JP2002534949A - 受動フィルタの調整器付き自励発振する共振コンバータ - Google Patents
受動フィルタの調整器付き自励発振する共振コンバータInfo
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Abstract
(57)【要約】
けい光ランプの電子安定器が、変成器の制御巻線とスイッチングトランジスタの切換え電極との間に接続した帯域通過フィルタによって安定化される出力電圧有するようにする。特に、多数のランプを附勢する安定器用の例では、フィルタによって点灯ランプ数に応じて発振周波数を変えて、出力（ランプ）電圧が比較的一定のままとなるようにする。この用途用のフィルタは、πセクションの直列通路に低Qのタンク回路を含み、且つ高い入力を通すTセクションを有するようにするのが好適である。他の例では、電力帰還を呈する低コストの電子安定器が、変成器の制御巻線とスイッチングトランジスタの制御電極との間に受動式の帯域通過フィルタを用いて、スイッチングトランジスタの制御兼駆動回路が簡単になるようにする。
Description
【０００１】 （技術分野） 本発明は、けい光ランプのような放電ランプを作動させるための電子式安定器
、特に、能動回路部品数が最少の斯種の安定器に関するものである。
、特に、能動回路部品数が最少の斯種の安定器に関するものである。
【０００２】 （背景技術） 激しい競争市場では、殆どが磁気的に結合される自励発振インバータが市販用
に大量に製造されている。半ブリッジインバータは一般に、部品数が少なくて済
むために低コストである。このようなインバータは２つのグループ、即ち、可飽
和コアを有している電流変成器を一般にパワーBJT（バイポーラ接合トランジス
タ）と一緒に用いるものと；線形コアを有している電流変成器を一般にMOSFET（
金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）と一緒に用いるものとにに類別するこ
とができる。当業者に明らかなように、このような状況における線形コアとは、
このコアの動作領域が、シャープなB-H特性と云うよりもむしろ湾曲したB-H特性
を呈する領域に亘るもので、即ち磁束レベルが常に、そのレベルがかなり高くな
ることによって磁化電流がかなり増大するようになるものである。
に大量に製造されている。半ブリッジインバータは一般に、部品数が少なくて済
むために低コストである。このようなインバータは２つのグループ、即ち、可飽
和コアを有している電流変成器を一般にパワーBJT（バイポーラ接合トランジス
タ）と一緒に用いるものと；線形コアを有している電流変成器を一般にMOSFET（
金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）と一緒に用いるものとにに類別するこ
とができる。当業者に明らかなように、このような状況における線形コアとは、
このコアの動作領域が、シャープなB-H特性と云うよりもむしろ湾曲したB-H特性
を呈する領域に亘るもので、即ち磁束レベルが常に、そのレベルがかなり高くな
ることによって磁化電流がかなり増大するようになるものである。
【０００３】 米国特許第5,349,270号には、負荷と、２つのスイッチングトランジスタ間の
ノードにおけるインバータの出力端子との間に接続される直列共振インダクタに
結合させる補助巻線を有しているMOSFET半ブリッジ安定器が開示されている。負
荷の20ワットの単一けい光ランプは220nFのコンデンサと直列で、ランプと並列
の始動回路には10及び15nFのコンデンサがある。これらのコンデンサはインダク
タと共に共振回路を形成する。従って、補助巻線によって供給される信号はイン
バータの出力電流に比例する。各補助巻線は低域通過の位相偏移回路に接続され
、この回路の出力端子はそれぞれのMOSFETのゲート電極に制御信号を供給する。
このような安定器を多数ランプの取付け具に適用する場合に、この安定器が作動
している間に１個のランプを取外すと、残りのランプに供給される出力電圧がか
なり変化することになることは、ランプ安定器の当業者には明かである。簡単な
低域通過フィルタの構成では、ランプの個数が変わる場合に、周波数を適切に変
えることはできない。
ノードにおけるインバータの出力端子との間に接続される直列共振インダクタに
結合させる補助巻線を有しているMOSFET半ブリッジ安定器が開示されている。負
荷の20ワットの単一けい光ランプは220nFのコンデンサと直列で、ランプと並列
の始動回路には10及び15nFのコンデンサがある。これらのコンデンサはインダク
タと共に共振回路を形成する。従って、補助巻線によって供給される信号はイン
バータの出力電流に比例する。各補助巻線は低域通過の位相偏移回路に接続され
、この回路の出力端子はそれぞれのMOSFETのゲート電極に制御信号を供給する。
このような安定器を多数ランプの取付け具に適用する場合に、この安定器が作動
している間に１個のランプを取外すと、残りのランプに供給される出力電圧がか
なり変化することになることは、ランプ安定器の当業者には明かである。簡単な
低域通過フィルタの構成では、ランプの個数が変わる場合に、周波数を適切に変
えることはできない。
【０００４】 本発明の目的は、１個又はすべてのランプを取り外しても出力電圧がほぼ一定
となる低コストの電子式ランプ安定器を提供することにある。
となる低コストの電子式ランプ安定器を提供することにある。
【０００５】 本発明の他の目的は、１個、２個、３個又は４個のランプをほぼ同じ出力電圧
で作動させることができる低コストの電子式ランプ安定器を提供することにある
。
で作動させることができる低コストの電子式ランプ安定器を提供することにある
。
【０００６】 さらに本発明の他の目的は、ごく僅かな受動コンポーネントしか含まなくても
、広い周波数変動を許容でき、すべて受動コンポーネントの調整回路を有してい
る電子式のランプ安定器を提供することにある。
、広い周波数変動を許容でき、すべて受動コンポーネントの調整回路を有してい
る電子式のランプ安定器を提供することにある。
【０００７】 （発明の開示） 本発明によれば、複数の放電ランプを作動させる半ブリッジコンバータが、間
に出力ノードを有している２個のスイッチングトランジスタ及び負荷電流が流れ
る負荷巻線を有している線形コア変成器を含み、負荷巻線及び負荷が、出力ノー
ドに接続された直列回路の一端に直列となるようにする。変成器は少なくとも１
つの制御巻線を有し、コンバータは、制御巻線と一方のスイッチングトランジス
タの制御端子との間に接続されて、出力電圧を一定に維持するために発振周波数
を変える受動帯域通過フィルタを含むオープンループの調整回路を有している。
に出力ノードを有している２個のスイッチングトランジスタ及び負荷電流が流れ
る負荷巻線を有している線形コア変成器を含み、負荷巻線及び負荷が、出力ノー
ドに接続された直列回路の一端に直列となるようにする。変成器は少なくとも１
つの制御巻線を有し、コンバータは、制御巻線と一方のスイッチングトランジス
タの制御端子との間に接続されて、出力電圧を一定に維持するために発振周波数
を変える受動帯域通過フィルタを含むオープンループの調整回路を有している。
【０００８】 本発明の第１例の利点は、ランプ、即ち１つ以上の多数のランプを消灯させる
か、又は取外しても出力電圧が一定のままとなると云うことにある。変成器は２
つの制御巻線を有しており、これらの各制御巻線は、それぞれのMOSFETのゲート
を制御するためのそれぞれの帯域通過フィルタに接続される。１個から４個まで
のいずれもの個数のランプを同じ安定器により作動させるには、帯域通過フィル
タによって1:2の比率のような広い周波数範囲に亘ってほぼ一定の位相偏移させ
る必要がある。この位相偏移量の所望値はコンバータ回路の他のパラメータ、特
に、負荷回路及び各放電ランプの点弧電圧を適切な電圧値とする回路の共振に関
連するパラメータによって決定される。中央値の5E以内のような僅か10Eの範囲
に亘る位相偏移の変化を必要とすることができ、また、所望中央値は25Eくらい
に低くしたり、又は65Eくらいに高くすることができる。点灯させるランプ数の
範囲が、４個のうちの３個か、４個だけとするように小さい場合には、必要とさ
れる周波数の範囲を約5:6のように低くすることができる。３個のうちの２個又
は３個のようなランプの他の組合せ、又は他の異なる回路装置は、4:5の広い周
波数範囲に亘って位相偏移を比較的一定とする必要があり、４個のうちのからの
１〜４個でも3:5の範囲を必要とするだけとすることができる。
か、又は取外しても出力電圧が一定のままとなると云うことにある。変成器は２
つの制御巻線を有しており、これらの各制御巻線は、それぞれのMOSFETのゲート
を制御するためのそれぞれの帯域通過フィルタに接続される。１個から４個まで
のいずれもの個数のランプを同じ安定器により作動させるには、帯域通過フィル
タによって1:2の比率のような広い周波数範囲に亘ってほぼ一定の位相偏移させ
る必要がある。この位相偏移量の所望値はコンバータ回路の他のパラメータ、特
に、負荷回路及び各放電ランプの点弧電圧を適切な電圧値とする回路の共振に関
連するパラメータによって決定される。中央値の5E以内のような僅か10Eの範囲
に亘る位相偏移の変化を必要とすることができ、また、所望中央値は25Eくらい
に低くしたり、又は65Eくらいに高くすることができる。点灯させるランプ数の
範囲が、４個のうちの３個か、４個だけとするように小さい場合には、必要とさ
れる周波数の範囲を約5:6のように低くすることができる。３個のうちの２個又
は３個のようなランプの他の組合せ、又は他の異なる回路装置は、4:5の広い周
波数範囲に亘って位相偏移を比較的一定とする必要があり、４個のうちのからの
１〜４個でも3:5の範囲を必要とするだけとすることができる。
【０００９】 位相偏移の不変性に対する要件は変えることもでき、状況によっては、位相偏
移の値を約20Eの範囲に亘って変えることができる。同時に、フィルタ利得の変
動も位相偏移の変化要件と互いに影響し合い、商業的に実施可能なコンバータで
は、出力電圧の不変性は通常、周波数変動が4:5のように大きくない場合にはも
っと狭く特定され、この場合に許容される電圧範囲は全体で僅か8%であり、また
、3:5の周波数変動を必要とするランプ数の広い変化に対しては、出力電圧の許
容範囲は9%又は10%とすることができる。
移の値を約20Eの範囲に亘って変えることができる。同時に、フィルタ利得の変
動も位相偏移の変化要件と互いに影響し合い、商業的に実施可能なコンバータで
は、出力電圧の不変性は通常、周波数変動が4:5のように大きくない場合にはも
っと狭く特定され、この場合に許容される電圧範囲は全体で僅か8%であり、また
、3:5の周波数変動を必要とするランプ数の広い変化に対しては、出力電圧の許
容範囲は9%又は10%とすることができる。
【００１０】 １個〜４個のランプを作動させることができる本発明の一好適例によれば、所
望な位相偏移量は42〜70kHzの周波数に亘って45E〜55Eの範囲の値、好ましくは
約50Eとする。このような位相偏移を持たらすフィルタは、線形受動素子だけを
利用する純のAC帯域通過フィルタとするのが好適である。４個までの放電ランプ
に対するこの例で良好な性能を発揮させるフィルタは少なくとも１つのπセクシ
ョンを有し、このπセクションはフィルタの直列、即ち順方向通路における低Q
の並列共振回路の一部を成す誘導性の素子と、信号接地点への脚部における少な
くとも１個のコンデンサとを含むものである。
望な位相偏移量は42〜70kHzの周波数に亘って45E〜55Eの範囲の値、好ましくは
約50Eとする。このような位相偏移を持たらすフィルタは、線形受動素子だけを
利用する純のAC帯域通過フィルタとするのが好適である。４個までの放電ランプ
に対するこの例で良好な性能を発揮させるフィルタは少なくとも１つのπセクシ
ョンを有し、このπセクションはフィルタの直列、即ち順方向通路における低Q
の並列共振回路の一部を成す誘導性の素子と、信号接地点への脚部における少な
くとも１個のコンデンサとを含むものである。
【００１１】 本発明の他の例におけるコンバータは、入力DC電圧に対して高周波のランプ回
路からインバータへの電力帰還路を有すると共に、制御巻線とそれぞれのMOSFET
のゲートとの間に接続した帯域通過フィルタを有している電力帰還原理に基づく
低コストの単一段の電子式安定器である。制御巻線は変成器の一部であり、この
変成器の一次巻線は安定器の負荷回路用の共振インダクタとして機能する。帯域
通過フィルタは2:3以上の周波数範囲に亘って減衰度がほぼ一定で、位相偏移が
約15E内で一定の伝達特性を呈する純のRCフィルタとする。
路からインバータへの電力帰還路を有すると共に、制御巻線とそれぞれのMOSFET
のゲートとの間に接続した帯域通過フィルタを有している電力帰還原理に基づく
低コストの単一段の電子式安定器である。制御巻線は変成器の一部であり、この
変成器の一次巻線は安定器の負荷回路用の共振インダクタとして機能する。帯域
通過フィルタは2:3以上の周波数範囲に亘って減衰度がほぼ一定で、位相偏移が
約15E内で一定の伝達特性を呈する純のRCフィルタとする。
【００１２】 （発明を実施するための最良の形態） 本発明をより詳細に説述するために、添付の図面に従ってこれを説明する。
【００１３】 図１の単純化したブロック図は本発明を理解する概念を例示したものである。
DC電圧源２は通常の任意タイプのものとするが、これはブリッジ整流器又は倍電
圧源か、AC電源に接続する昇圧タイプのコンバータとするのが普通であり、これ
によってFETインバータ３に高いDC電圧を供給する。インバータにおけるFETのス
イッチングは線形コアインダクタ６の制御巻線５に接続される帯域通過フィルタ
４によって制御される。インダクタ６は一次巻線又は負荷巻線７を有し、これは
負荷回路８における少なくとも１つのコンデンサと共に共振回路を形成するが、
インダクタは変成器のように、電圧信号を供給する検知又は制御巻線も有してお
り、斯かる電圧信号は、制御巻線が変成器のコア構体に密に結合するためにイン
ダクタの電圧に比例する。
DC電圧源２は通常の任意タイプのものとするが、これはブリッジ整流器又は倍電
圧源か、AC電源に接続する昇圧タイプのコンバータとするのが普通であり、これ
によってFETインバータ３に高いDC電圧を供給する。インバータにおけるFETのス
イッチングは線形コアインダクタ６の制御巻線５に接続される帯域通過フィルタ
４によって制御される。インダクタ６は一次巻線又は負荷巻線７を有し、これは
負荷回路８における少なくとも１つのコンデンサと共に共振回路を形成するが、
インダクタは変成器のように、電圧信号を供給する検知又は制御巻線も有してお
り、斯かる電圧信号は、制御巻線が変成器のコア構体に密に結合するためにイン
ダクタの電圧に比例する。
【００１４】 この概略回路図では、帯域通過フィルタは変成器に目立つ負荷をかけないため
、インバータにおける負荷の共振特性が悪影響を受けることはない。
、インバータにおける負荷の共振特性が悪影響を受けることはない。
【００１５】 図１のコンバータの実際の例を図２に示す。DC電源２は周知の全波整流式のも
のとする。AC線路電圧は、フューズF1及び直列のインダクタンスL1と分路コンデ
ンサC1とによって形成されるEMIフィルタを経て、ダイオードD1-D4によって形成
される全波整流ブリッジに供給される。この整流ブリッジは電解コンデンサC2間
及び直列に接続した２つのコンデンサC3間に、信号接地点に対してVdcの出力電
圧を供給し、直列コンデンサC3の中間ノードMに負荷回路の一端を接続する。
のとする。AC線路電圧は、フューズF1及び直列のインダクタンスL1と分路コンデ
ンサC1とによって形成されるEMIフィルタを経て、ダイオードD1-D4によって形成
される全波整流ブリッジに供給される。この整流ブリッジは電解コンデンサC2間
及び直列に接続した２つのコンデンサC3間に、信号接地点に対してVdcの出力電
圧を供給し、直列コンデンサC3の中間ノードMに負荷回路の一端を接続する。
【００１６】 インバータ３は、Vdcバスと信号接地点との間に直列に接続される２つのMOSFE
TQ1及びQ2を具えており、且つインバータ出力を供給する中間ノードSを有してい
る。通常のインバータ始動回路をVdcバスと信号接地点との間に接続した直列の
抵抗R1とコンデンサC5とによって形成する。この直列回路の中間点をダイオード
D5を経てノードSに接続すると共に、ダイアック（ダイオードACスイッチ）D10及
び抵抗R2を経てスイッチングトランジスタQ2のゲートに接続する。各スイッチン
グトランジスタのゲートと、そのソース電極との間には保護用のツェナーダイオ
ードD6-7及びD8-9を接続する。接続点a1,b1及びa2,b2は、図６につき後に説明す
る帯域通過フィルタNを経てインバータに供給すべきゲート信号用の接続点を示
す。
TQ1及びQ2を具えており、且つインバータ出力を供給する中間ノードSを有してい
る。通常のインバータ始動回路をVdcバスと信号接地点との間に接続した直列の
抵抗R1とコンデンサC5とによって形成する。この直列回路の中間点をダイオード
D5を経てノードSに接続すると共に、ダイアック（ダイオードACスイッチ）D10及
び抵抗R2を経てスイッチングトランジスタQ2のゲートに接続する。各スイッチン
グトランジスタのゲートと、そのソース電極との間には保護用のツェナーダイオ
ードD6-7及びD8-9を接続する。接続点a1,b1及びa2,b2は、図６につき後に説明す
る帯域通過フィルタNを経てインバータに供給すべきゲート信号用の接続点を示
す。
【００１７】 ノードSとMとの間に共振負荷回路を接続する。線形コア変成器１７の一次巻線
L2は、共振コンデンサC4と、ランプ回路に関連するキャパシタンスとに直列のイ
ンダクタンスとして機能する。ランプ回路は逓昇変圧器T1を含み、この変圧器は
コンデンサC4間の一次巻線と、けい光ランプFL1-4を接続する二次巻線とを有し
ており、各ランプはそれぞれのコンデンサC6-9に直列とする。コンデンサC6-9の
インピーダンスは、インバータの動作周波数の範囲に亘るランプのインピーダン
スよりも遥かに大きくなるように選定する。共振回路のパラメータ及び表１のコ
ンポーネント値に対する変圧器T1のターン比は、580vACの公称値を有する二次巻
線電圧を供給するように選定する。従って、この電圧は未点灯ランプにアークを
とばすのに十分であるため、特殊なランプ始動回路が不要であり、また、ランプ
を特別な順序で始動させる必要もない。
L2は、共振コンデンサC4と、ランプ回路に関連するキャパシタンスとに直列のイ
ンダクタンスとして機能する。ランプ回路は逓昇変圧器T1を含み、この変圧器は
コンデンサC4間の一次巻線と、けい光ランプFL1-4を接続する二次巻線とを有し
ており、各ランプはそれぞれのコンデンサC6-9に直列とする。コンデンサC6-9の
インピーダンスは、インバータの動作周波数の範囲に亘るランプのインピーダン
スよりも遥かに大きくなるように選定する。共振回路のパラメータ及び表１のコ
ンポーネント値に対する変圧器T1のターン比は、580vACの公称値を有する二次巻
線電圧を供給するように選定する。従って、この電圧は未点灯ランプにアークを
とばすのに十分であるため、特殊なランプ始動回路が不要であり、また、ランプ
を特別な順序で始動させる必要もない。
【００１８】 本発明のこの例では、帯域通過フィルタN用の接続点p1,q1及びp2,q2を有して
いる共振負荷回路における変成器１７の同じ構成の補助巻線W1及びW2によって制
御巻線の機能をさせる。
いる共振負荷回路における変成器１７の同じ構成の補助巻線W1及びW2によって制
御巻線の機能をさせる。
【００１９】 インバータの周波数が変化すれば、ランプに供給される出力電圧が変化ことは
周知であり、この出力電圧‐周波数の特性は点灯ランプ数の関数となる。図３は
ｍ個のランプに対する図２のコンバータの出力電圧‐インバータ周波数の特性図
であり、ここに、ｍは０から４までの整数とし、コンバータは表１に示した素子
の公称値を有するものとする。これらの特性曲線から明らかなように、第１ラン
プが点弧する前には高い発振周波数を必要とする。安定な自励発振インバータの
場合には、バルクハウゼンの判定基準によれば、変成器１７の一次巻線L2によっ
て形成されるインダクタ間の電圧と、スイッチングトランジスタのゲート接続点
における電圧との間に或る特定の遅れ位相角度Ψが必要であることも既知である
。図４は同じランプ数における場合の周波数に対する共振タンク回路の入力位相
角度φの特性図である。角度Ψ（ここに、Ψ＝90E-φ）は点灯ランプ数ｍの関数
として僅かに変化するが、図２の回路に対して図５に示すように、560ボルトの所
望出力電圧に対するΨの値はいずれも約50Eである。
周知であり、この出力電圧‐周波数の特性は点灯ランプ数の関数となる。図３は
ｍ個のランプに対する図２のコンバータの出力電圧‐インバータ周波数の特性図
であり、ここに、ｍは０から４までの整数とし、コンバータは表１に示した素子
の公称値を有するものとする。これらの特性曲線から明らかなように、第１ラン
プが点弧する前には高い発振周波数を必要とする。安定な自励発振インバータの
場合には、バルクハウゼンの判定基準によれば、変成器１７の一次巻線L2によっ
て形成されるインダクタ間の電圧と、スイッチングトランジスタのゲート接続点
における電圧との間に或る特定の遅れ位相角度Ψが必要であることも既知である
。図４は同じランプ数における場合の周波数に対する共振タンク回路の入力位相
角度φの特性図である。角度Ψ（ここに、Ψ＝90E-φ）は点灯ランプ数ｍの関数
として僅かに変化するが、図２の回路に対して図５に示すように、560ボルトの所
望出力電圧に対するΨの値はいずれも約50Eである。
【００２０】 図３と図５を比較すれば明らかなように、共振周波数以上の周波数で約560Vの
一定の出力電圧で作動させるには、角度Ψを約42kHz〜70kHzの範囲の周波数に対
してほぼ一定とする必要がある。帯域通過フィルタNは、共振インダクタの電圧
と、スイッチングトランジスタのゲート接続点a1,b1及びa2,b2における電圧との
間に斯様な位相偏移を持たらすように設計する。
一定の出力電圧で作動させるには、角度Ψを約42kHz〜70kHzの範囲の周波数に対
してほぼ一定とする必要がある。帯域通過フィルタNは、共振インダクタの電圧
と、スイッチングトランジスタのゲート接続点a1,b1及びa2,b2における電圧との
間に斯様な位相偏移を持たらすように設計する。
【００２１】 所望な特性を呈する受動帯域通過フィルタを図６に示してある。このフィルタ
は直列入力コンデンサC61、抵抗R61によって形成する第１分路素子及び抵抗R62
によって形成する第２直列素子を有している。第２分路素子はコンデンサC63と
抵抗R63との直列回路によって形成し、第３の出力分路素子は、抵抗R65とコンデ
ンサC65との直列回路に並列のコンデンサC64によって形成する。第２及び第３分
路素子を、直列コンデンサC66と、これに並列の抵抗R66と、直列インダクタL66
及び抵抗R67とによって形成する低Qの共振回路によって形成される第３の直列素
子によって接続する。
は直列入力コンデンサC61、抵抗R61によって形成する第１分路素子及び抵抗R62
によって形成する第２直列素子を有している。第２分路素子はコンデンサC63と
抵抗R63との直列回路によって形成し、第３の出力分路素子は、抵抗R65とコンデ
ンサC65との直列回路に並列のコンデンサC64によって形成する。第２及び第３分
路素子を、直列コンデンサC66と、これに並列の抵抗R66と、直列インダクタL66
及び抵抗R67とによって形成する低Qの共振回路によって形成される第３の直列素
子によって接続する。
【００２２】 上述したフィルタ回路全体を表１に示したそれぞれの素子の値について分析す
れば明らかなように、このフィルタは、入力Tセクションに縦続のπセクション
を有しているものと見なすことができる。Tセクションは注目する周波数範囲に
亘って、周波数が上昇すると進み位相角が減少してほぼ一定の利得を呈する。周
波数‐位相特性の臨界的な形状は主として、低Qの共振回路に誘導性の素子を含
むπセクションによって決定される。
れば明らかなように、このフィルタは、入力Tセクションに縦続のπセクション
を有しているものと見なすことができる。Tセクションは注目する周波数範囲に
亘って、周波数が上昇すると進み位相角が減少してほぼ一定の利得を呈する。周
波数‐位相特性の臨界的な形状は主として、低Qの共振回路に誘導性の素子を含
むπセクションによって決定される。
【００２３】 なお、MOSFETの高いゲートインピーダンスはフィルタの性能にとって重要なフ
ァクタである。スイッチングトランジスタが制御電極用にかなりの電流を引出す
場合には、これらのトランジスタがフィルタをロードダウンし、そのフィルタの
特性を変えてしまう。
ァクタである。スイッチングトランジスタが制御電極用にかなりの電流を引出す
場合には、これらのトランジスタがフィルタをロードダウンし、そのフィルタの
特性を変えてしまう。
【００２４】 表１に示した値を有する図６の構成のフィルタの場合、位相角及び利得は30kH
z〜100kHzの周波数範囲ではごく僅かしか変化しない。42〜70kHzの臨界周波数範
囲では、利得は僅か約3dBしか変化しないが（図7）、位相偏移は約65E〜45Eの範
囲に亘って変化する。表２は、表１の公称回路値を有する斯かるフィルタを用い
るコンバータについて測定したプロトタイプの性能を示す。特に、４つのすべて
のランプで作動させた場合、又は１つのランプだけで作動させた場合、出力電圧
は殆ど同じであった。
z〜100kHzの周波数範囲ではごく僅かしか変化しない。42〜70kHzの臨界周波数範
囲では、利得は僅か約3dBしか変化しないが（図7）、位相偏移は約65E〜45Eの範
囲に亘って変化する。表２は、表１の公称回路値を有する斯かるフィルタを用い
るコンバータについて測定したプロトタイプの性能を示す。特に、４つのすべて
のランプで作動させた場合、又は１つのランプだけで作動させた場合、出力電圧
は殆ど同じであった。
【００２５】 表１ C1 3.3μF C2 47μF C3 1.2μF C4 12nF C5 0.1μF C6-9 1.2nF C61 8.2nF C63 2.2nF C64 330pF C65 1nF C66 3.3nF L2 366μH L66 3mH R1 1MΩ R2 18Ω R61 7.5kΩ R62 1.3kΩ R63 360Ω R65 1.3kΩ R66 3.6kΩ R67 390Ω
【００２６】 表２ ランプの個数ｍ 1 2 3 4 周波数ｆ（kHz） 70 56 47 43 出力電圧（rms） 588.7 542.3 594.3 580.8
【００２７】 C.Mattas及びJ.Bergervoetによる米国特許第5,410,221号及びA.Hernandez及び
G.Bruningによる米国特許第5,404,082号に記載されている電力帰還原理を用いる
単一段の電子式安定器に基づく本発明の他の実施例を図９に示してある。斯種の
既知の安定器は力率が高く、線路電流の高調波ひずみが低く、しかも部品総数が
少なくて、製造コストも比較的安価である。本発明によれば、インダクタの制御
巻線とスイッチングトランジスタとの間に帯域通過フィルタを用いる調整器を組
込むことにより、少ない部品数で、且つ信頼度を向上させてインバータ制御回路
をさらに簡単にすることができる。
G.Bruningによる米国特許第5,404,082号に記載されている電力帰還原理を用いる
単一段の電子式安定器に基づく本発明の他の実施例を図９に示してある。斯種の
既知の安定器は力率が高く、線路電流の高調波ひずみが低く、しかも部品総数が
少なくて、製造コストも比較的安価である。本発明によれば、インダクタの制御
巻線とスイッチングトランジスタとの間に帯域通過フィルタを用いる調整器を組
込むことにより、少ない部品数で、且つ信頼度を向上させてインバータ制御回路
をさらに簡単にすることができる。
【００２８】 図９の回路が米国特許第5,410,221号と異なる点は、スイッチングトランジス
タを切り替えるための制御信号を極めて簡単な制御回路により得ることにある。
図２の例と同様に、共振インダクタL102は、このインダクタ間の電圧に比例する
信号を供給する制御巻線W101及びW102を有している変成器とする。同一構成の線
形受動帯域通過フィルタを制御巻線と、インバータのそれぞれのゲートとの間に
接続する。
タを切り替えるための制御信号を極めて簡単な制御回路により得ることにある。
図２の例と同様に、共振インダクタL102は、このインダクタ間の電圧に比例する
信号を供給する制御巻線W101及びW102を有している変成器とする。同一構成の線
形受動帯域通過フィルタを制御巻線と、インバータのそれぞれのゲートとの間に
接続する。
【００２９】 特に図９の回路は、ダイオードD101-104によって形成される全波ブリッジ整流
器に直列のインダクタンスL101と分路コンデンサC101とによって形成されるEMI
フィルタをAC給電線路に具えている。電力帰還原理に従って、コンバータ負荷を
スイッチングトランジスタQ101とQ102との間の第１ノードN101と、整流器の出力
端子から高周波ダイオードD105を経てDC電圧を受電する第２ノードN102との間に
接続する。このコンバータ負荷は、共振インダクタL102及び共振コンデンサC104
に直列のDC阻止コンデンサCbを経てノードN101に接続される。ランプFL101はコ
ンデンサC106と直列に接続し、この直列回路を逓昇分離型変成器T101の二次巻線
に接続し、この変成器の一次巻線を共振コンデンサC104間に接続する。
器に直列のインダクタンスL101と分路コンデンサC101とによって形成されるEMI
フィルタをAC給電線路に具えている。電力帰還原理に従って、コンバータ負荷を
スイッチングトランジスタQ101とQ102との間の第１ノードN101と、整流器の出力
端子から高周波ダイオードD105を経てDC電圧を受電する第２ノードN102との間に
接続する。このコンバータ負荷は、共振インダクタL102及び共振コンデンサC104
に直列のDC阻止コンデンサCbを経てノードN101に接続される。ランプFL101はコ
ンデンサC106と直列に接続し、この直列回路を逓昇分離型変成器T101の二次巻線
に接続し、この変成器の一次巻線を共振コンデンサC104間に接続する。
【００３０】 ノードN102は別の高周波ダイオードD107を経てスイッチングトランジスタ用の
DCバスに接続する。負荷からの高周波電流用の別の通路はノードN102から接地点
へのコンデンサC103によって与えられ、DCバスから接地点へのコンデンサC105に
よってDCフィルタリング処理が成される。
DCバスに接続する。負荷からの高周波電流用の別の通路はノードN102から接地点
へのコンデンサC103によって与えられ、DCバスから接地点へのコンデンサC105に
よってDCフィルタリング処理が成される。
【００３１】 本発明によれば、スイッチングトランジスタQ101及びQ102のゲートへのスイッ
チング信号を図１０に示したそれぞれの受動帯域通過フィルタNによって供給す
る。このフィルタは図６のものに構成が似ているが、直列通路におけるインダク
タをなくし、僅か６個の部品を用いるだけで、構成が簡単になっている。所望さ
れる位相偏移の実際の値はコンバータの他のパラメータの関数となる。一般に、
ノードN102の電圧は、例えば50Hz又は60Hzのような低周波の入力線路の正弦波電
圧によって変調されるため、ノードN102とN101との間の共振タンク入力電圧も斯
様な低周波によって変調される。ランプ電流の波高率及びランプ電力の変動を低
減させるためには、回路の動作周波数を適切に変調して、ランプ間の電圧が殆ど
一定となるようにすべきである。図１０に示したネットワークNの主たる機能は
、各低周波サイクル中におけるランプ電圧の変動が小さくなるように、回路の動
作周波数の変調範囲に亘って適切な位相偏移を発生させることにある。
チング信号を図１０に示したそれぞれの受動帯域通過フィルタNによって供給す
る。このフィルタは図６のものに構成が似ているが、直列通路におけるインダク
タをなくし、僅か６個の部品を用いるだけで、構成が簡単になっている。所望さ
れる位相偏移の実際の値はコンバータの他のパラメータの関数となる。一般に、
ノードN102の電圧は、例えば50Hz又は60Hzのような低周波の入力線路の正弦波電
圧によって変調されるため、ノードN102とN101との間の共振タンク入力電圧も斯
様な低周波によって変調される。ランプ電流の波高率及びランプ電力の変動を低
減させるためには、回路の動作周波数を適切に変調して、ランプ間の電圧が殆ど
一定となるようにすべきである。図１０に示したネットワークNの主たる機能は
、各低周波サイクル中におけるランプ電圧の変動が小さくなるように、回路の動
作周波数の変調範囲に亘って適切な位相偏移を発生させることにある。
【００３２】 ある特定の簡単な例では、所望値が周波数で約2:1の範囲に亘り10Eの遅れと60
Eの遅れとの間の値となり、且つ位相偏移がその周波数範囲に亘って15Eの中央値
内の移相量となるようにすることができる。表３に示した回路値に基づく好適な
フィルタの利得及び位相特性の例を図１１及び図１２に示してある。位相偏移は
40〜80kHzの範囲に亘って約12Eの遅れから約38Eの遅れに変化する。
Eの遅れとの間の値となり、且つ位相偏移がその周波数範囲に亘って15Eの中央値
内の移相量となるようにすることができる。表３に示した回路値に基づく好適な
フィルタの利得及び位相特性の例を図１１及び図１２に示してある。位相偏移は
40〜80kHzの範囲に亘って約12Eの遅れから約38Eの遅れに変化する。
【００３３】 図６のフィルタにおけるように、図１０のフィルタはπセクションが後続する
コンデンサ入力のTセクションを有するものと見なすことができる。Tセクション
はコンバータの動作周波数の範囲に亘って、周波数が上昇するにつれて進み位相
角が小さくなるほぼ一定の利得を呈する。
コンデンサ入力のTセクションを有するものと見なすことができる。Tセクション
はコンバータの動作周波数の範囲に亘って、周波数が上昇するにつれて進み位相
角が小さくなるほぼ一定の利得を呈する。
【００３４】 なお、図９の回路には別個のランプ点弧回路はない。ランプ点灯時の周波数が
約63kHzの際に、出力電圧の公称値が550ボルトを呈する逓昇比率の高い変成器に
よってランプは確実に点灯される。この設計によるコンバータは、力率が0.99以
上で、線路電流の総合高調波ひずみが15%以下であった。ランプの波高率は1.7以
下であった。
約63kHzの際に、出力電圧の公称値が550ボルトを呈する逓昇比率の高い変成器に
よってランプは確実に点灯される。この設計によるコンバータは、力率が0.99以
上で、線路電流の総合高調波ひずみが15%以下であった。ランプの波高率は1.7以
下であった。
【００３５】 表３ C101 68nF C102 120nF C103 270nF C104 28nF C105 180μF C161 1.2nF C163 2.2nF C164 1.0nF L101 650μH R101 1.1MΩ R103 18Ω R161 5.6kΩ R162 1.1kΩ R166 910Ω
【００３６】 図９の例にも機能が当業者に明らかな多数の回路素子があるが、これらは本発
明の実施するのに臨界的なものではない。例えば、インバータ始動回路はDCバス
に接続され、且つ一端が接地されるコンデンサC102と直列の抵抗R102を含むこと
ができる。抵抗R102とコンデンサC101との接続点をダイオードD107によりノード
N101に接続し、ダイアックD108を抵抗R103を介してトランジスタQ102のゲートに
接続する。ダイオードD109及びD110と、これらに並列の抵抗は本発明にとって臨
界的なものではないが、これらはスイッチングトランジスタのターンオフをター
ンオンよりも速くさせる周知の機能を有する。
明の実施するのに臨界的なものではない。例えば、インバータ始動回路はDCバス
に接続され、且つ一端が接地されるコンデンサC102と直列の抵抗R102を含むこと
ができる。抵抗R102とコンデンサC101との接続点をダイオードD107によりノード
N101に接続し、ダイアックD108を抵抗R103を介してトランジスタQ102のゲートに
接続する。ダイオードD109及びD110と、これらに並列の抵抗は本発明にとって臨
界的なものではないが、これらはスイッチングトランジスタのターンオフをター
ンオンよりも速くさせる周知の機能を有する。
【００３７】 ランプの動作周波数、共振回路の値、ランプ電力及び飽和特性の種々の選択が
、他の多くの回路素子の値の変更を必要とすることは当業者に明かである。構成
は同じでも、回路部品の値が異なるフィルタ回路とすることもでき、また、フィ
ルタの構成はアプリケーションの諸要求を適えるべく変更することもできる。こ
うした変更は本発明の範疇である。
、他の多くの回路素子の値の変更を必要とすることは当業者に明かである。構成
は同じでも、回路部品の値が異なるフィルタ回路とすることもでき、また、フィ
ルタの構成はアプリケーションの諸要求を適えるべく変更することもできる。こ
うした変更は本発明の範疇である。
【図１】 本発明を具体化するコンバータの概略ブロック図である。
【図２】 本発明を具体化するコンバータの回路図である。
【図３】 種々のランプ数に対する図２の例ににおける出力電圧対インバータ周
波数の特性図である。
波数の特性図である。
【図４】 種々のランプ数に対する図２の例ににおける共振タンク回路の入力位
相対インバータ周波数の特性図である。
相対インバータ周波数の特性図である。
【図５】 種々のランプ数に対する図２の例ににおける出力電圧対必要とされる
フィルタの位相角遅れの特性図である。
フィルタの位相角遅れの特性図である。
【図６】 図２の例に有効なフィルタの回路図である。
【図７】 図６のフィルタの利得‐周波数特性である。
【図８】 図６のフィルタの位相‐周波数特性である。
【図９】 単一ランプ用に本発明を具体化するコンバータの回路図である。
【図１０】 図９の例に有効なフィルタの回路図である。
【図１１】 図１０のフィルタの利得‐周波数特性である。
【図１２】 図１０のフィルタの位相‐周波数特性である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K072 AA02 AB02 BA03 BB01 BC01 BC03 CA11 CA16 DD04 FA05 GA03 GA10 GB12 GC02 GC06 5H007 AA01 BB03 BB11 CA02 CB03 CB12 CB17 CB22 CC03 DA05 DA06 DC02 DC05 EA01
Claims (10)
- 【請求項１】 負荷回路の一部を成す少なくとも１つの放電ランプ用の自励発振
する共振コンバータであって、２つのスイッチング素子及びこれらのスイッチン
グ素子間の出力ノードを含む半ブリッジインバータと、負荷電流が負荷巻線に流
れるように前記出力ノードと前記負荷回路との間に接続される負荷巻線及び前記
スイッチング素子を制御するための少なくとも１つの制御巻線を有する線形コア
変成器とを具えているコンバータにおいて、 該コンバータがさらに、出力電圧を一定に維持するように発振周波数を変える
手段も具え、該手段が前記少なくとも１つの制御巻線と前記スイッチング素子の
うちの一方のスイッチング素子の制御電極との間に接続した帯域通過フィルタ回
路を含むようにしたことを特徴とするコンバータ。 - 【請求項２】 前記変成器が２つの制御巻線を有し、且つ前記発振周波数を変え
る手段が前記帯域通過フィルタ回路を２つ具え、これらの各帯域通過回路が、そ
れぞれの制御巻線とそれぞれのスイッチング素子の制御電極との間に接続される
ようにしたことを特徴とする請求項１に記載のコンバータ。 - 【請求項３】 前記負荷巻線を前記負荷回路における共振コンデンサと直列の共
振インダクタとしたことを特徴とする請求項２に記載のコンバータ。 - 【請求項４】 前記コンバータを前記ランプを複数個作動させる電圧供給形のコ
ンバータとする請求項１に記載のコンバータにおいて、接続されるランプの個数
に無関係に出力電圧をほぼ一定に保つように前記帯域通過回路を構成したことを
特徴とする請求項３に記載のコンバータ。 - 【請求項５】 前記複数のランプの各々をそれぞれの直列コンデンサに直列に接
続し、且つこれらの各直列コンデンサ間のそれぞれの電圧がそれぞれのランプ電
圧よりも大きくなる周波数で前記コンバータが作動するようにしたことを特徴と
する請求項４に記載のコンバータ。 - 【請求項６】 放電ランプと、そのそれぞれの直列コンデンサとの各直列回路間
の電圧が、それぞれのランプの始動電圧よりも大きくなるようにしたことを特徴
とする請求項５に記載のコンバータ。 - 【請求項７】 前記コンバータがさらに、前記共振コンデンサに並列に接続され
た一次巻線と、前記複数のランプ及びそれらの直列コンデンサが並列に接続され
た二次巻線とを有する逓昇変圧器も具えるようにしたことを特徴とする請求項６
に記載のコンバータ。 - 【請求項８】 前記帯域通過フィルタ回路の各々を、それぞれの制御巻線に直接
接続され、且つほぼ線形である素子から成る受動ネットワークとしたことを特徴
とする請求項３に記載のコンバータ。 - 【請求項９】 前記フィルタが、直列通路及び信号接地点への少なくとも２つの
分路通路を有する少なくとも１つのπセクションを有し、該πセクションが誘導
素子を含み、且つ前記フィルタが高周波の範囲に亘ってほぼ一定の位相偏移を呈
するようにしたことを特徴とする請求項８に記載のコンバータ。 - 【請求項１０】 前記誘導性素子が前記フィルタの直列通路における低いQのタ
ンク回路の一部を成し、且つ前記フィルタが前記各分路通路に少なくとも１つの
コンデンサを具えるようにしたことを特徴とする請求項９に記載のコンバータ。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/221,954 US6194840B1 (en) | 1998-12-28 | 1998-12-28 | Self-oscillating resonant converter with passive filter regulator |
| US09/221,954 | 1998-12-28 | ||
| PCT/EP1999/010227 WO2000040059A1 (en) | 1998-12-28 | 1999-12-15 | Self-oscillating resonant converter with passive filter regulator |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002534949A true JP2002534949A (ja) | 2002-10-15 |
Family
ID=22830133
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000591837A Pending JP2002534949A (ja) | 1998-12-28 | 1999-12-15 | 受動フィルタの調整器付き自励発振する共振コンバータ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6194840B1 (ja) |
| EP (1) | EP1057374A1 (ja) |
| JP (1) | JP2002534949A (ja) |
| CN (1) | CN1298624A (ja) |
| WO (1) | WO2000040059A1 (ja) |
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| DE10145766A1 (de) * | 2001-09-17 | 2003-04-03 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Vorrichtung und Verfahren zum Vorheizen der Wendelelektroden einer Leuchtstofflampe |
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| TWI360942B (en) * | 2007-02-07 | 2012-03-21 | Sunplus Technology Co Ltd | Rf application circuit |
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