CN1298624A - 带有无源滤波整流器的自振荡谐振转换器 - Google Patents

Abstract

一种电子辉光放电灯镇流器,其输出电压由变压器控制绕组和开关三极管的开关电极之间所连的带通滤波器来稳压。在特别适用于点亮多个灯的镇流器的实施例中,滤波器使振荡频率随点亮的灯的个数而变,使灯的输出电压保持相对恒定。适于此种应用的滤波器包括在π部分的串联通路中的低Q值振荡回路,并且还具有一个输入高通T部分。在另一实施例中,具有功率反馈的低成本电子镇流器使用在变压器控制绕组和控制电极之间的无源带通滤波器,以此来简化控制和驱动电路。

Description

带有无源滤波整流器的自振荡谐振转换器

本发明涉及用在诸如荧光灯的放电灯中的电子镇流器，特别是具有最少数目的有源元件的镇流器。

大多数磁耦合的自振荡变换器在高度竞争的市场中已经大量有售。由于零件的数目减少，因此半桥变换器通常具有较低的成本。这种变换器可被分成两类：通常与BJT(双极结三极管)一起用的具有可饱和磁芯的电流变压器的一类，以及通常与MOSFET(金属氧化物半导体场效应三极管)一起用的具有线性磁芯的电流变压器。正如那些本领域普通技术人员所认识到的，在此上下文中，线性磁芯是指在其工作范围内具有弯曲的B-H特性而不是尖锐的B-H特性。也就是说，在所有的时刻，随着通量水平的明显增强，磁流中的通量水平也明显增强。

美国专利5349270公开了MOSFET半桥镇流器，它具有与在负载和变换器输出之间在两个开关三极管之间的节点上与串联谐振电感相连的辅助绕组。诸如该单个的20W的荧光灯的负载与220nf的电容串联，且10和15nf的电容在启动电路中与灯并联。这些电容与电感一起形成一个谐振电路。结果，辅助绕组提供的信号正比于变换器的输出电流。每个辅助绕组与低通相移电路相连，其输出提供一个控制信号给各MOSFET的栅极。对于灯镇流器领域的普通技术人员来说，很明显，如果镇流器用在了多灯的设备上，在镇流器工作的同时拿掉一个灯将大大地改变加到其余灯上的输出电压。当灯数改变时，简单的低通滤波器结构不能适应适当的频率改变。

本发明的目的在于提供一个低成本的电子灯镇流器，如果灯或所有的灯都卸下后，其输出电压仍保持基本恒定。

本发明的另一目的在于提供一低成本电子灯镇流器，它可以以基本相同的输出电压与一个、两个、三个或四个灯一起工作。

本发明的再一目的是提供一电子灯镇流器，它是一个仅含无源元件的全无源元件整流电路，还允许在宽频率范围内变动。

根据本发明，用于使多个放电灯工作的半桥转换器包括其间有输出节点的两个开关三极管，以及具有其上有负载电流通过的负载绕组的一个线性芯变压器，负载绕组和与串联电路的一端串联的负载一起连到输出节点上。该变压器包括至少一个控制绕组，且转换器具有一个开环整流电路，它包括连接在控制绕组和开关三极管之一的控制端之间的无源带通滤波器，用于改变振荡频率以使输出电压保持恒定。

本发明第一实施例的优点在于熄灭或拆下一个或多个灯时输出电压保持恒定。该变压器具有两个控制绕组，每个绕组都分别与用于控制各MOSFET的栅极的带通滤波器相连接。为了用同一镇流器使一个灯至4个灯都能工作，在一较宽频率范围内带通滤波器应具有一个基本恒定的相移，例如1∶2。所要的相移值是由转换电路的其它参数确定的，特别是与负载电路的谐振有关的参数和保证各放电灯的适当启动电压的电路有关的参数。仅需要10E的相移范围改变，例如在5E的中值范围内，而所需的中值可低至25E高至65E。若要点亮的灯数较少，例如4个灯中仅3或4个，则所需的频率范围将低至5∶6。诸如3个灯中有2或3个灯的其它灯组合或不同的电路结构可能在4∶5的较宽频率范围上有较恒定的相移，且甚至在4个灯中有1-4个灯的情况仅需要3∶5的范围。

关于相移恒定方面的需要也可改变，且在一定情况下，可使相移在约20E的范围内变化。与此同时，滤波器增益变化可与相移改变的要求相互作用，若频率改变不大，如4∶5时，商用转换器输出电压的恒定性范围将更窄，如仅允许总电压的8％的波动。而在所需频率变化为3∶5的多个灯的较宽改变时，输出电压的可接受范围可为9％或10％。

根据本发明的一个优选实施例，它工作在一至四个灯的范围内，所需相移在约45E至55E之间，在42-70kHz的频率范围上最好约为50E。这些滤波器最好是仅用线性无源元件的纯交流带通滤波器。在本实施例中，对于多达4个放电灯，有着良好特性的滤波器具有至少一个π型部分和至少一个与信号地接线腿中的电容，该π型部分包括一个电感元件，它是串联电路中低Q并联谐振电路，或对滤波器的正向通路的一部分。

在本发明的另一实施例中，该转换器是根据功率反馈原理的一个低成本单极电子镇流器，它具有一个从到输入直流电压的高频灯电路到变换器的功率反馈路径，还具有连接在控制绕组和各MOSFET的栅极之间的带通滤波器。控制绕组是变压器的一部分，其初级用作镇流器负载电路的谐振电感。带通滤波器是纯RC滤波器，其转移特性近似恒定衰减，其相移在大于2∶3的频率范围内恒定在约15E内。

借助附图讨论本发明的实施例。在图中：

图1是根据本发明的变换器的简化方框图；

图2为实现本发明的转换器的电路图；

图3是图2的实施例在使用不同数目的灯时输出电压与变换器频率间关系曲线的图；

图4是图2的实施例在使用不同数目的灯时谐振回路输入相位与变换器频率间关系曲线的图；

图5是图2的实施例在使用不同数目的灯时输出电压与所需的滤波器相角滞后之间关系曲线的图；

图6是用在图2的实施例中的滤波器的示意图；

图7是图6的滤波器增益与频率之间关系的图；

图8是图6的滤波器相位与频率之间关系的图；

图9是实现具有单个灯的本发明的转换器的示意图；

图10是用在图9的实施例中的滤波器的示意图；

图11是图10的滤波器增益与频率间关系的图；以及

图12是图10的滤波器相位与频率间关系的图。

图1简化的方块图示出了本发明的基本概念。与交流电源相连的通常为桥式整流器或倍压器或升压型转换器的任何普通的直流电压电源2给FET变换器3提供直流高压。FET的开关是受带通滤波器4控制的，它用来控制绕组或线性芯电感6的绕组5。电感6具有初级或负载绕组7，它与负载电路8中的至少一个电容一起形成一个谐振电路，但象变压器具有传感或提供电压信号的控制绕组一样，由于变压器芯和结构体之间的紧密耦合，它正比于电感电压。

在实现的电路中，假定带通滤波器未将大负载放在变压器上，因此在变换器上负载的谐振特性不受影响。

图2示出了图1转换器的实际实施例。直流电源2是已知的全波整流器。交流线电压经过熔断器和由串联的电感L1和并接电容C1组成的EMI滤波器加到由二极管D1-4组成的全波桥上。整流桥提供一个相对于信号地跨在电容C2和串联的两个电容C3上的电压Vdc，在两个电容C3之间有一个中间节点M，其上接有负载电路的一端。

变换器3包括串联在Vdc总线和信号地之间的两个MOSFET Q1和Q2，其中间节点S上提供变换器输出。传统的变换器启动电路是由从Vdc总线到信号地间相串联的电阻R1和电容C5。串联组合的中间点经二极管D5接节点S，并经双向未穿二极管D10和电阻R2接开关三极管Q2的栅极。保护齐纳二极管对D6-7和D8-9连在每个开关三极管栅极和其源极之间。连接点a1、b1、a2和b2上提供了经过将参照图6在下文描述的带通滤波器N提供给变换器的栅极信号。

谐振负载电路接在节点S和M之间。线性芯变压器17的初线绕组L2用作与谐振电容C4和与灯电路有关的电容串联的电感。灯电路包括一个升压变压器T1，其初线在电容C4两端、次级接荧光灯FL 1-4，每个灯与各电容C6-9串联。电容C6-9的阻抗在变换器频率的工作范围内远大于灯阻抗。谐振电路参数和变压器T1匝数比对于表1的元件值来讲已经选定，以提供580伏交流额定值的次级绕组电压。由于此电压在未点亮的灯中足以引起一个弧，因此不再需要特殊的灯启动电路，且不需要特殊的启动灯的次序。

在本发明的此实施例中，控制绕组功能是由谐振变压器17上的相同辅助绕组W1和W2提供的，它具有为带通滤波器N用的连接点P1、q1、P2和q2。

已经众所周知，加到灯上的输出电压在变换器频率改变时将改变，且输出电压对频率的曲线是点亮的灯数的函数。图3是m个灯的情况下，图2转换器的输出电压对变换器频率的曲线，其中m是从0到4的整数，且转换器的标称元件值如表1给出。在第一个灯点亮之前，这些曲线表示出需要高振荡频率。已经知道根据Barkhausen标准，对于稳定自振荡变换器，在由变压器17的初级绕组L2和开关三极管栅极连接点形成的电感上的电压有ψ度的特定的迟滞相位角。图4是在同样数目的灯的情况下，谐振回路输入相位角φ对频率的图形。角度ψ(其中ψ=90E-φ)随着点亮的灯的数目m作为一个函数而轻微改变，但如图5所示图2的电路，所需的560伏输出电压的ψ值全部约为50E。

与图3和5相比，非常清楚，随着在上述谐振频率下的操作，约560伏的恒定输出电压需在约42kHz-70kHz的频率范围内角度ψ应大致恒定。带通滤波器N在谐振电感电压与开关三极管连接点a1、b1、a2、b2之间提这样一个相移。

图6示出具有所需特性的无源带通滤波器。它具有一个串联输入电容C61、由第一电阻R61组成的第一并联元件以及由电阻R62组成的第二串联元件。第二并联元件由串联的电容C63和电阻C63组成，而第三输出并联元件是由与电阻R65和电容C65的串联电路相并联的电容C64构成。第二和第三并联元件是由C66以及与之并联的电阻R66以及电感L66和电阻R67的串联电路相并联而形成的低Q值谐振电路形成的第三串联元件相连接的。

若相对于表1的元件值分析上述总的滤波电路，将可以看到此滤波器可具有一个与π部分相级联的输入T部分。在感兴趣的频率范围内，T部分具有一近似恒定的增益，其超前相角随频率升高而减小。频率对相位曲线的临界整形是由π部分大致确定的，它含有在低Q谐振电路中的感性元件。

应当注意，MOSFET的高栅阻抗在滤波器特性中起重要的因素。如果开关三极管吸收大量的控制极电流，他们将使滤波器负荷下降并改变其特性。

对于具有表1所给的值图6的结构的滤波器，以30kHz到100kHz的频率范围内相角和增益仅有小的改变。在从42-70kHz的临界频率范围上，增益变化仅约3dB(图7)而相移变化将从约65E到45E。表2含有使用具有表1的标称值的滤波器的转换器的原型测量特性。最值得注意的是，当以所有的4个灯或仅1个灯工作时，输出电压几乎相同。

C1     3.3    μf

C2     47     μf

C3     1.2    μf

C4     12      nf

C5     0.1    μf

C6-9   1.2     nf

C61    8.2     nf

C63    2.2     nf

C64    330     pf

C65    1       nf

C66   3.3      nf

L2    366     μh

L66   3        mh

R1    1        MΩ

R2     18      Ω

R61    7.5    kΩ

R62    1.3    kΩ

R63    360     Ω

R65    1.3    kΩ

R66    3.6    kΩ

R67    390     Ω

                      表1

灯数m         1        2        3        4

频率f(kHz)    70       56       47       43

输出电压(rms) 588.7    542.3    594.3    580.8

                      表2

图9示出本发明的另一实施例，它是基于使用颁发给A.Hernandez和G.Bruning的美国专利5404082和颁发给C.Mattas和J.Bergervoet的美国专利5410221的功率反馈原理的单级电子镇流器。这种已知的镇流器具有高功率因数和低线电流谐波失真，且元件数少造价较低。根据本发明，通过在电感的控制绕组与开关三极管之间引入一个使用带通滤波器的整流器而减少元件数量并改进可靠性而使变换器控制电路可被进一步简化。

图9所示的电路不同于美国专利5410221之处在于用于开关三极管的开关的控制信号是通过大大简化的控制电路而获得的。与图2的实施例相似，谐振电感L102是具有控制绕组W101和W102的变压器，它提供正比于电感两端上电压的信号。相同的线性无源带通滤波器N连接在控制绕组和变换器的各栅极之间。

更具体讲，图9的电路在到达由二极管D101-104所组成的全波桥整流器的交流电源线路上有一个由串联电感L101和并联电容C101组成的EMI滤波器。根据功率反馈原理，转换器负载连在开关三极管Q101和Q102间的第一节点N101与经高频二极管D105从整流器输出上接收直流电压的第二节点N102之间。转换器负载经过隔直流电容Cb连到节点101上，它与谐振电感L102和谐振电容C104串联。灯FL101与电容C106串联，此串联组合与其初级接在谐振电容C104两端的升压隔离变压器T101的次级相连。

节点102接直流总线，用于经过另一高频二极管D107来切换这些三极管。由电容C103从节点102到地提供一个来自负载的高频电流的另一通路，并由电容C105从直流总线到地提供一个直流滤波。

根据本发明，用于栅控开关三极管Q101和Q102的开关信号分别由无源带通滤波器N提供，该滤波器具有一个模拟图6中的滤波器的结构，但却省了串联通路中的电感并仅用了6个元件。所需相移的实际值是其它转换器参数的函数。总地讲，由于在节点N102的电压被诸如50Hz或60Hz的低频输入线的正弦电压所调制，因此在节点N102和N101之间的谐振回路输入电压也受此低频的调制。为了减少灯电流波峰因数和灯功率变化，电路工作频率应被适当地调制，这样在灯两端将保持几乎恒定的电压。图10所示网络N的关键功能是在电路工作频率调制范围上产生适当的相移，这样，在每个低频周期中灯电压的变化很小。

在一个特定的简化实施例中，可预期所需的值在频率的约2∶1的范围内将有10E的滞后至60E的滞后，且在该频率范围上相移的中间值应在15E内。根据表3所示的电路值，在图11和12中示出适合的滤波器的增益和相位特性的实例。在从40到80kHz的范围内，相移从约12E的滞后到约38E的滞后。

如在图6的滤波器中，图10的滤部器可看作在π部分之后具有一个电容输入的T部分。在转换器的工作频率范围内，T部分具有近似恒定的增益，随着频率的升高，其超前相角将减小。

应当注意，图9的电路并不包括单独的灯启辉电路。由高升压比的变压器T101对灯进行可靠的启辉，在频率约为63kHz灯被点亮后，其标称输出电压为550伏。依此设计的转换器如所示出的其总谐波失真在线电流中小于15％，功率因数大于0.99。灯的峰值因数小于1.7。

C101    68    nf

C102    120   nf

C103    270   nf

C104    28    nf

C105    180   μf

C161    1.2    nf

C163    2.2    nf

C164    1.0    nf

L101    650   μf

R102    1.0   MΩ

R103    18     Ω

R161    5.6   kΩ

R162    1.1   kΩ

R166    910    Ω

                      表3

图9的实施例也包括许多电路元件，其功能对本领域普通技术人员是好理解的，它并不对实现本发明起决定作用。例如，变换器启动电路包括与直流总线相连的电阻R102，以及串联再接地的电容C102。在R102和C102的结点及节点N101，二极管D107接节点N101,D108经电阻R103接三极管Q102的栅极。二极管D109和D110及与之并联的电阻对本发明来讲并非是决定性的，但却具有众所周知的使开关三极管的关断比导通有更快的切换速度。

对于本领域的普通技术人员来说对灯的工作频率、谐振电路值、灯的功率和启动特性的不同选择将需改变许多其它电路元件值。同样结构但元件值不同的滤波电路可以是优选的，即滤波器的构造可以修改以满足应用的要求。这些改变都是在所附权利要求的概念和精神之中的。

Claims (10)

1．一种用于形成负载电路一部分的至少一个放电灯(FL1-FL4)的自振荡谐振转换器，它包括含有两个开关元件(Q1、Q2)和在所述开关元件间的输出节点(S,N101)的半桥变换器(3)、以及含有连接在输出节点和负载电路(8)之间的负载绕组(7,L2)上的线性芯变压器(6,17)，这样负载电流将流过负载绕组(7,L2,L102)，还包括至少一个控制绕组(5、W1、W101、W102)，用来控制开关元件(Q1、Q2、Q101、Q102)，其特征在于：

转换器还包括用于改变振荡频率以保持输出电压恒定的装置，所述装置包括连接在所述至少一个控制绕组(5、W1、W2、W101、W102)和所述开关元件(Q1、Q2、Q101、Q102)之一的控制电极之间的带通电路(4,N)。

2．如权利要求1的转换器，其特征在于变压器具有两个所述控制绕组(W1、W2、W101、W102)，且用于改变振荡频率的装置包括两个所述带通电路(4,N)，每个带通电路都接在各控制绕组(W1、W2、W101、W102)和各开关元件(Q1、Q2、Q101、Q102)的控制电极之间。

3．如权利要求2的转换器，其特征在于所述负载绕组(12,L102)是一个谐振电感，该电感与所述负载电路中的谐振电容(C4,C104)串联。

4．如权利要求3的转换器，其中转换器是电压馈电型转换器，用于使多个所述的灯(FL1-FL4)工作，其特征在于带通电路(N)可以不管所连接的电灯(FL1-FL4)的数目而使输出电压基本恒定。

5．如权利要求4的转换器，其特征在于所述各个灯(FL1-FL4)的每一个与各串联电容(C6-C9)串联，且转换器工作在使各串联电容(C6-C9)上的电压大于各灯电压的频率上。

6．如权利要求5的转换器，其特征在于放电灯(FL1-FL4)及其各串联电容(C6-C9)的每个串联组合上的电压大于各灯的启动电压。

7．如权利要求6的转换器，还包括升压变压器(T1)，其初级绕组与谐振电容(C4)并联，其次级绕组与所述多个放电灯(FL1-FL4)及其各相串联的电容(C6-C9)相并联。

8．如权利要求3的转换器，其特征在于所述带通电路(N)的每个电路都是直接与各控制绕组(W1、W2)相连的无源网络，且所包括的元件基本上都是线性的。

9．如权利要求8的转换器，其特征在于所述滤波器包括至少一个π部分，它具有一个串行通路和至少两个到信号地的串行通路，所述π部分包括一个电感元件(L66)，且所述滤波器在高频范围内具有基本恒定的相移。

10．如权利要求9的转换器，其特征在于电感元件(L66)是滤波器串联通路中的低Q值振荡回路，且该滤波器还包括在每个并联腿中的至少一个电容(C63、C64、C65)。

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