JP2006353049A - 電源装置及び無電極放電ランプ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 回路の簡素化を図れる電源装置を提供する。
【解決手段】 電源装置１は、一つのダイオードで構成さる半波整流回路である変換回路５と、Ｅ級増幅回路７と、を備える。Ｅ級増幅回路７のスイッチング素子Ｑ１のゲートには、１３．５６ＭＨｚの高周波パルスが印加される。外部電源である商用電源３からの５０／６０Ｈｚの交流は、変換回路５で脈流にされる。Ｅ級増幅回路７からは、スイッチング素子Ｑ１において、脈流を変調して生成された、交流（５０／６０Ｈｚ）より周波数が高い変調波が増幅して出力される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、例えば無電極放電ランプの点灯に用いられる電源装置に関する。

電源装置には、ＡＣ−ＡＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータ、高周波電源等の種類があり、目的に応じて利用される。高周波電源で説明すると、例えば無電極放電ランプの点灯に用いられる。無電極放電ランプとは、ランプの近くに巻かれて配置された励起コイルに高周波電力を供給することにより、ランプ内の放電ガスを放電させて点灯するランプである。かかる無電極放電ランプによれば、ランプ内に電極を設ける必要がないので長寿命化を図れる。

ここでいう高周波は、例えば１３．５６ＭＨｚであり、交流電源（５０／６０Ｈｚ）からの交流を基にして発生させる。具体的には、例えば、整流回路、力率制御回路、ＤＣ−ＤＣコンバータ及びＥ級増幅回路等の多くの回路から構成される。

ところで、電源装置のトランジスタとして、一般に、シリコントランジスタが用いられるが、発熱量が少ない等の理由でＧａＮ系化合物トランジスタを用いるものもある（例えば、例えば特許文献１，２参照）。
特開２００１−２２３３４１号公報（図１） 特開２００３−２２９５６６号公報（図３）

本発明の目的は、回路の簡素化を図れる電源装置及びこれを備えた無電極放電ランプ装置を提供することである。

本発明の一態様に係る電源装置は、外部電源から入力した交流を脈流にする変換回路と、前記交流より周波数が高い高周波パルスが印加されるゲートを有するスイッチング素子を含み、前記スイッチング素子で前記脈流をスイッチングして生成された、前記交流より周波数が高く、前記脈流による変調を受けた高周波を出力する増幅回路と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、電源装置の回路の簡素化を図り、回路の損失を低減し効率を改善することが可能となる。

本発明の実施形態について図面を用いて説明する。各実施形態を説明する図において、既に説明した図の符号で示すものと同一又は同等のものについては、同一符号を付すことにより説明を省略する。
［第１実施形態］
図１は、第１実施形態に係る電源装置１の回路構成を示す図である。電源装置１は、外部電源の一例である商用電源３と、変換回路５と、増幅回路の一例であるＥ級増幅回路７と、を備え、Ｅ級増幅回路７の出力で負荷を駆動させる。

商用電源３は、例えばコンセントから得られ、１００Ｖ、５０／６０Ｈｚの交流を供給する。この交流は変換回路５に入力する。変換回路５は、一つのダイオードで構成さる半波整流回路である。変換回路５から出力された脈流は、Ｅ級増幅回路７に入力する。

Ｅ級増幅回路７は、コイルＬとスイッチング素子Ｑ１とが直列接続された直列回路を備える。詳しくは、第１実施形態のスイッチング素子Ｑ１はＭＯＳ(Metal Oxide Semiconductor)トランジスタであり、ＭＯＳトランジスタのドレインがコイルＬの一端と接続されており、コイルＬの他端が変換回路５に接続されている。したがって、コイルＬ側がＥ級増幅回路７の入力となる。Ｅ級増幅回路７は、さらに、スイッチング素子Ｑ１と並列接続されたキャパシタＣ１を備える。ただし、スイッチング素子Ｑ１の接合容量でキャパシタＣ１を置き換えてもよい。この場合、部品点数が減るため小型化及び低コストが図られる。

Ｅ級増幅回路７は、１３．５６ＭＨｚの高周波パルスを生成するゲート駆動回路９を備える。Ｅ級増幅回路７は、コイルとキャパシタとが直列に接続されたＬＣ共振回路１１を備える。ＬＣ共振回路１１の一端は、コイルＬとスイッチング素子Ｑ１との間で、コイルＬとスイッチング素子Ｑ１との直列回路に接続されている。ＬＣ共振回路１１の他端は、Ｅ級増幅回路７の出力となり、負荷に接続される。したがって、Ｅ級増幅回路７からは、スイッチング素子Ｑ１において、脈流をスイッチングして生成された、脈流により変調された交流（５０／６０Ｈｚ）より周波数が高い高周波が増幅して出力される。

上記変調波は高周波なので、商用電源３に流れると商用電源３に悪影響を与えるが、コイルＬにより商用電源３側に流れるのを防止している。商用電源３からの電流は、５０／６０Ｈｚと比較的低く、コイルＬを通過できるため、Ｅ級増幅回路７の動作に問題を生じない。

スイッチング素子Ｑ１であるＭＯＳトランジスタは、耐圧が５００Ｖ以上のものが用いられる。理由は次の通りである。コイルＬの商用電源３側の電圧をＶｄｄとし、ＭＯＳトランジスタのドレイン−ソースとの電位差をＶｄｓとする。商用電源３が１００〜１１０Ｖの単相の交流を供給する場合、Ｖｄｄは１４０〜１６０Ｖ程度となり、さらにＬＣ共振回路１１の共振によるＶｄｓのピーク電圧はＶｄｄに対して２〜３倍に上がる。したがって、Ｖｄｓが５００Ｖ程度になるからである。

電源装置１は、一つのキャパシタからなるローパスフィルタＬＰ１を備える。ローパスフィルタＬＰ１は、変換回路５の出力と接続されている共にコイルＬとスイッチング素子Ｑ１との直列回路と並列に商用電源３に接続される。ローパスフィルタＬＰ１により、Ｅ級増幅回路７のコイルＬの寄生キャパシタンスを介して、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングにより発生するノイズが商用電源３に入力するのを防止している。ＬＣフィルタやπ型フィルタをローパスフィルタＬＰ１に用いてもよい。

ローパスフィルタＬＰ１の遮断周波数は、商用電源３からの交流を通過させると共にＥ級増幅回路７からのノイズを遮断するように設計する。このため、ローパスフィルタＬＰ１のＬやＣは、一般の整流回路に使われる平滑回路のＬやＣに比べて非常に小さくする。例えば、ローパスフィルタＬＰ１をＬＣで構成する場合、π（ＬＣ）^−１／２を、商用電源３の周波数より高く（例えば１０倍以上）、かつＥ級増幅回路７から出力される変調波の周波数より低く（例えば１／１０以下）設定する。

また、ローパスフィルタＬＰ１をＣのみで構成する場合、このＣと、Ｅ級増幅回路７の電源供給端子（コイルＬと変換回路５とを接続する端子）から見た平均インピーダンスＲとで規定されるＣＲ時定数を、商用電源３の交流の周期とＥ級増幅回路７から出力される変調波の周期との間に設定する。ここで、平均インピーダンスＲとは、スイッチング素子Ｑ１の固定されたＶｄｄに対して、コイルＬを流れる電流Ｉ_Ｌの平均電流ＩＡ_Ｌとした場合、Ｒ＝Ｖｄｄ／ＩＡ_Ｌと表される。具体的数値で説明すると、ＣＲ時定数を商用電源３の交流の周期の１０倍以上かつＥ級増幅回路７から出力される変調波の周波数の１／１０以下に設定する。

次に、第１実施形態に係る電源装置１の主な効果を比較形態と比較して説明する。図２は比較形態に係る電源装置１３の回路構成を示す図であり、図１と対応する。電源装置１３が図１の電源装置１と異なるのは、変換回路５の替わりにダイオードブリッジで構成される整流回路１５を設け、整流回路１５とＥ級増幅回路７とが力率制御回路１７及びＤＣ−ＤＣコンバータ１９を介して接続されている点である。

力率制御回路１７は、整流回路１５から出力された脈流の電圧と電流の位相を揃え、力率を１に近づけるために設けられている。ダイオードブリッジ構成の整流回路１５と平滑コンデンサＣにより完全な直流を得ている。スイッチング素子Ｑ１として耐圧２００〜２５０ＶのＭＯＳトランジスタが利用されているため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１９を設けて直流電圧を下げている。力率制御回路１７から出力された直流の電圧は例えば３６０Ｖ程度なので、このままＥ級増幅回路７に供給すると、スイッチング素子Ｑ１が破壊するからである。

以上の構成をした電源装置１３は、次の二つの利点を有する。一つは、Ｅ級増幅回路７から振幅一定の高周波が負荷に出力されることである。もう一つは、Ｅ級増幅回路７に入力する電圧をＥ級増幅回路７が効率良く動作できる電圧に固定できることである。

しかし、比較形態に係る電源装置１３は、ダイオードブリッジ構成の整流回路１５、力率制御回路１７及びＤＣ−ＤＣコンバータ１９という三つの回路を備えているので、以下の欠点を有していた。（１）電源装置１３の電力供給経路に上記三つの回路が存在することにより、大きな電力損失が発生する。（２）電源装置１３が大型化する。（３）上記三つの回路にはそれぞれ電力用半導体素子が１個から数個使われているため、電源装置１のコストが上がる。（４）電源装置１３のシステムが複雑になり信頼性が低下する。

これに対して、図１に示す第１実施形態に係る電源装置１は、力率制御回路１７及びＤＣ−ＤＣコンバータ１９を省略し、変換回路５を一つのダイオードで構成することにより、電源装置１の回路の簡素化を図っている。これにより、電源装置１の電力損失を小さくし、電源装置１を小型化し、電源装置１のコストを下げ、電源装置１の信頼性を向上させている。

第１実施形態に係る電源装置１は、以上のように回路を簡素化しているので、負荷に供給する高周波は振幅が変化する変調波となる。このような変調波であっても、エッチング装置のような半導体製造装置を作動させたり、無電極放電ランプを点灯させたりするのには十分である。

また、電源装置１はＤＣ−ＤＣコンバータ１９を省略しているので、スイッチング素子Ｑ１として、耐圧５００Ｖ以上のＭＯＳトランジスタを用いている。

また、電源装置１は力率制御回路１７を省略しているが、電源装置１の動作上問題とならない。これについて図３及び図４で説明する。図３は第１実施形態に係る電源装置１の変換回路５から出力された脈流の波形図である。図４は第１実施形態に係る電源装置１のＥ級増幅回路７内の電流や電圧の波形図である。図４において、（ａ）は図３の（ａ）で示すＶｄｄの上昇開始付近の波形を示しており、（ｂ）は図３の（ｂ）で示すＶｄｄのピーク付近の波形を示している。なお、Ｉｄｓはスイッチング素子Ｑ１を流れる電流であり、Ｉ_Ｃ１はキャパシタＣ１を流れる電流であり、Ｉｍは変調波の電流であり、Ｖｇはスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加される高周波パルスの電圧である。

図４の（ａ）から（ｂ）を見れば分かるように、Ｖｄｄが上昇すると、これにほぼ対応してＶｄｓのピーク電圧が上昇している。また、Ｖｄｄが上昇すると、これにほぼ対応してＩｄｓ、Ｉ_Ｃ１、Ｉｍのピーク電流が上昇している。商用電源３から見ると、Ｖｄｄの変化に対応して図１のＩ_Ｌが変化するのでインピーダンスが実数で変化しないことになる。以上のことから力率制御回路１７を設けなくても、電源装置１は動作することが分かる。

なお、外部電源からの交流の周波数は、５０／６０Ｈｚに限定されず、１ｋＨｚ以下（例えば４００Ｈｚ）であればよい。また、増幅回路はＥ級増幅回路に限定されず、Ｄ級増幅回路やＦ級増幅回路でもよい。これらは、以下に説明する実施形態にも当てはまる。
［第２実施形態］
図５は、第２実施形態に係る電源装置２１の回路構成を示す図である。電源装置２１が図１の電源装置１と異なるのは、変換回路５をダイオードブリッジ構成にした点である。したがって、図６に示すように、変換回路５からは全波整流された脈流が出力される。これにより、商用電源３からの交流が反転しても正のＶｄｄが発生するので、Ｅ級増幅回路７からは変調波が連続して出力される。

商用電源３から見ると、交流が反転しても、Ｖｄｄの変化に対応して図１のＩ_Ｌが変化するので、電源装置２１の力率を１に非常に近い値にすることができる。力率が１から外れると、無効電力が大きくなるため、Ｅ級増幅回路７より商用電源３側の回路に負荷がかかったり、波形が乱れたりし、結果として、電源装置全体に負荷がかかる。第２実施形態によれば、力率制御回路を設けなくても電源装置２１の力率を１に近い値にすることができる。
［第３実施形態］
第３実施形態では、スイッチング素子Ｑ１としてＡｌＧａＮ／ＧａＮで構成される高電子移動度トランジスタ(High Electron Mobility Transistor:ＨＥＭＴ)を用いている。このようなＧａＮ系化合物半導体で構成されるＨＥＭＴを本明細書ではＧａＮ-ＨＥＭＴと称する。

図７は、Ｓｉ-ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ-ＨＥＭＴのそれぞれのＶｄｓと接合容量との関係を示すグラフである。Ｓｉ-ＭＯＳＦＥＴは、ＭＯＳトランジスタのことである。接合容量とは、ドレイン−ソース間の接合容量とドレイン−ゲート間の接合容量とを加えたものである。

本発明の実施形態ではＤＣ−ＤＣコンバータを設けないので、スイッチング素子Ｑ１の耐圧として５００〜６００Ｖ程度が要求される。Ｓｉ-ＭＯＳＦＥＴの場合、Ｖｄｓが１００Ｖから６００Ｖまでの間でも、Ｖｄｓが上昇すると接合容量が低下する。スイッチング素子Ｑ１の接合容量が変化すると共振回路１１とキャパシタＣ１及び接合容量による回路定数が変化する。したがって、このようなスイッチング素子Ｑ１を組み込んだＥ級増幅回路では回路の共振点が変わり、完全なＥ級動作をすることができず、結果として電力損失が大きくなる。この理由により、図２の比較形態に係る電源装置１３では、完全な直流をＥ級増幅回路７に供給している。

これに対して、第１及び２実施形態で説明したように本発明の実施形態では、変換回路５からの脈流をＥ級増幅回路７に供給しているので、Ｖｄｄの変化は避けることができない。そこで、第３実施形態ではスイッチング素子Ｑ１としてＧａＮ-ＨＥＭＴを用いることにより、Ｖｄｄが変化しても完全なＥ級動作を可能にしている。

詳しくは、図７に示すように、ＧａＮ-ＨＥＭＴの場合、Ｖｄｓが０Ｖから６００Ｖまでの範囲で変化しても接合容量は一定である。したがって、変換回路５からの脈流をＥ級増幅回路７に供給しても、Ｅ級増幅回路７の共振点を固定でき、完全なＥ級動作をさせることができる。

加えて、以下の点からもＶｄｄが変化しても完全なＥ級動作を可能にする。（１）ＧａＮ-ＨＥＭＴはＳｉ-ＭＯＳＦＥＴに比べて抵抗が小さいので、ドレインの出力容量が非常に小さい。（２）ＧａＮ-ＨＥＭＴにＳｉ-ＭＯＳＦＥＴと同じ電流を流す場合、ＧａＮ-ＨＥＭＴはＳｉ-ＭＯＳＦＥＴに比べて接合容量が１０分の１以下になる。（３）ＧａＮ-ＨＥＭＴはピエゾ効果による電荷の発生（２次元電子ガス）による導通であり、Ｓｉ-ＭＯＳＦＥＴのように不純物の多数キャリアによる導通に比べて、接合容量のドレイン電圧による変化が少ない。

以上説明したように、第３実施形態によればスイッチング素子Ｑ１としてＧａＮ-ＨＥＭＴを用いているので、１０ＭＨｚ以上の変調波を低損失で出力することが可能となる。

なお、第１及び第２実施形態のようにスイッチング素子Ｑ１としてＭＯＳトランジスタを用いる場合、ＧａＮ-ＨＥＭＴを用いる場合に比べて、スイッチング素子Ｑ１に並列接続されるキャパシタＣ１の容量を１００倍以上にすれば、電源装置を効率良く動作させることが可能となる。
［第４実施形態］
図８は、第４実施形態に係る電源装置３１の回路構成を示す図である。コイルＬの商用電源３側の電圧であるＶｄｄをセンスして、スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加する高周波パルスを制御する制御回路３３を含む。

制御回路３３は、ゲート駆動回路９及び電圧センス回路３５で構成される。電圧センス回路３５は、抵抗Ｒ１と可変抵抗Ｒ２で構成される直列回路を備える。この直列回路の抵抗Ｒ１側が変換回路５の出力と接続され、可変抵抗Ｒ２側が電圧可変の直流電源と接続されている。この直流電源で電圧オフセットが調整される。可変抵抗Ｒ２により、変調率が調整される。可変抵抗Ｒ２と並列にノイズ防止用のコンデンサが接続されている。

抵抗Ｒ１，Ｒ２で分割された電圧は、抵抗Ｒ３で電圧降下されて比較電圧Ｖｃｏｍｐとなる。比較電圧Ｖｃｏｍｐは、差動コンパレータ３７の一方の入力端子に入力し、他方の入力端子にはキャリア信号ＣＳが入力する。差動コンパレータ３７の出力端子は、ゲート駆動回路９の入力端子に接続されている。

図９に示すように、差動コンパレータ３７において、比較電圧Ｖｃｏｍｐはキャリア信号ＣＳの電圧と比較される。比較電圧Ｖｃｏｍｐ＜キャリア信号ＣＳの電圧の場合、差動コンパレータ３７から「Ｌ」信号が出力され、逆の場合、「Ｈ」信号が出力される。

ゲート駆動回路９は、差動コンパレータ３７からの信号を電圧増幅して、高周波パルスを生成する。具体的には、差動コンパレータ３７から「Ｌ」信号が出力された場合、ゲート駆動回路９から出力される高周波パルスが、スイッチング素子Ｑ１のゲートのしきい値より小さくなるように調整されている。一方、差動コンパレータ３７から「Ｈ」信号が出力された場合、ゲート駆動回路９から出力される高周波パルスが、スイッチング素子Ｑ１のゲートのしきい値より大きくなるように調整されている。

制御回路３３の原理を説明する。Ｖｄｄが低くなると比較電圧Ｖｃｏｍｐが小さくなるので、比較電圧Ｖｃｏｍｐ＜キャリア信号ＣＳの電圧の期間が長くなる。したがって、差動コンパレータ３７からの「Ｌ」信号の期間が長くなる。これにより、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間が長くする。一般に、スイッチング素子はドレイン電圧Ｖｄｃが低くなると接合容量が大きくなるので、オフ期間のドレイン電圧の変化が遅くなるため、Ｖｄｄが低い場合にはオフ期間長くして、ドレイン電圧の変化の遅れに合わせる必要がある。

一方、Ｖｄｄが最適値より大きくなると比較電圧Ｖｃｏｍｐが大きくなり、比較電圧Ｖｃｏｍｐ＜キャリア信号ＣＳの電圧の期間が短くなる。よって、差動コンパレータ３７からの「Ｌ」信号の期間が短く（「Ｈ」信号の期間が長く）なる。以上のように、第４実施形態によれば、ドレイン電圧の変化のスピードが、Ｖｄｄによって変化することを補正することができ、電源装置３１の電力損失やノイズを小さくすることができる。
［第５実施形態］
図１０は、第５実施形態に係る電源装置４１の回路構成を示す図である。電源装置４１は、スイッチング素子Ｑ１としてＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)を用いている。ＩＧＢＴはトランジスタとしての機能に加え、ダイオードと同様に一方向にしか電流を流さない機能を有する。したがって、ＩＧＢＴは、商用電源３から入力した交流を脈流にする変換回路５としての機能も果たすので、新たに変換回路５を設ける必要がなくなり、電源装置４１の回路のさらなる簡素化を図れる。
［第６実施形態］
図１１は、第６実施形態に係る電源装置５１の回路構成を示す図である。第６実施形態は、Ｅ級増幅回路７にプッシュプル回路を用いる点が主な特徴である。Ｅ級増幅回路７は、プッシュプル回路を構成するために、スイッチング素子Ｑ１及びキャパシタＣ１に加えて、スイッチング素子Ｑ２及びこれに並列接続されたキャパシタＣ２を備える。

スイッチング素子Ｑ１及びキャパシタＣ１の並列回路にコイルＬ１が直列接続されており、スイッチング素子Ｑ２及びキャパシタＣ２の並列回路にコイルＬ２が直列接続されている。コイルＬ１，Ｌ２は、図１のＬＣ共振回路１１のコイルとして機能する。第６実施形態のＥ級増幅回路７で生成された変調波は、トランスＴで出力される。このため、図１に示すＬＣ共振回路１１のキャパシタに相当する素子は設けられていない。

トランスＴから出力された変調波は、ローパスフィルタＬＰ２を介して負荷に印加される。第６実施形態のＥ級増幅回路７は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートに高周波パルスを印加するゲート駆動回路９を備える。ゲート駆動回路９と電圧センス回路３５により制御回路３３が構成される。

電源装置５１の変換回路５は、ダイオードブリッジ構成を有する。また、ローパスフィルタＬＰ１は、１つのコイル及び二つのキャパシタから構成される。

第６実施形態では、Ｅ級増幅回路７にプッシュプル回路を設けているため、電源装置を大容量化できると共にトランスを使って出力することができる。電源装置が大容量化すると、一般に力率制御回路が必要となるが、第６実施形態のように、ダイオードブリッジ構成の変換回路５とローパスフィルタＬＰ１を設けることにより、力率制御回路がなくても力率を１に近づけることが可能となる。
［各実施形態の組み合わせ］
上記実施形態を組み合わせることもできる。例えば、図１２に示す電源装置６１は、図５に示す第２実施形態に備えられるダイオードブリッジ構成の変換回路５及び図８に示す第４実施形態に備えられるＶｄｄをセンスする制御回路３３を構成として含むものである。また、図１３に示す電源装置７１は、図８に示す第４実施形態に備えられる制御回路３３及び図１０に示す第５実施形態に備えられるＩＧＢＴで構成されるスイッチング素子Ｑ１を構成として含むものである。
［第７実施形態］
上記実施形態に係る電源装置を無電極放電ランプ装置に適用したものが第７実施形態である。図１４は、第７実施形態に係る無電極放電ランプ装置８１の構成図である。無電極放電ランプ装置８１は、放電ガスが封止された無電極放電ランプ８３を備える。ランプ８３の表面には深い窪みが形成されており、そこにコア８５が配置されている。コア８５には、励起コイル８７が巻き付けられている。したがって、励起コイル８７は、無電極放電ランプ８３の近くで巻かれて配置されている。

上記窪みの上に電源装置を含むモジュール８９が配置されている。電源装置は上記実施形態に係る電源装置のいずれかである。モジュール８９はカバー９１で覆われている。モジュール８９に配置された電源装置の出力は、励起コイル８７に接続され、入力は外部電源に接続されるソケット９３に接続されている。

図１５はモジュール８９の模式図である。モジュール８９は、回路基板９５と、これに搭載された変換回路５、ローパスフィルタＬＰ１、コイルＬ、スイッチング素子Ｑ１、キャパシタＣ１等の部品と、を備える。これらの部品で上記実施形態に係る電源装置が構成される。

第１実施形態に係る電源装置の回路構成図である。 比較形態に係る電源装置の回路構成図である。 第１実施形態に係る電源装置の変換回路から出力された脈流の波形図である。 第１実施形態に係る電源装置のＥ級増幅回路内の電流や電圧の波形図である。 第２実施形態に係る電源装置の回路構成図である。 第２実施形態に係る電源装置の変換回路から出力された脈流の波形図である。 Ｓｉ-ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ-ＨＥＭＴのそれぞれのＶｄｓと接合容量との関係を示すグラフである。 第４実施形態に係る電源装置の回路構成図である。 図８のゲート駆動回路において比較される、比較電圧Ｖｃｏｍｐとキャリア信号ＣＳの電圧の関係を示す図である。 第５実施形態に係る電源装置の回路構成図である。 第６実施形態に係る電源装置の回路構成図である。 上記実施形態の組み合わせに係る電源装置の一例の回路構成図である。 上記実施形態の組み合わせに係る電源装置の他の例の回路構成図である。 第７実施形態に係る無電極放電ランプ装置の構成図である。 図１４のモジュールの模式図である。

符号の説明

１・・・電源装置、３・・・商用電源、５・・・変換回路、７・・・Ｅ級増幅回路、１１・・・ＬＣ共振回路、２１，３１・・・電源装置、３３・・・制御回路、４１，５１，６１，７１・・・電源装置、８１・・・無電極放電ランプ装置、８３・・・無電極放電ランプ、８７・・・励起コイル、８９・・・モジュール、Ｑ１・・・スイッチング素子、Ｌ・・・コイル

Claims (5)

1. 外部電源から入力した交流を脈流にする変換回路と、
   前記交流より周波数が高い高周波パルスが印加されるゲートを有するスイッチング素子を含み、前記スイッチング素子で前記脈流をスイッチングして生成された、前記交流より周波数が高く、前記脈流による変調を受けた高周波を出力する増幅回路と、を備える
   ことを特徴とする電源装置。
2. 前記スイッチング素子はＧａＮ系化合物でＨＥＭＴ構造を有している
   ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記増幅回路は、
   前記スイッチング素子と直列回路を構成するコイルと、
   前記コイルと前記スイッチング素子との間で前記直列回路に接続されたＬＣ共振回路と、を含み、
   前記増幅回路の入力が前記コイル側であり、出力が前記ＬＣ共振回路側である
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
4. 前記増幅回路は、
   前記電源装置の所定箇所の電圧をセンスして、前記スイッチング素子のゲートに印加する前記高周波パルスを制御する制御回路をさらに含む
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の電源装置。
5. 請求項１〜４のいずれか一項に記載の前記電源装置を含むモジュールと、
   無電極放電ランプと、
   前記電源装置の出力に接続されると共に前記無電極放電ランプの近くで巻かれて配置された励起コイルと、を備える
   ことを特徴とする無電極放電ランプ装置。

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