TWI741518B - 驅動裝置 - Google Patents

Abstract

本發明提供一種驅動裝置。驅動裝置包括升壓電感以及諧振電路。升壓電感在第一模式經由升壓電感的第一端接收第一電源，並經由升壓電感的第二端提供第二電源。諧振電路在第一模式儲存來自於第二電源的儲存電能量，使升壓電感在第二模式不提供第二電源，並在第一模式以及第二模式藉由儲存電能量驅動換能器。

Description

驅動裝置

本發明是有關於一種驅動裝置，且特別是有關於一種用於驅動換能器的驅動裝置。

超音波是一種超過人類聽覺數倍甚至百倍的周波振動，超音波洗淨機是利用超高頻振動來清潔物品。超聲波清潔器使用超聲波穿過液體並清除材料表面、孔洞及裂縫中的污染物和沈積物，它們廣泛用於清潔眼鏡、隱形眼鏡、珠寶、手錶、假牙、電子設備等。

超音波洗淨機通常採用換能器（如，壓電陶瓷換能器）作為超音波清洗器的振動源，而換能器是通過頻率20kHz以上的激勵訊號施加到換能器而產生的機械振動。而換能器是利用壓電效應而產生機械震動，當我們對換能器施加交流電源時，換能器的將有正負方向之機械波動。

由於換能器操作在高頻，因此用以驅動換能器的驅動電路在高頻操作下會產生切換損失。由此可知，如何降低驅動電路在高頻操作下的切換損失，是高頻驅動電路的開發重點之一。

本發明提供一種在高頻操作下具有低切換損失的驅動裝置。

本發明的驅動裝置適用於驅動換能器。驅動裝置包括升壓電感、整流電路以及諧振電路。升壓電感經配置以在第一模式經由升壓電感的第一端接收第一電源，並經由升壓電感的第二端提供第二電源。整流電路耦接於升壓電感的第二端。整流電路經配置以限制第二電源的傳遞路徑。諧振電路耦接於換能器以及整流電路。諧振電路經配置以在第一模式儲存來自於第二電源的儲存電能量，使升壓電感在第二模式不提供第二電源，並在第一模式以及第二模式藉由儲存電能量驅動換能器。第一模式以及第二模式交替被操作。

基於上述，驅動裝置藉由諧振電路在第一模式儲存來自於第二電源的儲存電能量，使升壓電感在第二模式不提供第二電源，並在第一模式以及第二模式藉由儲存電能量驅動換能器。因此，升壓電感在等效上被操作在不連續導通模式下，使得驅動裝置會具有修正功率因數的效果。此外，驅動裝置由第一模式切換到第二模式時會發生零電壓切換（Zero Voltage Switching，ZVS），從而降低切換損失。

為讓本發明的上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。

請參考圖1，圖1是依據本發明一實施例所繪示的驅動裝置的電路示意圖。在本實施例中，驅動裝置100用以驅動換能器PCT。換能器PCT例如是壓電陶瓷換能器。驅動裝置100包括升壓電感LB、整流電路110以及諧振電路120。驅動裝置100會操作在第一模式中以及第二模式中。第一模式以及該第二模式被交替操作。在本實施例中，升壓電感LB在第一模式經由升壓電感LB的第一端接收第一電源P1，並且經由升壓電感LB的第二端提供第二電源P2。整流電路110耦接於升壓電感LB的第二端。整流電路110經配置以限制第二電源P2的傳遞路徑。

在本實施例中，諧振電路120耦接於換能器PCT以及整流電路110。諧振電路120在第一模式儲存來自於第二電源P2的儲存電能量，並使升壓電感LB在第二模式不提供第二電源P2。此外，諧振電路120在第一模式以及第二模式藉由儲存電能量驅動換能器PCT。

在此值得一提的是，由於驅動裝置100在第二模式使升壓電感LB不提供第二電源P2，因此升壓電感LB在等效上被操作在不連續導通模式下，使得驅動裝置100會具有修正功率因數的效果。此外，驅動裝置100由第一模式切換到第二模式時會發生零電壓切換（Zero Voltage Switching，ZVS），從而降低切換損失。

在本實施例中，驅動裝置100還包括濾波器130。濾波器130會接收外部電源VAC，並且濾除外部電源VAC的雜訊以提供第一電源P1。進一步來說，外部電源VAC是交流電源。濾波器130會濾除外部電源VAC的高頻雜訊以提供第一電源P1。也就是說，基於圖1的配置，第一電源P1可以被視為被濾除高頻雜訊後的外部電源VAC。

進一步來說明詳細的電路配置，諧振電路120包括第一功率開關S1、第二功率開關S2、串聯電感LS、第一電容C1以及第二電容C2。第一功率開關S1的第一端經由整流電路110耦接至升壓電感LB的第二端。第一功率開關S1的控制端用以接收第一控制訊號CS1。第二功率開關S2的第一端耦接於第一功率開關S1的第二端。第二功率開關S2的第二端用以耦接於參考低電位（例如是接地）。第二功率開關S2的控制端用以接收第二控制訊號CS2。串聯電感LS的第一端耦接於第一功率開關S1的第二端。串聯電感LS的第二端耦接於換能器PCT的電源電極的其中之一。第一電容C1的第一端耦接於第一功率開關S1的第一端。第一電容C1的第二端耦接於換能器PCT的電源電極的其中另一。第二電容C2的第一端耦接於第一電容C1的第二端。第二電容C2的第二端用以耦接於參考低電位。

第一功率開關S1、第二功率開關S2可以分別由金屬氧化物半導體場效電晶體（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOFET）、雙極性電晶體（bipolar transistor，BJT）以及絕緣柵雙極電晶體（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）的其中一者來實現。本實施例的第一功率開關S1、第二功率開關S2分別是由n型MOFET來實現。因此，第一功率開關S1可依據高電壓準位的第一控制訊號CS1被導通。第一功率開關S1可依據低電壓準位的第一控制訊號CS1被斷開。第二功率開關S2可依據高電壓準位的第二控制訊號CS2被導通。第二功率開關S2可依據低電壓準位的第二控制訊號CS2被斷開。

在本實施例中，整流電路110包括第一二極體D1、第二二極體D2。第一二極體D1的陰極耦接於第一功率開關S1的第一端。第一二極體D1的陽極耦接於升壓電感LB的第二端。第二二極體D2的陰極耦接於該第一二極體D1的陽極。第D2二極體的陽極耦接於該參考低電位。

在本實施例中，濾波器130包括濾波電感LF以及濾波電容CF。濾波電感LF的第一端用以作為連接至該外部電源VAC的電源腳位的其中之一，濾波電感LF的第二端耦接於升壓電感LB的第一端。濾波電容CF的第一端耦接於升壓電感LB的第一端以及濾波電感LF的第二端。濾波電容CF的第二端用以作為連接至外部電源VAC的電源腳位的其中另一。濾波電感LF的第二端還耦接於第一功率開關S1的第二端。因此，濾波電感LF的第一端以及濾波電容CF的第二端被作為濾波器130的兩個輸入端。濾波電感LF的第二端被作為濾波器130的輸出端。

在此值得一提的是，本實施例的諧振電路120包括第一功率開關S1以及第二功率開關S2。因此相較於現行技術的4個功率開關，本實施例具有節約功率開關的數量的優點。

接下來說明驅動裝置的操作流程。請同時參考圖2以及圖3A。圖2是依據本發明一實施例所繪示的操作時序圖。圖3A至圖3F分別是依據本發明一實施例的驅動裝置的多個模式的等效電路示意圖。

如圖2以及圖3A所示，在時間點t0，第一功率開關S1依據高電壓準位的第一控制訊號CS1被導通。第一功率開關S1的控制端（閘極）與第二端（源極）之間的電壓差VGS1會是高電壓準位。第一功率開關S1的第一端（汲極）與第二端（源極）之間的電壓差VDS1會是低電壓準位。第二功率開關S2依據低電壓準位的第二控制訊號CS2被斷開。第二功率開關S2的控制端（閘極）與第二端（源極）之間的電壓差VGS2會是低電壓準位。第二功率開關S2的第一端（汲極）與第二端（源極）之間的電壓差VDS2會是高電壓準位。驅動裝置100在時間點t0開始操作於第一模式MD1。濾波電路130會接收外部電源VAC，並濾除該外部電源VAC的雜訊以提供第一電源P1。

在時間點t0，濾波電路130、升壓電感LB、經由二極體D1以及被導通的第一功率開關S1會形成一能量迴路LP1。因此，升壓電感LB經由能量迴路LP1接收第一電源P1並提供第二電源P2。在第一模式MD1的第一時間區間（時間點t0到時間點t1之間的時間區間），升壓電感LB的升壓電感電流值ILB會上升。在第一模式MD1的第一時間區間，第一電容C1、被導通的第一功率開關S1、串聯電感LS以及換能器PCT。儲存於第一電容C1的電能量會經由一能量迴路LP2被提供至串聯電感LS以及換能器PCT。當升壓電感電流值ILB在時間點t1上升到最大值時，第一功率開關S1依據低電壓準位的第一控制訊號CS1被斷開。

如圖2以及圖3B所示，在時間點t1，第一功率開關S1被斷開，因此濾波電路130、升壓電感LB、二極體D1以及第一功率開關S1的寄生電容PC1會形成一能量迴路LP3。因此，第一功率開關S1的寄生電容PC1會儲存第二電源P2的電能量。此時，升壓電感電流值ILB開始下降。在第一模式MD1的第二時間區間（時間點t1到時間點t2之間的時間區間），第一電容C1、第一功率開關S1的寄生電容PC1、串聯電感LS以及換能器PCT會形成能量迴路LP4。儲存於第一電容C1以及串聯電感LS的電能量會經由能量迴路LP4被提供電能量給第一功率開關S1的寄生電容PC1以及換能器PCT。因此，第一功率開關S1的第一端（汲極）與第二端（源極）之間的電壓差VDS1會逐漸上升。在第一模式MD1的第二時間區間（時間點t1到時間點t2之間的時間區間），第二功率開關S2的寄生電容PC2、串聯電感LS、換能器PCT以及第二電容C2會形成一能量迴路LP5。儲存於串聯電感LS與第二功率開關S2的寄生電容PC2的電能量也會經由能量迴路LP5被提供到第二電容C2以及換能器PCT。因此，第二功率開關S2的第一端（汲極）與第二端（源極）之間的電壓差VDS2會逐漸下降。

如圖2以及圖3C所示，在時間點t2，當功率開關S2的寄生電容PC2的電能量在時間點t2被釋放完畢時，第二功率開關S2的第一端（汲極）與第二端（源極）之間的電壓差VDS2會下降至0伏特。第二功率開關S2的本質二極體PD2導通。在第一模式MD1的第三時間區間（時間點t2到時間點t3之間的時間區間），濾波器130、升壓電感LB、第一二極體D1、第一電容C1、第二電容C2以及第二功率開關S2的本質二極體PD2會形成一能量迴路LP6。第二電源P2的電能量會經由能量迴路LP6被提供至第一電容C1以及第二電容C2。升壓電感電流值ILB會持續下降。串聯電感LS、換能器PCT、第二電容C2以及第二功率開關S2的本質二極體PD2會形成一能量迴路LP7。串聯電感LS所儲存的電能量會經由能量迴路LP7被提供至換能器PCT。升壓電感電流值ILB在時間點t3時下降至0安培。

如圖2以及圖3D所示，在時間點t3，升壓電感電流值ILB下降至0安培時，驅動裝置100依據第二控制訊號CS2導通第二功率開關S2，並由第一模式MD1轉換到第二模式MD2。第二功率開關S2的控制端（閘極）與第二端（源極）之間的電壓差VGS2會是高電壓準位。第二功率開關S2的第一端（汲極）與第二端（源極）之間的電壓差VDS2會維持於低電壓準位。此時，由於升壓電感電流值ILB為0安培，升壓電感LB在等校上為非導通狀態。因此，升壓電感LB在時間點t3開始不提供第二電源P2，驅動裝置100在時間點t3進行了零電壓切換以降低第一模式MD1轉換到第二模式MD2的切換損失。在第二模式MD2的第一時間區間（時間點t3到時間點t4之間的時間區間），第二電容C2、換能器PCT、串聯電感LS以及被導通的第二功率開關S2會形成一能量迴路LP8。第二電容C2所儲存的電能量會經由能量迴路LP8被提供到換能器PCT以及串聯電感LS。

順帶一提，依據升壓電感電流值ILB的下降速度，時間點t3可能會接近於時間點t2。

在此應注意的是，在第一模式MD1中，串聯電感LS的串聯電感電流值ILS大於0。在第二模式MD2中，串聯電感LS的串聯電感電流值ILS小於0。也就是說，諧振電路120所儲存的電能量在第一模式MD1中流經換能器PCT的電流方向與在第二模式MD2中流經換能器PCT的電流方向相反。

如圖2以及圖3E所示，在時間點t4，驅動裝置100依據第二控制訊號CS2斷開第二功率開關S2。第一功率開關S1的寄生電容PC1、第一電容C1、換能器PCT以及串聯電感LS會形成一能量迴路LP9。儲存於串聯電感LS以及第一功率開關S1的寄生電容PC1的電能量會經由能量迴路LP9被提供至第一電容C1以及換能器PCT。串聯電感LS、第二功率開關S2的寄生電容PC2、第二電容C2以及換能器PCT會形成一能量迴路LP10。儲存於第二電容C2以及串聯電感LS的電能量會被提供至第二功率開關S2的寄生電容PC2以及換能器PCT。當儲存於第一功率開關S1的寄生電容PC1的電能量在時間點t5被釋放完畢（電壓差VDS1下降到0伏特）時，第一功率開關S1的本質二極體PD1被導通。

如圖2以及圖3F所示，由於第一功率開關S1的本質二極體PD1被導通，因此串聯電感LS、第一功率開關S1的本質二極體PD1、第一電容C1以及換能器PCT會形成一能量迴路LP11。儲存於串聯電感LS的電能量會經由能量迴路LP11被提供至第一電容C1以及換能器PCT。當第一功率開關S1在時間點t6依據第一控制訊號被導通，藉以使第二模式MD2轉換到第一模式MD1，升壓電感LB在第一模式MD1中會回到導通狀態。接下來，回到圖2以及圖3A所示的實施內容。

順帶一提，藉由時間點t6可以被提前或延後以調整升壓電感LB導通的時間長度，從而使功率因數被修正。也就是說，時間點t6可以是等於時間點t5或晚於時間點t5。因此，基於時間點t3、t6的調整，第一功率開關S1的工作週期以及第二功率開關S2的工作週期的至少其一會小於50%。由此可知，驅動裝置100使升壓電感LB在等效上被操作在不連續導通模式下，能夠使得驅動裝置100具有修正功率因數以及降低驅動電路在高頻操作下的切換損失的效果。

綜上所述，本發明的驅動裝置藉由升壓電感在等效上被操作在不連續導通模式下，使得驅動裝置會具有修正功率因數的效果。此外，驅動裝置由第一模式切換到第二模式時會發生零電壓切換，從而降低切換損失。

雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許的更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。

100：驅動裝置 110：整流電路 120：諧振電路 130：濾波器 C1：第一電容 C2：第二電容 CF：濾波電容 CS1：第一控制訊號 CS2：第二控制訊號 D1：第一二極體 D2：第二二極體 ILB：升壓電感電流值 ILS：串聯電感電流值 LB：升壓電感 LF：濾波電感 LP1~LP11：能量迴路 LS：串聯電感 MD1：第一模式 MD2：第二模式 P1：第一電源 P2：第二電源 PC1：第一功率開關的寄生電容 PC2：第二功率開關的寄生電容 PCT：換能器 PD1：第一功率開關的本質二極體 PD2：第二功率開關的本質二極體 S1：第一功率開關 S2：第二功率開關 t：時間 t0、t1、t2、t3、t4、t5、t6：時間點 VAC：外部電源 VDS1：第一功率開關的第一端與第二端之間的電壓差 VDS2：第一功率開關的控制端與第二端之間的電壓差 VGS1：第一功率開關的控制端與第二端之間的電壓差 VGS2：第二功率開關的控制端與第二端之間的電壓差

圖1是依據本發明一實施例所繪示的驅動裝置的電路示意圖。 圖2是依據本發明一實施例所繪示的操作時序圖。 圖3A至圖3F分別是依據本發明一實施例的驅動裝置的多個模式的等效電路示意圖。

100：驅動裝置 110：整流電路 120：諧振電路 130：濾波器 C1：第一電容 C2：第二電容 CF：濾波電容 CS1：第一控制訊號 CS2：第二控制訊號 D1：第一二極體 D2：第二二極體 PCT：換能器 LB：升壓電感 LF：濾波電感 LS：串聯電感 P1：第一電源 P2：第二電源 S1：第一功率開關 S2：第二功率開關 VAC：外部電源

Claims (9)

1. 一種驅動裝置，適用於驅動一換能器，包括：一升壓電感，經配置以在第一模式經由該升壓電感的第一端接收一第一電源，並經由該升壓電感的第二端提供一第二電源；一整流電路，耦接於該升壓電感的第二端，經配置以限制該第二電源的傳遞路徑；以及一諧振電路，耦接於該換能器以及該整流電路，經配置以在該第一模式儲存來自於該第二電源的一儲存電能量，使該升壓電感在一第二模式不提供該第二電源，並在該第一模式以及該第二模式藉由該儲存電能量驅動該換能器，其中該第一模式以及該第二模式交替被操作，其中該諧振電路包括：一第一功率開關，該第一功率開關的第一端經由該整流電路耦接至該升壓電感的第二端，該第一功率開關的控制端用以接收一第一控制訊號；一第二功率開關，該第二功率開關的第一端耦接於該第一功率開關的第二端，該第二功率開關的第二端用以耦接於一參考低電位，該第二功率開關的控制端用以接收一第二控制訊號；以及一串聯電感，該串聯電感的第一端耦接於該第一功率開關的第二端，該串聯電感的第二端耦接於該換能器的電源電極的其中之一，其中當該第一電源流經該升壓電感所產生的電流值上升到最 大電流值時，該諧振電路依據該第一控制訊號斷開該第一功率開關。
2. 如申請專利範圍第1項所述的驅動裝置，其中該諧振電路還包括：一第一電容，該第一電容的第一端耦接於該第一功率開關的第一端，該第一電容的第二端耦接於該換能器的電源電極的其中另一；以及一第二電容，該第二電容的第一端耦接於該第一電容的第二端，該第二電容的第二端用以耦接於該參考低電位。
3. 如申請專利範圍第2項所述的驅動裝置，其中該第一功率開關的工作週期以及該第二功率開關的工作週期的至少其一小於50%。
4. 如申請專利範圍第2項所述的驅動裝置，還包括：一濾波器，經配置以接收一外部電源，並且濾除該外部電源的雜訊以提供該第一電源。
5. 如申請專利範圍第4項所述的驅動裝置，其中該濾波器包括：一濾波電感，該濾波電感的第一端用以作為連接至該外部電源的電源腳位的其中之一，該濾波電感的第二端耦接於該升壓電感的第一端，其中該濾波電感的第二端被作為該濾波器的輸出端；以及一濾波電容，該濾波電容的第一端耦接於該升壓電感的第一 端以及該濾波電感的第二端，該濾波電容的第二端用以作為連接至該外部電源的電源腳位的其中另一，該濾波電容的第二端還耦接於該第一功率開關的第二端。
6. 如申請專利範圍第2項所述的驅動裝置，其中該整流電路包括：一第一二極體，該第一二極體的陰極耦接於該第一功率開關的第一端，該第一二極體的陽極耦接於該升壓電感的第二端；以及一第二二極體，該第二二極體的陰極耦接於該第一二極體的陽極，該第二二極體的陽極耦接於該參考低電位。
7. 如申請專利範圍第1項所述的驅動裝置，其中在該第一模式中，當該第一電源流經該升壓電感所產生的電流值下降到0安培時，該驅動裝置依據該第二控制訊號導通該第二功率開關，並由該第一模式轉換到該第二模式。
8. 如申請專利範圍第1項所述的驅動裝置，其中在該第二模式中，當該第一功率開關的寄生電容所儲存的電能量被釋放完畢時，該驅動裝置依據該第一控制訊號導通該第一功率開關以由該第二模式轉換到該第一模式。
9. 如申請專利範圍第1項所述的驅動裝置，其中：該儲存電能量在該第一模式中流經該換能器以及該串聯電感的電流方向與該第一模式中流經該換能器以及該串聯電感的電流方向相反。

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