、コンデンサＣ３により、高域の
利得−周波数特性を調整する。
【００２５】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、圧電トラ
ンスの昇圧比を補う目的で準Ｅ級電圧共振型インバータ
の前段に昇圧チョッパーを設け、電圧共振型制御ＩＣを
使用して冷陰極管を定電流制御する事により、部品点数
を従来のものより大幅に減少させ、ローコストで高効率
なインバータ回路を提供できる。また、圧電トランスの
共振周波数を高くすることにより、放電灯の点灯周波数
も高くすることができ、これにより、放電効率も良好と
なる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明に係る圧電トランスを使用した
冷陰極管点灯装置の一実施の形態を示す回路ブロック図
である。
【図２】図２は、準Ｅ級電圧共振インバータの基本回路
である。
【図３】図２は、準Ｅ級電圧共振インバータの各部波形
図である。
【図４】図４は、圧電トランスの等価回路図である。
【図５】図５は、圧電トランスの共振状態の等価回路図
である。
【図６】図６は、冷陰極管点灯装置の各部波形図であ
る。
【図７】図７はゲート駆動回路の波形図である。
【図８】図８は、ゲート駆動回路ＦＥＴＤＲＩＶＥＲ２
の波形図である。
【図９】図９は、本発明に係る圧電トランスを使用した
冷陰極管点灯装置の各部波形図である。
【図１０】図１０は、本発明の第２の実施形態を示す回
路ブロック図である。
【図１１】図１１は、第２実施形態の電圧共振型制御Ｉ
Ｃの細部を示す回路ブロック図である。
【図１２】図１２は、本発明の第３の実施形態を示す回
路ブロック図である。
【図１３】図１３は、従来の放電管用として使用されて
いるインバータ装置を示す回路図である。
【図１４】図１４は、従来のインバータ装置の波形図で
ある。
【符号の説明】
Ａ１・・・・・・演算増幅器 Ａ２・・・・・・演算増幅器 ＣＥ・・・・・・等価容量 ＣＦＬ１・・・・冷陰極管 Ｃ１・・・・・・コンデンサ Ｃ２・・・・・・コンデンサ Ｃ３・・・・・・コンデンサ Ｃ４・・・・・・コンデンサ Ｃ５・・・・・・コンデンサ Ｃ６・・・・・・コンデンサ Ｃ７・・・・・・コンデンサ Ｃ８・・・・・・コンデンサ Ｃ１０・・・・・入力容量 Ｃ２０・・・・・出力容量 Ｄ１・・・・・・ダイオード Ｄ３・・・・・・ダイオード ＦＥＴＤＲＩＶＥＲ１・・ゲート駆動回路 ＦＥＴＤＲＩＶＥＲ２・・ゲート駆動回路 ＩＣ１・・・・・電圧共振型制御ＩＣ ＩＣ２・・・・・ＰＷＭ制御ＩＣ ＬＥ・・・・・・等価インダクタンス ONESHOT1・・・・単安定マルチバイブレータ ＰＦＭＬＯＧＩＣ・・スイッチング周波数変調回路 Ｒ１・・・・・・抵抗 Ｒ３・・・・・・抵抗 Ｒ４・・・・・・抵抗 Ｒ５・・・・・・抵抗 Ｒ６・・・・・・抵抗 Ｒ７・・・・・・抵抗 Ｒ８・・・・・・抵抗 Ｒ９・・・・・・抵抗 Ｒ１０・・・・・抵抗 Ｒ１２・・・・・抵抗 Ｒ１３・・・・・抵抗 Ｒ１４・・・・・抵抗 ＲＥ・・・・・・等価抵抗 ＲＬ・・・・・・負荷抵抗 Ｑ１・・・・・・パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ２・・・・・・パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ３・・・・・・トランジスタ Ｑ４・・・・・・トランジスタ Ｌ１・・・・・・チョークコイル Ｌ２・・・・・・チョークコイル Ｔ１・・・・・・圧電トランス ＶＣＯ・・・・・電圧制御発振器 ＶＲ１・・・・・ランプ電流設定用可変抵抗 Ｔ１０・・・・・昇圧トランス １０Ｐ・・・・・一次コイル １０Ｓ・・・・・二次コイル １０Ｆ・・・・・帰還コイル ＴＲ１１・・・・トランジスタ ＴＲ１２・・・・トランジスタ ＴＲ２１・・・・トランジスタ Ｃ１３・・・・・コンデンサ Ｌ１４・・・・・チョークコイル ＣＦＬ３１・・・冷陰極管 ＩＣ２０・・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ ＯＳＣ・・・・・発振器 Ａ１・・・・・・演算増幅器 Ａ２・・・・・・演算増幅器 ＣＯＭＰ・・・・ＰＷＭコンパレータ １１３・・・・・出力トランジスタ Ｄ１５・・・・・ダイオード Ｄ１６・・・・・ダイオード Ｄ２２・・・・・フライホイールダイオード Ｌ２３・・・・・チョークコイル Ｄ２４・・・・・コンデンサ Ｃ２５・・・・・コンデンサ Ｃ２７・・・・・コンデンサ Ｃ２９・・・・・コンデンサ Ｒ１８・・・・・抵抗 Ｒ１９・・・・・抵抗 Ｒ２６・・・・・抵抗 Ｒ２８・・・・・抵抗 Ｒ３０・・・・・抵抗 Ｒ３２・・・・・抵抗 Ｒ３３・・・・・抵抗

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】冷陰極管とこの冷陰極管を点灯させる、圧
    電インバータとを有する冷陰極管点灯装置において、チ
    ョークコイルを圧電トランスの一次側に接続し、準Ｅ級
    電圧共振型インバータを構成するとともに、入力電圧を
    昇圧して、上記インバータに、電源を供給するチョッパ
    ー回路を設け、上記インバータのパワースイッチング素
    子のドライブ信号に同期して、インバータのオン時間よ
    り大きなオン時間で昇圧チョッパーのパワースイッチを
    ドライブするドライブ回路を有することを特徴とする冷
    陰極管点灯装置。
  2. 【請求項２】インバータ及び昇圧チョッパーのパワース
    イッチのオン時間を一定時間に制限しつつ、スイッチン
    グ周波数を圧電トランスの共振周波数より高い周波数か
    ら徐々に低下させるソフトスタート回路を設けたことを
    特徴とする請求項１に記載の冷陰極管点灯装置。
  3. 【請求項３】昇圧チョッパー回路のパワースイッチのオ
    ン時間を入力電圧が高くなるに従い小さくすることを特
    徴とする請求項１に記載の冷陰極管点灯装置。
  4. 【請求項４】冷陰極管が接続されていない状態が、所定
    時間以上続くと、インバータの動作を停止し、圧電トラ
    ンス破損を防止する保護回路を設けた事を特徴とする請
    求項１に記載の冷陰極管点灯装置。
  5. 【請求項５】圧電トランスに過大電圧が印加されたと同
    時にインバータの動作を停止する過電圧保護回路を設け
    たことを特徴とする請求項１に記載の冷陰極管点灯装
    置。
  6. 【請求項６】準Ｅ級電圧共振型インバータのみで構成し
    たことを特徴とする請求項１に記載の冷陰極管点灯装
    置。
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