JPH061985B2

JPH061985B2 - 電源装置

Info

Publication number: JPH061985B2
Application number: JP58249629A
Authority: JP
Inventors: 太志岡本; 正孝三谷
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1983-12-23
Filing date: 1983-12-23
Publication date: 1994-01-05
Anticipated expiration: 2009-01-05
Also published as: JPS60139175A

Description

【発明の詳細な説明】〔技術分野〕本発明は、商用電源を入力として低周波リップルの少な
い高周波電圧を出力する電源装置に関するものである。

〔背景技術〕

従来、放電灯点灯装置などに用いるこの種の電源装置
は、第１図に示すように、商用電源(1)をダイオードブ
リッジよりなる整流回路(3)で全波整流し、整流回路(3)
から出力される脈流電圧を平滑用コンデンサ(41)にて平
滑して直流電圧を高周波発生用インバータ回路(5)の電
源入力端に印加しており、平滑された直流電圧でインバ
ータ回路(5)が駆動され、負荷(6)（例えば放電灯）にほ
ぼ一定の高周波電圧を供給するようになっていた。しか
しながら、このような従来例にあっては、容量の大きな
平滑用コンデンサ(41)が整流回路(3)の出力端に並列接
続されているので、電源側から見て容量性負荷が接続さ
れていることになり、入力力率が悪くなるという欠点が
あった。そこで、入力力率を改善するため第２図に示す
ように、整流回路(3)の出力端と平滑用コンバータ(41)
との間にインダクタンス素子(7)を直列挿入したもので
あったが、インダクタンス素子(7)として低周波用のも
のを用いる必要があるので、形状が大きくなるとともに
高価になるという欠点があった。そこで、第３図に示す
ように、フィルタ(2)を介して入力される商用電源(1)を
全波整流する整流回路(3)と、直流電圧を入力とし高周
波電圧を発生するインバータ回路(5)との間に、チョッ
パ回路(40)と平滑用コンデンサ(41)とよりなるチョッパ
型平滑回路(4)を設け、高力率を得るようにしたものが
あった。ここに、チョッパ回路(40)はインダクタンス素
子(42)と、スイッチング用トランジスタ(43)と、トラン
ジスタ(43)の制御回路(44)と、逆流阻止用ダイオード(4
5)とで形成され、平滑用コンデンサ(41)の両端電圧が商
用電源電圧より高い条件のもとにトランジスタ(43)をオ
ンオフさせて高力率を得るようになっている。図中、(2
0)はコンデンサ、(21)はインダクタンス素子、(6)は放
電灯のような負荷である。しかしながら、このような従
来例にあっては、インダクタンス素子(42)として小型で
安価なものを用いることができるものの、チョッパ回路
(40)にを構成するトランジスタ(43)およびその制御回路
(44)が新たに必要になるので、回路構成が複雑になり高
価になるという欠点があった。

〔発明の目的〕

本発明は上記の点に鑑みて為されたものであり、その目
的とするところは、入力力率を悪くすることなく略一定
の高周波電圧を出力することができ、しかも回路構成が
簡単でかつスイッチ素子のスイッチングロスを小さくす
ることができる電源装置を提供することにある。

〔発明の開示〕

（構成）第４図および第５図は本発明の構成を示すブロック図で
あり、交流電源(1)と、この交流電源(1)を整流する整流
回路(3)と、スイッチ素子(50)を含みこのスイッチ素子
(50)のオンオフ動作に基づいて直流入力を交流に変換す
るインバータ回路(5)と、上記整流回路(3)の直流出力端
をインダクタンス要素(42)を介して上記スイッチ素子(5
0)の両端に接続するとともに、スイッチ素子(50)と平滑
に逆流阻止用ダイオード(51a)と平滑コンデンサ(41)と
の直列回路を接続し、平滑コンデンサ(41)の両端に上記
インバータ(5)の入力端を接続してある。また、インバ
ータ回路(5)のインダクタンス要素Ｌ、キャパシタンス
要素Ｃおよび負荷(6)より振動回路(57)を構成する負荷
回路の固有振動数よりもインバータ回路(5)のスイッチ
素子(50)のスイッチング周波数を、インダクタンス素子
(42)を介してスイッチ素子(50)に流れる電流がスイッチ
素子(50)の両端電圧に対して遅相電流で、負荷回路を介
してスイッチ素子(50)に流れる電流がスイッチ素子(50)
の両端電圧に対して進相電流となるように低く設定して
ある。

而して、本発明にあっては、インダクタンス素子(42)お
よびインバータ回路(5)のスイッチ素子(50)にてチョッ
パ回路が形成されているので、入力力率を改善するため
のインダクタンス素子(42)を小型化でき、しかもインバ
ータ回路(5)のスイッチ素子(50)を流用してチョッパ回
路を構成しているので、チョッパ回路を構成するスイッ
チ手段（スイッチ素子およびその制御回路）を新たに設
ける必要がなく、回路構成が簡単になるとともに安価に
なるという効果を有している。また、振動回路(57)の固
有振動周波数よりもスイッチ素子(50)のスイッチング周
波数を低く設定してあり、振動回路(57)を介してスイッ
チ素子(50)に流れる電流Ｉ′_ｃが進相電流になるととも
に、インダクタンス素子(42)を介してスイッチ素子(50)
に流れる電流I_DCが遅相電流となり、両電流Ｉ′_Ｃ，_DC
の合成電流であるところのスイッチ素子(50)に流れる電
流I_C（＝Ｉ′_Ｃ＋Ｉ_ＤＣ）は平均化されたフラットな波
形となる。すなわち、両電流Ｉ′_Ｃ，Ｉ_ＤＣのピークが
重なることがないようにしてあるので、スイッチ素子(5
0)のスイッチングロスが低減できるという効果がある。
なお、インバータ回路(5)の入力端には、整流回路(3)出
力V_DCを平滑用コンデンサ(41)にて平滑した場合と同様
の低周波リップルの少ない直流電圧が印加されることに
なるので、インバータ回路(5)出力として略一定の高周
波電圧V_RFが得られることになり、この高周波電圧V_RFに
て放電灯を点灯させれば、再点弧ロスの減少による発光
効率の向上、放電の安定化、ちらつきの減少などの効果
が得られる。なお、チョッパ回路用のスイッチ素子は、
インバータ回路(5)を構成するいずれのスイッチ素子を
用いても良い。

（実施例１）第６図は本発明一実施例を示すもので、インバータ回路
(5)は、スイッチ素子たる２個のトランジスタ(50)(51)
と、トランジスタ(50)(51)に逆並列接続されたダイオー
ド(50a)(51a)と、２個のコンデンサ(52)(53)と、トラン
ジスタ(50)(51)のベースにドライブ電圧を印加する帰還
巻線(54_C1)(54_C2)を具備した出力トランス(54)と、抵抗
(55)(56)(58)(58′)とで構成され、トランジスタ(50)(5
1)の直列回路と、コンデンサ(52)(53)の直列回路とを入
力端(59)に並列接続するとともに両直列回路の中点間に
出力トランス(54)の１次巻線(54a)を接続して形成され
ている。ここで、振動回路(57)は出力トランス(54)の１
次、２次巻線(54a)(54b)、コンデンサ(52)(53)および放
電灯よりなる負荷(6)とで構成され、この振動回路(57)
の固有振動周波数よりもトランジスタ(50)(51)のスイッ
チング周波数を低く設定してある。一方、平滑回路(4)
は、インダクタンス素子(42)と、インバータ回路(5)の
トランジスタ(50)と、ダイオード(51a)および平滑用コ
ンデンサ(41)とで構成され、整流回路(3)出力V_DCをイン
ダクタンス素子(42)を介して一方のトランジスタ(50)に
印加するとともに、平滑用コンデンサ(41)をインバータ
回路(5)の入力端(59)に接続してあり、平滑回路(4)のチ
ョッパ回路を構成するスイッチ手段をインバータ回路
(5)のトランジスタ(50)、出力トランス(54)の帰還巻線
(54_C1)(54_C2)を流用して形成するとともに、平滑コンデ
ンサ(41)を充電するための逆流阻止手段をもダイオード
(51a)を流用して形成してある。なお、上記実施例にあ
っては出力トランス(54)にトランジスタ(50)(51)を制御
する帰還巻線(54_C1)(54_C2)を巻装して自励型としている
が、無安定マルチバイブレータによってトランジスタ(5
0)(51)を交互にオンオフさせる他励型としても良いこと
は言うまでもない。またコンデンサ(52)は省略すること
ができるものである。

以下、実施例１の動作について説明する。第７図は高周
波的動作を示す動作波形図であり、同図(a)はトランジ
スタ(50)のコレクタ・エミッタ電圧V_CE、同図(b)はイン
ダクタンス素子(42)に流れる電流ID_DC、同図(c)は振動
回路(57)を介してトランジスタ(50)に流れる電流Ｉ′
_Ｃ１、同図(d)は振動回路(57)とインダクタンス素子(4
2)を介して流れる各々の電流を合成したトランジスタ(5
0)のコレクタ電流Ｉ′_Ｃ１、同図(e)はダイオード(50a)
の順方向電流I_D1、同図(f)はトランジスタ(51)のコレク
タ電流I_C2、同図(g)はダイオード(51a)の順方向電流
I_D2、同図(h)は出力トランス(54)の１次巻線(54a)に流
れる電流I_n1を示している。

但し、第７図における想像線部分は、低周波半サイクル
中の変動（低周波リップルによる変動）を図示してい
る。第８図は低周波的動作を示す動作波形図であり、同
図(a)は商用電源(1)の電源電圧V_AC、同図(b)は整流回路
(3)の出力電流I_DC、同図(c)は商用電源(1)からの入力電
流I_AC、同図(d)は平滑用コンデンサ(41)の両端電圧V_C、
同図(e)はインバータ回路(5)から出力される高周波電圧
V_RFを示すものである。

いま、商用電源(1)がフィルタ(2)を介して整流回路(3)
に入力されると、整流回路(3)からダイオードブリッジ
にて全波整流された直流電圧（脈動電圧）が出力され、
この直流電圧にて偏位圧潰用コンデンサ(41)がインダク
タンス素子(42)およびダイオード(51a)を介して充電さ
れる。平滑用コンデンサ(41)が適当に充電され、平滑用
コンデンサ(41)か起動用抵抗(55)(56)を通してトランジ
スタ(50)(51)にベース電流が供給されると、トランジス
タ(50)(51)のいずれか一方がオンし、他方がオフする。
次に、コンデンサ(52)(53)、出力トランス(54)の１次巻
線(54a)および２次巻線(54b)、負荷(6)にて形成される
振動回路(57)によって出力トランス(54)の帰還巻線(54
_C1)(54_C2)にトランジスタ(50)(51)のオンオフを反転さ
せる電圧が誘起され、トランジスタ(50)(51)は交互にオ
ンオフをくり返す。

第７図における期間t₁,t₃はトランジスタ(51)がオン
し、トランジスタ(50)がオフしている期間を示し、期間
t₂はトランジスタ(50)がオンし、トランジスタ(51)がオ
フしている期間を示している。ここに、前記振動回路(5
7)に振動電流が流れ、出力トランス(54)の１次巻線(54
a)に電流I_n1が流れると、この電流I_n1はトランジスタ(5
0)(51)、ダイオード(50a)(51a)に分流して流れ、負荷
(6)にはI_n1×n₁/n₂（但し、ｎ_１／ｎ_２は１次巻線(54a)
と２次巻線(54b)の巻線比）の電流が流れる。

ところで、トランジスタ(50)がオンする期間t₁において
は、トランジスタ(50)に、電流I_n1の部流電流Ｉ′_Ｃ１
と、整流回路(3)からインダクタンス素子(42)を通して
流れる電流ID_DCとの合成電流I_C1が流れる。この時、イ
ンダクタンス素子(42)には電流I_DCが流れることによる
電磁エネルギが蓄積される。次に、期間t₂においてトラ
ンジスタ(50)がオフすると、トランジスタ(50)のオン時
にインダクタンス素子(42)に蓄積されていた電磁エネル
ギがダイオード(51a)および整流回路(3)のダイオードブ
リッジを介して平滑用コンデンサ(41)に放出され、平滑
用コンデンサ(41)は上記電磁エネルギにて充電される。
一方、振動回路(57)の固有振動周波数よりもスイッチ素
子(50)のスイッチ周波数を低く設定してあるので、振動
回路(57)を介してトランジスタ(50)に流れる電流Ｉ′
_Ｃ１は第７図(c)に示すように進相電流となり、インダ
クタンス素子(42)を介してトランジスタ(50)に流れる電
流I_DCは第７図(b)に示すように遅相電流となる。したが
って、トランジスタ(50)のコレクタ電流I_C1は第７図(d)
に示すように平均化されたフラットな電流波形となり、
両電流Ｉ′_Ｃ１，I_DCのピークが重畳された場合に見ら
れるスイッチングロスの増大を回避することができる。
なお、第９図は振動回路(57)を介してトランジスタ(50)
に流れる電流Ｉ′_Ｃ１が遅相電流となっている場合（同
図(b)〜(d)）と、本発明のように進相電流となっている
場合（同図(e)〜(g)）とにおけるトランジスタ(50)のコ
レクタ電流I_C1の比較図であり、同図から明らかなよう
に、振動回路(57)を介してトランジスタ(50)に流れる電
流Ｉ′_Ｃ１進相電流とすれば、電流Ｉ′_Ｃ１およびI_DC
のピーク位相が適当にずれることになり、コレクタ電流
I_C1が平均化されたフラットな波形となり、スイッチン
グロスが低減されることになる。以上のように、実施例
１にあっては、インバータ回路(5)のトランジスタ(50)
と、ダイオード(51a)と、インダクタンス素子(42)とで
チョッパ回路が構成されており、インバータ回路(5)の
スイッチ素子およびその制御回路、ダイオードを流用し
て入力力率を改善するためのチョッパ回路を形成してい
るので、平滑回路(4)の回路構成が簡単になるとともに
安価な電源装置を提供することができるようになってい
る。また、振動回路(57)の固有振動周波数よりもトラン
ジスタ(50)のスイッチング周波数を低く設定してあるの
で、トランジスタ(50)に流れる電流がフラットになり、
スイッチングロスが低減されるという効果を有してい
る。

（実施例２）第１０図および第１１図は本発明の他の実施例を示すも
ので、インバータ回路(5a)はトランジスタ(71)〜(74)
と、各トランジスタ(71)〜(74)に逆並列接続されたダイ
オード(71a)〜(74a)と、トランジスタ(71)〜(74)を制御
する無安定マルチバイブレータよりなる制御回路(75)と
で構成され、トランジスタ(71),(72)の直列回路と、ト
ランジスタ(73),(74)の直列回路との中点間にチョーク
コイル(76)、コンデンサ(77)および放電灯よりなる負荷
(6)にて形成される振動回路(57)が接続されており、い
わゆるフルブリッジ型インバータが形成されている。こ
こに、制御回路(75)は第１１図に示すように、トランジ
スタ(79)〜(82)と、パルストランス(83),(84)を用いて
形成され、ａｂは電源端子、ｃｃ′，ｄｄ′，ｆｆ′は
各トランジスタ(71)〜(74)の制御信号を出力する制御端
子であり、制御回路(75)から出力される制御信号によっ
てトランジスタ(71),(72)およびトランジスタ(73),(74)
が交互にオンオフされるようになっており、トランジス
タ(71),(73)は互いにスイッチ位相が逆相でスイッチン
グされるようになっている。また、トランジスタ(71)〜
(74)のスイッチング周波数は、負荷(6)を含む振動回路
(57)の固有振動周波数よりも低く設定されている。

一方、平滑回路(4a)はインダクタンス素子(42)と、イン
バータ回路(5a)のトランジスタ(71)と、ダイオード(72
a)と、平滑用コンデンサ(41)とで構成され、整流回路
(3)出力をインダクタンス素子(42)を介してトランジス
タ(71)に印加し、トランジスタ(71)のオン時にインダク
タンス素子(42)に蓄積された電磁エネルギにてダイオー
ド(72a)を介して平滑用コンデンサ(41)が充電され、こ
の平滑用コンデンサ(41)の両端電圧がインバータ回路(5
a)の入力端(59),(60)に印加されるようになっている。
なお、平滑回路(4a)の動作については実施例１と同様で
あるので省略する。また、実施例では昇圧型チョッパ回
路を示しているが、降圧型チョッパ回路としても良いこ
とは言うまでもない。

（実施例３）第１２図および第１３図は本発明のさらに他の実施例を
示すもので、インバータ回路(5b)は、ダイオード(85a)
が逆並列接続されたトランジスタ(85)と、トランジスタ
(85)の制御回路(86)と、放電灯(78)のフィラメントを加
熱するフィラメント巻線(87c)を有する出力トランス(8
7)と、コンデンサ(88)とで構成されており、制御回路(8
6)はトランジスタ(89)〜(91)およびパルストランス(92)
を用いて形成されている。この制御回路(86)は電源端子
ａｂに抵抗(93)を介して整流回路(3)出力が印加されて
無安定マルチバイブレータとして動作し、制御端子ｃ
ｃ′にトランジスタ(85)の制御信号を出力し、トランジ
スタ(85)を所定周波数でオンオフするようになってい
る。このトランジスタ(85)のスイッチング周波数は、出
力トランス(87)、コンデンサ(88)および負荷(6)よりな
る振動回路(57)の固有振動周波数よりも低く設定されて
いる。平滑回路(4b)はトランス(94)と、インバータ回路
(5c)のトランジスタ(85)と、制御回路(86)と、ダイオー
ド(95)と、平滑用コンデンサ(41)とで構成され、整流回
路(3)出力がインダクタンス素子たるトランス(94)の１
次巻線(94a)を介してトランジスタ(85)に印加され、ト
ランス(94)の２次巻線(94b)出力をダイオード(95)にて
整流してコンデンサ(41)を充電するようになっている。

以下、実施例３の動作について説明する。第１４図は各
部の動作波形を示すもので、同図(a)はトランジスタ(8
5)のコレクタ・エミッタ電圧V_CE、同図(b)はトランジス
タ(85)のコレクタ電流I_C、同図(c)はトランジスタ(94)
の１次巻線(94a)に流れる電流L_L、同図(d)はダイオード
(95)に流れる電流I_D2を示しており、t₁,t₃はトランジス
タ(85)のオン期間、t₂はトランジスタ(85)のオフ期間を
示している。なお、コレクタ電流I_Cは出力トランス(87)
の１次巻線(87a)とコンデンサ(88)よりなる振動回路を
流れる電流Ｉ′_Ｃ１とトランス(94)の１次巻線(94a)に
流れる電流I_Lとの合成電流となっており、ダイオード(8
5a)に流れる電流I_D1はコレクタ電流I_Cと逆極性となって
いる。

いま、整流回路(3)出力が抵抗(93)を介して制御回路(8
6)に印加されると、制御回路(86)が発振動作して、トラ
ンジスタ(85)がオンオフ駆動され、平滑用コンデンサ(4
1)から出力トランス(87)の１次巻線(87a)を介して振動
電流が流れ、２次巻線(87b)およびフィラメント巻線(87
c)に高周波電圧V_RFが出力され予熱型の放電灯(78)が高
周波点灯される。ここに、平滑用コンデンサ(41)の充電
は以下のようにして行なわれる。すなわち、トランジス
タ(85)がオンしたt₁期間において、上記振動回路に流れ
る電流Ｉ′_Ｃ１に加えてトランス(94)の１次巻線(94a)
を介した電流I_Lも流れることになり、１次巻線(94a)に
は電磁エネルギが蓄積される。次に、トランジスタ(85)
がオフしたt₁期間において、この１次巻線(94a)に蓄積
された電磁エネルギは電磁結合されている２次巻線(94
b)を介して放出され、平滑用コンデンサ(41)は２次巻線
(94b)出力をダイオード(95)にて整流した電流I_D2にて充
電されることになる。この場合、前記実施例１および２
と同様、平滑回路(4b)のチョッパ回路を構成するスイッ
チ手段をトランジスタ(85)および制御回路(86)にて兼用
しており、回路構成が簡単になって安価になるととも
に、振動回路(57)を介してトランジスタ(85)に流れる電
流Ｉ′_Ｃが進相電流となって、トランジスタ(85)のスイ
ッチングロスが少なくなるという効果を有している。な
お、トランス(94)の１次巻線(94a)を第１４図と逆極性
になるように巻装すれば、トランジスタ(85)がオンした
ときの２次巻線(94b)出力によって平滑用コンデンサ(4
1)が充電されることになる。

（実施例４）第１５図は本発明のさらに他の実施例を示すもので、イ
ンバータ回路(5c)はチョークコイル(100)、トランジス
タ(101),(102)、出力トランス(103)および共振用コンデ
ンサ(104)とで構成され、いわゆるプッシュプル型イン
バータを形成している。ここに、出力トランス(103)、
コンデンサ(104)および負荷(6)よりなる振動回路(57)の
固有振動周波数よりもトランジスタ(101),(102)のスイ
ッチング周波数を低く設定してある。平滑回路(4c)はイ
ンダクタンス素子(42)、インバータ回路(5c)のトランジ
スタ(101)ダイオード(105)および平滑用コンデンサ(41)
とで構成され、前記実施例と同様チョッパ型平滑回路を
形成しており、インバータ回路(5c)トランジスタ(101)
のオンオフによって、インダクタンス素子(42)に蓄積さ
れた電磁エネルギをダイオード(105)を介して平滑用コ
ンデンサ(41)に充電するようになっている。なお、図中
想像線で示すダイオード(106)を設けても良い。

〔発明の効果〕

本発明は、上述のように、交流電源と、この交流電源電
圧を整流する整流回路と、この整流回路の直流出力端間
に接続されるインダクタンス素子とスイッチ素子との直
列回路と、前記スイッチ素子のオン時に前記インダクタ
ンス素子に蓄積される電磁エネルギをスイッチ素子のオ
フ時に放出する逆流素子用ダイオードと平滑用コンデン
サとの直列回路とを備え直流入力を所定の直流出力に変
換するチョッパ型平滑回路と、前記平滑用コンデンサの
両端に接続されスイッチ素子のオンオフ動作により直流
入力を交流出力に変換するインバータ回路とを具備し、
前記チョッパ型平滑回路のスイッチ素子を前記インバー
タ回路のスイッチ素子として共用するとともに、インバ
ータ回路の出力にはインダクタンス要素、キャパシタン
ス要素を含み振動回路を構成する負荷回路を接続した電
源装置であって、前記チョッパ型平滑回路のスイッチ素
子を共用するインバータ回路のスイッチ素子のスイッチ
ング周波数を、インダクタンス素子を介してスイッチ素
子に流れる電流がスイッチ素子の両端電圧に対して遅相
電流で、負荷回路を介してスイッチ素子に流れる電流が
スイッチ素子の両端電圧に対して進相電流となるように
負荷回路の固有振動数よりも低く構成したものであり、
インバータ回路の前段にチョッパ型平滑回路を設けて入
力力率改善用インダクタンス素子の小型化を図った電源
装置において、チョッパ型平滑回路のスイッチ素子をイ
ンーバータ回路のスイッチ素子として共用しているの
で、部品点数が少なくって回路構成が簡略化でき、コス
トを安くすることができるという効果がある。またチョ
ッパ型平滑回路のスイッチ素子を共用するインバータ回
路のスイッチ素子のスイッチング周波数を、インダクタ
ンス素子を介してスイッチ素子に流れる電流がスイッチ
素子の両端電圧に対して遅相電流で、負荷回路を介して
スイッチ素子に流れる電流がスイッチ素子の両端電圧に
対して進相電流となるように負荷回路の固有振動数より
も低く構成しているので、スイッチ素子に流れる電流が
フラットになってスイッチングロスが低減できるという
効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第３図は従来例の回路図、第４図は本発明の
構成を示すブロック回路図、第５図は同上の要部ブロッ
ク回路図、第６図は同上の一実施例の回路図、第７図お
よび第８図は同上の動作説明図、第９図は同上の効果を
示す動作説明図、第１０図は他の実施例の回路図、第１
１図は同上の要部回路図、第１２図はさらに他の実施例
の回路図、第１３図は同上の要部回路図、第１４図は同
上の動作説明図、第１５図はさらに他の実施例の回路図
である。 (1)は商用電源、(3)は整流回路、(4)は平滑回路、(5)は
インバータ回路、(6)は負荷、(41)は平滑用コンデン
サ、(42)はインダクタンス素子、(50)はスイッチ素子、
(57)は振動回路である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源と、この交流電源電圧を整流する
整流回路と、この整流回路の直流出力端間に接続される
インダクタンス素子とスイッチ素子との直列回路と、前
記スイッチ素子のオン時に前記インダクタンス素子に蓄
積される電磁エネルギをスイッチ素子のオフ時に放出す
る逆流素子用ダイオードと平滑用コンデンサとの直列回
路とを備え直流入力を所定の直流出力に変換するチョッ
パ型平滑回路と、前記平滑用コンデンサの両端に接続さ
れスイッチ素子のオンオフ動作により直流入力を交流出
力に変換するインバータ回路とを具備し、前記チョッパ
型平滑回路のスイッチ素子を前記インバータ回路のスイ
ッチ素子として共用するとともに、インバータ回路の出
力にはインダクタンス要素、キャパシタンス要素を含み
振動回路を構成する負荷回路を接続した電源装置であっ
て、前記チョッパ型平滑回路のスイッチ素子を共用する
インバータ回路のスイッチ素子のスイッチング周波数
を、インダクタンス素子を介してスイッチ素子に流れる
電流がスイッチ素子の両端電圧に対して遅相電流で、負
荷回路を介してスイッチ素子に流れる電流がスイッチ素
子の両端電圧に対して進相電流となるように負荷回路の
固有振動数よりも低く構成して成ることを特徴とする電
源装置。