CN103875314A - 谐振变换器的控制方法及控制器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种控制谐振电能变换器运行的方法和依此方法运行的控制器。一种控制谐振电源变换器的电源输出的方法，所述谐振电源变换器包括供电电压第一开关和第二开关(S1、S2)、谐振电路；所述第一开关和第二开关串接于一对供电电压线之间；所述谐振电路连接到第一开关与第二开关之间的节点及输出端；该输出端可连接至输出电子负载；所述谐振电路包括电感与电容；所述方法包括：闭合第一开关(S1)，以开始第一导通时间间隔；设置第一电平(902)；设置第一时间区间；以及在所述电容上的电压(901)与所述第一电平(902)交叉时，以及自第一开关闭合开始的时间超过第一时间区间(904)时，打开第一开关(S1)以结束第一导通时间间隔。

Description

谐振变换器的控制方法及控制器
技术领域
本发明涉及一种控制谐振电能变换器运行的方法和依此方法运行的控制器。
背景技术
气体放电照明正变得越来越普及。由于气体放电照明相比于传统的白炽灯照明而言在电能消耗上具有优势，其发展的前景较好。然而，相比于白炽灯照明而言，气体放电照明需要不同种类的供电电源。图1所示的是一种基本的荧光灯驱动器100的框图。交流输入端101与整流器102相连，整流器102向存储电容器103提供整流信号。在每个半周期内交流输入的峰值电压附近，电能被储存在存储电容器103中。镇流器电路104利用开关信号驱动半桥开关电路105，半桥开关电路105驱动谐振电路106，谐振电路106连接到灯具107。
紧凑型荧光灯(CFL)可以作为现有的白炽灯的直接置换，其所面临的挑战是所有为驱动灯泡所需的元件以及荧光灯本身(例如图1中102-107的元件)需要被集成在不大于现有白炽灯泡的尺寸中。
由于电源条件的不同，荧光灯通常不可调节，这相比于传统的白炽灯照明而言是一种不利因素。从而，存在着可调解决方案的需求。此外，随着使用的增加，对于荧光灯的功率因数的要求也逐渐提升。荧光灯的功率因数通常不是纯电阻负载性的，其倾向于表现为无功功率因数。
现有的荧光灯驱动器的解决方案使用频率来控制送至灯具107的电能，其利用了电能在谐振变换器电路中转移时随频率的变化。由于荧光灯具有非均匀阻抗特性的特点，频率控制存在稳定性方面的问题，特别是在调节至低电平时。由于这种特性派生于确定频率控制回路的环路增益的阻抗，其会使得电能输出的控制出现问题，在Deng等人的"NegativeIncremental Impedance and Stability of Fluorescent Lamps"，Applied PowerElectronics Conference and Exposition1997(APEC’97)，1997年2月23日-27日，第1050-1056页，vo1.2中讨论了这个问题，其中说明了由于CFL的灯具特性(源于其稳态电压-电流曲线的负斜率)而导致电压源的工作引起的变换器输出的不稳定。利用一系列阻抗或灯具电流对频率控制输入的反馈，可以获得稳定性。但在实际应用中，对于各类不同的灯具而言，在其整个可调区间内定义此类反馈的合理条件是非常困难的。另外一种控制方法利用了时间区间电压的半周期内一个半桥中的开关元件的导通时间与同一个半周期内一个二极管的导通时间之差。
在点火时，灯具电阻的变化会引起谐振变换器开关的体二极管在熄灭时变为正向偏置，从而该谐振回路将工作在一种所谓的电容模式下。从而需要采取措施以迅速改变施加到灯具的输出，使得驱动电路不进入所述电容模式，以使开关元件免受破坏。在常规的控制气体放电灯具的电源的方法中，常通过将频率瞬间推高的频率控制方法来避免电容模式的出现。尽管由于推高频率会导致输出电能下降进而引起灯具熄灭，但这种方法有助于减弱上述问题。通过将变换器的工作频率保持在所述电容模式区域的“安全”一侧，可以使谐振电源在保持最大电能的情况下避免进入电容模式。这可以通过在电流变为0之前将一个导通的开关关断，从而保留足够的电能以获得对相反开关的软开关动作。该相反开关也可避免在电流方向不对时闭合。这一操作使得前一导通开关的体二极管的充电过程避免不受控地开启，彼种不受控开启可以破坏该开关。
对于气体放电灯具而言，功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)是另外一个需要解决的问题，尤其是对于25W以上的CFL应用(根据欧洲电源制造商协会发布的谐波电流发射指引，EN61000-3-2，2010年11月8日)。对于CFL装置而言，需要使用其他的电路来改善其功率因数。优选地，使用单级解决方案，以减小成本和装置的整体尺寸。此类解决方案的一个好处是其利用了数量较小的元器件，部分情况下具有较高的效率。不好的地方是，工作频率用于调节送至灯具的电能，其在功率因数校正阶段和谐振阶段的效应不同，从而控制起来比较困难。图2a和图2b所示的分别是在有变压器和无变压器的情况下利用谐振变换器驱动气体放电灯具211的电路示例。图2a所示的是一种利用无桥升压的电路结构，如利用供电电压Vs直接为灯具211供电；而图2b所示的是一种具有1∶n变压器212的电路结构，其将供电电压Vs变压为一个不同的电压水平。这种电路结构通过相同的开关S1、S2将半桥驱动器与功率因数校正功能相结合起来。向气体放电灯具211所提供的电能可以通过对称设置的、开关机制设为50％占空比的第一开关S1和第二开关S2进行控制，从而改变其开关频率。
图3、4和图5中示意了其他相似的用于驱动气体放电灯具的单级PFC结构。图3所示的是一种单级PFC电子镇流器。图4所示的是一种单级交错并联PFC电子镇流器。图5所示的是一种单级临界导通模式PFC电子镇流器。上述以及此类其他的电路及其工作原理在FengfengTao的"Advanced High-Frequency Electronic Ballasting Techniques for GasDischarge Lamps"，Virginia Polytechnic Institute and State University,2001进行了描述，该文章通过引用结合在本文中。
当调节气体放电灯具及维持开关机制为50％的占空比时，可能会出现不稳定的因素，尤其是在调节到低电平时。尽管驱动信号的直流分量可能为0，对于气体放电灯具的非对称控制可能引致气态媒质(如在常用的荧光灯中的汞)离子的聚集区向某一电极的缓慢移动，从而削低灯具的寿命。因此，在现有的解决方案中，50％的占空比较为优选。对于这些问题，美国专利6445140和美国专利6385068中提出了一些解决措施，在这些利用了非对称开关机制的情况下，在连续时间区间内将这些非对称进行了扭转，从而阻止了离子聚集区向某一电极移动。这些解决方案的问题在于：实施不同的开关机制需要耗费较多的资源。
如图2至图5所示的单级升压结构的弱点在于在进行电源的调节时，只有工作频率是可调节的，从而得到的功率因数校正和谐振表现也各有不同。在调节至较低水平时，总线电压可能会显著上升。另外一个不利之处在于，在对称占空比的情况下，电源电压可能将会达到供电的市电电压峰值的2倍之多，从而限制了这类升压电路在低市电电压环境下的应用。
对于单级PFC谐振变换器的非对称控制可用于抑制总线电压，并扩展调节范围，例如在Tao(如上所述)所描述的例子中，图6a和图6b取自该文。图6a是一种单级PFC谐振变换器的示意图，图6b是该谐振变换器在一个开关周期内的电压与电流信号图。开关周期的循环是有变的，从而开关S1的导通时间长于开关S2的导通时间，以改变流经灯具的输出电流。该电路工作的进一步详细信息记载在Tao一文的3.4.3部分。
非对称控制可用于在不改变工作频率的情况下改变谐振变换器的输出电能，这是由于其在一个较低的工作周期内的基波含量较低。进而，这导致输出电流的幅度较小，从而电能较低。然而，非对称控制可能导致在较低的调节水平时软开关行为的损失，进而产生其他额外的损耗和电磁干扰问题。在Tao一文中也有关于此部分的描述。
除了气体放电灯具之外，单级PFC谐振转换器还可被用于提供直流输出电压，例如在电源适配器的应用上。在这类应用中，可以使用一种LLC结构。通过将谐振回路进行置换，可以将上述的单级结构转换为AC-DC变换器。以下在图7a-7c中描述。图7a表示的是图2a中电路的谐振回路和灯具；图7b、图7c表示的相比于图2a可选的谐振变换器电路，其利用了一个N∶1的变压器，并在该变压器的输出端包括整流二极管和一个平滑电容器，用于提供整流的直流输出。在这种电路中，可以在两种方式中任选一种方式包括谐振电容Cs，即如图7c所示的与输入端的电感Ls、Lm串联或者如图7b所示的以两个Cs/2电容分置于总线电压与地之间。其他可能的变换也可使用，例如将谐振电容置于主电流通道中的不同位置，如与半桥节点串联。此类LLC类型的变换器的工作原理在WO2005/112238、WO2009/004582和WO2009/098640中亦有描述。
本发明的目的是解决上述的一个或多个问题。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供一种控制谐振电源变换器的电源输出的方法，所述谐振电源变换器包括供电电压第一开关和第二开关(S1、S2)、谐振电路；所述第一开关和第二开关串接于一对供电电压线之间；所述谐振电路连接到第一开关与第二开关之间的节点及输出端；该输出端可连接至输出电子负载；所述谐振电路包括电感与电容；所述方法包括：
闭合第一开关，以开始第一导通时间间隔；
设置第一电平；
设置第一时间区间；以及
在所述电容上的电压与所述第一电平交叉、且自第一开关闭合开始的时间超过第一时间区间时，打开第一开关以结束第一导通时间间隔。亦即，该第一开关在电容上的电压与所述第一电平交叉时所定义的时刻打开，但仅在自第一开关闭合开始的时间超过第一时间区间时。
本发明的好处在于将第一电平与第一时间区间这两个指标结合起来，只有在两个指标都满足时才结束第一导通时间间隔，从而在变换器工作期间提供了一种对于其所变换的电源之外的控制其可以改善对于输出电能的控制，特别是在低电压情况下。尽管本发明还可以用于除气体放电灯具之外的其他需要提供直流输出用以驱动电抗性负载的应用，本发明在调节气体放电灯具时特别有优势。
所述第一时间区间可以长于所述谐振电路的谐振时间。亦即，该第一时间区间可以是大于1/f的，其中f是谐振电路和工作谐振频率，其通常由谐振电路的LC组合来定义，该谐振电路包括电感与电容，但变压器中不包括任何磁化电感。所述电路从而可以在所述电容上的电压与所述第一电平第一次交叉点后结束第一导通时间间隔，并将导通时间间隔延伸直至后续该电压与第一电平交叉的点。由此带来的结果是，在第一导通时间间隔内所转换的电能减小。
在优选的实施方式中，所述谐振电源变换器包括单级PFC谐振结构。其好处在于，可以在PFC阶段和谐振阶段的变换电能之间产生匹配，特别是在低电能输出水平时。从而，该谐振电源变换器可以在一个较宽的电能范围内工作，且总线电压保持在可接受的水平上，并不至于失掉其软开关的功能。
当所述谐振电源变换器形成气体放电灯具的驱动电路时，利用所述电容电压的控制可以使该变换器在深度调节灯具时保持稳定。该灯具在后续的半周期中也可以对称驱动，以阻止不需要的灯具离子迁移。
根据本发明的第二方面，提供一种谐振电源变换器，包括第一开关和第二开关、谐振电路；所述第一开关和第二开关串接于一对供电电压线之间；所述谐振电路连接到第一开关与第二开关之间的节点及输出端；该输出端可连接至输出电子负载；所述谐振电路包括电感与电容；所述谐振电源变换器进一步包括开关控制器，用于在连续的开关周期内控制所述第一开关与第二开关，所述控制第一开关与第二开关是通过：
闭合第一开关，以开始第一导通时间间隔；
设置第一电平；
设置第一时间区间；以及
在所述电容上的电压与所述第一电平交叉时，以及自第一开关闭合开始的时间超过第一时间区间时，打开第一开关以结束第一导通时间间隔。
如同本发明的第一方面所述，所述第一时间区间可以长于所述谐振电路的谐振时间。该谐振电源变换器可以是单级PFC结构的。所述谐振电源变换器可以形成气体放电灯具的驱动电路的一部分。该开关控制器还用于：
闭合第二开关，以在第一开关打开后开始第二导通时间间隔；
设置第二电平；
设置第二时间区间；以及
在所述电容上的电压与所述第二电平交叉时，以及自第二开关闭合开始的时间超过第二时间区间时，打开第二开关以结束第一导通时间间隔。
本发明的实施方式可以在包括图2-7的结构的谐振电源变换器中使用，其中利用开关控制器来提供操控第一开关和第二开关所需的信号，所述第一开关和所述第二开关是根据预设的电压水平和时间水平来操控的，所述预设的电压水平和时间水平由所需的输出电能确定，并响应于取自感应电容两端的信号而工作，该感应电容例如图2a和图2b中的电容器Cs。
附图说明
以下将结合附图对于本发明的实施方式进行进一步描述。
图1是一种气体放电灯具驱动电路的结构框图；
图2a和图2b是气体放电灯具驱动电路的电路图；
图3至图6是各种单级PFC谐振变换器气体放电灯具驱动电路的可选实施方式的电路图；
图7a是图2a中的电路图中的谐振回路和灯具部分的电路图；
图7b是第一种可选的谐振变换器的电路图；
图7c是第二种可选的谐振变换器的电路图；
图8是在一个半周期内输出电流与输入干线电压的波形对比示意图；
图9是一种实施方式的气体放电灯具镇流器在50％占空比及第一电能水平下的电压及电流波形图；
图10是一种实施方式的气体放电灯具镇流器在50％开关占空比及第二电能水平下的电压及电流波形图；
图11是一种实施方式的具有第一最小等候时间的气体放电灯具镇流器在开关时间间隔开始及结束之间的电压及电流波形图；
图12是一种实施方式的具有第二等候时间的气体放电灯具镇流器在开关时间间隔开始及结束之间的电压及电流波形图；
图13是LLC变换器在非对称开关周期内的电流和电压波形图；
图14和图15是电源变换器在对称模式下工作时在导通时间间隔内的电流与电压波形图；
图16和图17是电源变换器在导通时间间隔内包括电能转储间隔时工作的电流与电压波形图；从及
图18是电源变换器在每个时间区间内都包括多个电能变换周期时工作的电流与电压波形图。
具体实施方式
根据本发明的实施方式，变换器工作于一种模式，在该模式下，变换器自干线电源中送出一个近乎正弦的电流，从而具有较高的功率因数，同时将输出电能控制在较宽的范围内。这是通过利用两个互相独立的变量来控制输入电能而实现的。第一个变量定义每个开关周期中的变换电能；而第二个变量定义重复时间。从而，变换功率是由每周期电能除以重复时间来决定的。
对于依照50％的占空比工作的谐振变换器而言，在给定的输入和输出电压下，频率与电能的关系敏感于频率的微小变化。在LLC变换器近乎工作于连续电流模式(CCS)时(亦称为负载独立点)，理论上在稳态下只有一个工作频率，这种情况尤为明显，在稳态下该变换器可以输出全范围的电能。
对于功率因数校正(PFC)而言，如果是在给定的输出电压、给定的工作频率下根据非连续电流模式工作，则输出电流是三角波形，其峰值与瞬时干线电压成比例，且与一导通时间成比例，在该导通时间内，PFC电流建立。以上如图8所示，其中，为方便描述，PFC电流的时间范围被放大了。
由于谐振变换器的频率和电能之间的陡峭关系，当工作于50％占空比的模式时，谐振变化器几乎全部定义了该导通时间。利用该导通时间进行PFC以及假定一个重复时间，可直接得到PFC在干线电压周期的半周期内所传送特定的电能。该电能从而直接定义谐振变换器的电能。这样，第一变量(每周期的变换电能)的水平就被定义出来了。对于如图2和图3所示的那些PFC升压类型的变换器来说，PFC每周期所变换的电能也与干线电压Vmains(t)的平方成比例。因为在一个干线周期内，PFC比谐振变换器的变换电能的变化要大，所以在干线电压周期内，利用每周期的平均转换电能可以更精确地定义转出电能。
第二个变量的时间区间可以用于进一步地调整电能水平。当PFC和谐振变换器的转变电能水平都保持不变时，如果增加重复时间，两个变换电能都将保持匹配。这将会使得对于不同的负载而言干线电压Vbus都保持不变，从而相比于其他解决方案而言更有优势。
当应用在气体放电灯具镇流器时，图9和图10展示了对于灯具镇流器而言如何设定该第一个变量(对应于每周期的转换电能)，在此情况下在谐振电容上施加一个电压用于控制开关的时间。图9中的上图显示的是在谐振电容上的电压V(vcr)901。在本实施方式中，每周期的转换电能通过V(vcr)在每个开关导通时间间隔的开始和结束之间的电压差deltaV来确定。变量V(vcrhnext)902和变量V(vcrlnext)903被用来确定该电压差。一旦deltaV大于某一设定点，如当V(vcr)与V(vcrhnext)或V(vcrlnext)交叉时，相应的导通周期的导通开关关闭，从而下一个半周期开始。在图9的例子中，deltaV设为10V；而在图10的例子中，deltaV设为20V(请注意两幅图中的比例不相同)。通过感测与灯具串联的电容器上的电压的直流分量，以及在该直流分量与预定值(对于50％占空比的工作而言等于Vbus/2)不相等时改变每个相反半周期的deltaV，可以得到50％的开关占空比。
图9与图10所示的曲线同时示出了V(gh)904和V(g1)905的波形，其分别对应于上开关与下开关的开关时间间隔。在本实施方式中，最小等待时间设为小于V(vcr)与V(vcrhnext)902或V(vcrlnext)903交叉的条件满足所需的时间。由此得到的基础电流由电压波形V(iprim)906来表示，而灯具电流907为正弦波形。在半桥节点上第一开关与第二开关之间的电压V(vhb)908是具有等于半周期的期间的方波。
将第二个变量以所述最小等待时间的形式进行扩展，并将其与由第一deltaV变量定义的第一指标结合使用时，所得到的电压和电流波形图如图11和图12所示。
如图11所示，V(vcr)901中该上开关应被关断的水平是由信号V(vcrhnext)902决定的。图11中V(vcr)901与V(vcrhnext)交叉的时刻是在t＝459ms(点1101处)及t＝471ms(点1102处)。在图11所示的情况下，最小等候时间间隔大于V(vcr)901第一次与V(vcrhnext)902交叉所需的时间。利用两个两个指标，在t＝459ms的第一点1101时开关将不允许关断，但在如t＝471ms的第二点1102时，V(vcr)901在上升时再一次与V(vcrhnext)902交叉，则允许判断。
由于测得deltaV的电容器与谐振回路串联，且输入到谐振回路的电能是由上开关的导通时间间隔内的电压差deltaV决定的，所以每周期的转换电能仍保持恒定。在每个半周期内输入到具有电容C的谐振回路的电能W是由下式确定的：
W＝C*deltaV*Vbus
由于在t＝459ms的点1101和t＝471ms的点1102处，deltaV是相同的，每周期的电能也相同。
由于从电压供应线路到谐振回路的电能转换基于此而确定，因此输入到谐振回路的电能只能被送到负载或在谐振回路内部耗散。
图12所示的是与图11具有相同的每周期电能设定的电压与电流波形图，但图12具有更长的最小等候时间，因此可以得到低一些的变换电能水平。
根据回路的固有谐振和每周期的恒定电能设定要求，每个导通时间间隔的开始和结束时间区间只能离散地调整，并不是所有的时候都能够以所需的重复时间输出所需的电能。从而，可以通过允许系统在特定占空比之下两个相近的电能水平之间切换，以输出所需的电能。例如，如果所需的电能水平是在两个相邻的有效时间内得出的电能水平之间，谐振变换器可以在连续的开关周期中在第一较短时间区间和第二较长时间区间之间切换。在其他情况下，若所需的电能水平距一个较高的电能水平比距离另一个相邻的较低电能水平更近，则谐振变换器可以较多的周期内工作于该较高的电能水平，而在较小的周期内工作于该较低的电能水平，从而整体的平均电能水平更接近该较高的电能水平。
在需要直流输出电压的情况下，优选地使用LLC结构。在例如WO2005/112238、WO2009/004582或WO2009/098640中，有关于LLC变换器的工作模式的描述，其通过引用结合在本文中。此类LLC变换器也可以利用前述每周期的变换电能和重复时间来进行控制。在部分模式下，在一个开关周期内，所述开关中的一个可以被多次开或合。这将会对变换器的PFC产生影响，但利用前述两个变量来控制LLC变换器的原理仍将适用。如图13所述的模式是不对称的，因为基础电流202在很小的时间间隔内从最小低升高至最大值，但从最大值下降到最小值却需要较长的时间间隔。从而，输出电流204也是不对称的，并且只在次级二极管中的一个导通时才会流过。
图14表示的是WO2009/004582中的一种对称模式工作，其中，基础电流Iprim在上开关导通的时间间隔(在间隔1401内Vhb为高)内的变化与在下开关导通的时间间隔(在间隔1402内Vhb为低)的头一部分内的变化相对称。信号Vcap定义为Vhb-Vcr，即在所述开关之间的节点上的电压与谐振电容上的电压之差，其等于变压器的原边绕组的电压，即如图7c的示例中在电感Ls和Lm上的电压。尽管两个开关的导通时间不相同，但相等的时间间隔1401和1402表明了其工作于对称模式。在下一开关周期前，基础电流Iprim还包括整数个谐振区间。每周期的转变电能W如前述的照明镇流器应用中一样，由下式定义：
W＝C*deltaV*Vbus
基中，deltaV是在谐振电容上的电压在导通时间间隔开始和结束时的差。
对于所述工作模式而言，每周期的变换电能和重复时间都可以单独设定，从而其工作模式也可以与以上所述的用于灯具驱动镇流器的应用的相似。
如图15所示，在WO2009/098640还描述了一种对图14所示的工作模式所进行的扩展。其中，在一个振铃周期内包括了覆盖间隔32、34、36、20的时间间隔，其间两个开关均关断。该额外的模式提供了将谐振回路中多余电能存储在谐振电容器中的可能性，从而谐振回路中充分地无电流。该模式的好处在于，通过改变间隔36且与图14相比因振铃磁化电流而不存在耗散，可以连续地改变周期时间。在间隔36(和20)之后，电能被存储回磁电感(间隔22)中，而在间隔36之间的原始状态被恢复。该子间隔将会引入一个开关的额外的开和关(在本实施方式中为低开关)。
单级谐振变换器的PFC部分可用于处理上述问题，因为在间隔24中半桥节点为高电平从而PFC的初级行程出现(假设干线电压是在正的半周期中)，将电量由干线存储到PFC电感，在间隔26-34之间电能由PFC电感存储到谐振部分的Vbus电容上。在间隔36(和20)中，两个开关都关断，但在半桥节点中出现多余电压。从而，需要Vbus-Vmains保持小于该多余电压，以防止在间隔36(和20)由于PFC电感带来的不需要的电流而影响到正常的工作。此种情况可以通过定义谐振变换器的工作条件而设定。
在间隔22中，再次开启低开关，但不会使得PFC电感中出现电流。实际地，在该间隔22和其他当两个开关都关断的时候的第二脉冲不会产生额外的影响。
对于无桥PFC变换器，如第2a中所示的例示而言，时间取决于干线电压的标识。从而有必要保持在维持PFC不进入CCM工作所需要的条件下，进一步优选地，该条件下还维持在两个干线半周期之间的对称工作。该无桥PFC可以通过非对称占空比的方式进行控制，开关的时间在相反的干线半周期内被反转。
关于图15所示的WO2009/098640中描述的工作模式的扩展是利用一种所谓的电能转储间隔。该电能转储间隔优选地位于间隔26(对于CCM电能转储)或间隔28(对于DCM电能转储)中的某一个位置，在该电能转储间隔中，低开关在一个短间隔内被关断。这会使得电能被储存在磁化电感中，大大快于储存在谐振电容中。利用这种方式时，间隔28、30、32、34则是可选的。
图16示出的实施方式是“DCM电能转储”模式，在该模式下该低开关(GL)在次级电流结束后的电能转储间隔(t＝14μs)的起始时关断。图16示出的实施方式是“DCM电能转储”模式，在该模式下该低开关(GL)在次级电流结束后的电能转储间隔(t＝14μs)的起始时关断。
对于图16和图17，与单级PFC的结合可以在PFC的次级行程中将半桥电压变为地电平或Vbus(取决于干线电压的标识)。由于Vhb不能上升，这可能会与电能转储间隔相冲突。此时，可以选择利用DCM电能转储，并在开始该电能转储间隔之前包含一个磁化电流的全振铃周期(见图14)。
进一步可选地，可在一个时间区间内包含多个电能转换周期。图18中示出了这种例子(见信号VN(GH)、VN(GL)和VN(VHB))。这种选择可与图13至17中的几种工作模式结合使用。
上述多个电能变换周期允许PFC在一个或多个电能转换周期内根据PFC的输入电压与输出电压的比而工作于CCM。
本发明的实施方式可以用于需要功率因数校正的灯具镇流器应用中。上述实施方式还可应用于带功率因数校正的开关模式供电电源中，例如用作电子设备的适配器。
根据本发明的以上实施方式还可以得到其他可能的实施方式，其均应包括在以下的权利要求中。

Claims (10)

1.一种控制谐振电能变换器的电能输出的方法，所述谐振电能变换器包括第一开关和第二开关(S1、S2)、谐振电路；所述第一开关和第二开关串接于一对供电电压线之间；所述谐振电路连接到第一开关与第二开关之间的节点及输出端；该输出端可连接至输出电子负载；所述谐振电路包括电感与电容；其特征在于，所述方法包括：
闭合第一开关(S1)，以开始第一导通时间间隔；
设置第一电平(902)；
设置第一时间区间；以及
在所述电容上的电压(901)与所述第一电平(902)交叉、且自第一开关闭合开始的时间超过第一时间区间(904)时，打开第一开关(S1)以结束第一导通时间间隔。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：所述第一时间区间长于所述谐振电路的谐振时间。
3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于：所述谐振电能变换器包括单级功率因数校正拓扑结构。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于：所述谐振电能变换器形成气体放电灯具的驱动电路。
5.如先前任一权利要求所述的方法，其特征在于，所述方法包括：在打开第一开关(S1)以结束第一导通时间间隔之后：
闭合第二开关(S2)，以开始第二导通时间间隔；
设置第二电平；
设置第二时间区间(905)；以及
在所述电容上的电压(901)与所述第二电平(903)交叉、且自第二开关闭合开始的时间超过第二时间区间(905)时，打开第二开关(S2)以结束第二导通时间间隔。
6.一种谐振电能变换器，包括第一开关和第二开关(S1、S2)、谐振电路；所述第一开关和第二开关串接于一对供电电压线之间；所述谐振电路连接到第一开关与第二开关之间的节点及输出端；该输出端可连接至输出电子负载；所述谐振电路包括电感与电容；其特征在于，所述谐振电能变换器进一步包括开关控制器，用于在连续的开关周期内控制所述第一开关与第二开关，所述控制第一开关与第二开关是通过：
闭合第一开关(S1)，以开始第一导通时间间隔；
设置第一电平(902)；
设置第一时间区间(904)；以及
在所述电容上的电压(901)与所述第一电平(902)交叉、且自第一开关闭合开始的时间超过第一时间区间(904)时，打开第一开关(S1)以结束第一导通时间间隔。
7.如权利要求6所述的谐振电能变换器，其特征在于：所述第一时间区间长于所述谐振电路的谐振时间。
8.如权利要求6或7所述的谐振电能变换器，其特征在于：所述谐振电能变换器包括单级功率因数校正拓扑结构。
9.如权利要求6至8中任一项所述的谐振电能变换器，其特征在于，所述开关控制器用于：
闭合第二开关(S2)，以在第一开关打开后开始第二导通时间间隔；
设置第二电平(903)；
设置第二时间区间(905)；以及
在所述电容上的电压(901)与所述第二电平(903)交叉、且自第二开关闭合开始的时间超过第二时间区间(905)时，打开第二开关(S2)以结束第二导通时间间隔。
10.一种用于气体放电灯具的驱动电路，其特征在于，所述电路包括如权利要求6至9中任意一项所述的谐振电能变换器。
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