JP6950825B2 - 光源点灯装置、照明器具 - Google Patents

Description

この発明は光源点灯装置と照明器具に関する。

例えば発光ダイオードなどの発光素子を点灯させるための各種の光源点灯装置が知られている。この種の光源点灯装置は、商用交流電源を整流及び平滑して直流電圧を生成するＡＣ−ＤＣ変換回路と、得られた直流電圧から発光ダイオードに適した電流を供給するＤＣ−ＤＣコンバータを備える。多くの照明器具においては高力率が要求される。そのため、特許文献１に示すような、昇圧チョッパ形の力率改善回路がAC-DC変換回路として用いられている。

昇圧チョッパ形の力率改善回路は、スイッチング素子がオンし、コイル電流、すなわちスイッチング素子の電流が予め定められた値に達するとそれを検出してスイッチング素子がオフし、その後チョークコイルの電流が低下しコイル電流がゼロまたは有限の値まで低下すると次のスイッチングを開始するものである。これにより各スイッチング周期における、コイル電流のピーク値が正弦波状となるようにスイッチング素子のオン時間を制御し、力率を改善する。

ところで、このような光源点灯装置には、従来、Ｓｉ半導体を用いた例えばＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子が用いられてきたが、近年はＧａＮ又はＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子が注目されている。ワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子により高速なスイッチング動作が可能となり、例えば高周波駆動を行うことで光源点灯装置の小型化が期待できる。

日本特開２０１４−８２９２４号公報

力率改善回路では、コイル電流のピーク値を制御したり、コイル又はスイッチング素子に過大な電流が流れることを防止したりするため、スイッチング素子と直列に電流検出抵抗を設けることがある。電流検出抵抗よりスイッチング素子の電流を監視する。力率改善回路のスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合、電流検出抵抗はＭＯＳＦＥＴのソース端子と基準電位であるグラウンドとの間に接続される。

力率改善回路のスイッチング素子を高速スイッチングさせる場合、スイッチオン時に力率改善回路の出力側に設けられたダイオードのリカバリ特性により過大な逆回復電流がスイッチング素子に流れ込むという問題がある。この逆回復電流は電流検出抵抗にも流れるため、逆回復電流に応じて電流検出抵抗の両端には電位差が発生する。スイッチング素子を高速スイッチングするためには、ＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体を用いることができる。例えばＳｉなどの別の材料を用いたスイッチング素子でも高速スイッチングする場合がある。

この電流検出抵抗の両端に発生した電位差はスイッチング素子のオンオフを制御するゲート端子と基準電位間に印加しているゲート信号電圧に重畳するため、スイッチング素子のゲート−ソース間に印加されるゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが変動してしまう。さらに配線のインダクタンス成分又は浮遊容量成分によりゲート−ソース間に振動電圧を誘発する可能性がある。例えばワイドバンドギャップ半導体としてＧａＮを用いたスイッチング素子の場合、スイッチング素子のオン状態又はオフ状態を決定するゲートの閾値電圧が低く、且つ耐電圧も低い。そのため、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの変動又は振動電圧の発生などにより、スイッチング素子の誤点弧又は破壊といった現象が発生する可能性がある。また、制御回路の基準電位をＭＯＳＦＥＴのソース端子として、電流検出抵抗を基準電位−整流回路の低圧側間に接続した場合、ダイオードの逆回復電流の影響は受けないが、電流検出抵抗に発生する検出電圧が負電圧となってしまうため、制御回路が複雑化する問題がある。

本発明は上述の問題を解決するためになされたものであり、過電流検出を可能としつつ、スイッチング素子に対して良好なゲート駆動信号を与えることができる光源点灯装置と照明器具を提供することを目的とする。

本願の発明にかかる光源点灯装置は、交流電力を整流し出力が高圧線と低圧線に接続された整流回路と、該高圧線上に設けられたインダクタと、アノードが該インダクタに接続されたダイオードと、該ダイオードのカソードと該低圧線を接続する平滑コンデンサと、該インダクタと該ダイオードの間の該高圧線に接続された第１端子、第２端子、及び該第１端子から該第２端子の方向に流れる電流を導通または遮断する制御端子を有するスイッチング素子と、該第２端子と該低圧線を接続する電流検出抵抗と、を有する力率改善回路と、該スイッチング素子を制御する制御部と、該制御部からの信号を受け、該第２端子の電位を基準電位として該制御端子に電圧を印加して該スイッチング素子を駆動するゲート駆動部と、を備えたことを特徴とする。

本願の発明にかかる他の光源点灯装置は、交流電力を整流し出力が高圧線と低圧線に接続された整流回路と、該高圧線上に設けられたインダクタと、アノードが該インダクタに接続されたダイオードと、該ダイオードのカソードと該低圧線を接続する平滑コンデンサと、該インダクタと該ダイオードの間の該高圧線に接続された第１端子、該低圧線に接続された第２端子、及び該第１端子から該第２端子の方向に流れる電流を導通または遮断する制御端子を有するスイッチング素子と、を有する力率改善回路と、該スイッチング素子を制御する制御部と、該制御部からの信号を受け、該スイッチング素子を駆動するゲート駆動部と、該インダクタに磁気的に結合して設けられた過電流検出巻線と、を備え、該制御部は、該スイッチング素子の導通状態において、該インダクタを構成する巻線の巻数と該過電流検出巻線の巻き数との巻数比から決まる該過電流検出巻線の想定発生電圧よりも、該過電流検出巻線に発生した発生電圧が低い場合、該スイッチング素子をオフし、過電流状態においては該インダクタの磁路を形成している磁性体の磁束密度は飽和状態に至っていることを特徴とする。

本発明のその他の特徴は以下に明らかにする。

この発明によれば、ソースと低圧線を電流検出抵抗で接続する場合はソースの電位を基準電位としてゲートに電圧を印加したり、そのような電流検出抵抗を省略してインダクタに磁気的に過電流検出巻線を結合したりすることで、過電流検出を可能としつつ、スイッチング素子に対して良好なゲート駆動信号を与えることができる。

実施の形態１に係る照明器具の回路図である。 ゲート駆動部の回路例を示す図である。 ゲート駆動部の別の回路例を示す図である。 実施の形態２に係る照明器具の回路図である。 インダクタ電流の波形例を示す図である。 過電流判定部の回路例を示す図である。 過電流判定部の波形例を示す図である。 変形例に係る照明器具の回路図である。 実施の形態３に係る照明器具の断面図である。

実施の形態に係る光源点灯装置と照明器具について図面を参照して説明する。同じ又は対応する構成要素には同じ符号を付し、説明の繰り返しを省略する場合がある。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかる照明器具の回路図である。この照明器具は光源点灯装置１００を含む。光源点灯装置１００は交流電源１から電力の供給を受けて光源９を点灯させるものである。光源９は特に限定されないが例えばＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）である。光源点灯装置１００は、力率改善回路２、ＤＣ−ＤＣコンバータ３、制御部４、ゲート駆動部５及び制御電源Ｖｃｃを備えている。力率改善回路２は整流回路ＤＢを含んでいる。整流回路ＤＢは交流電力を全波整流する。この全波整流電圧は、力率改善回路２の動作中は平滑されず、交流電源１の２倍の周波数を含むリプル電圧となる。整流回路ＤＢは交流電力を整流し、その出力は高圧線２０と低圧線２２に接続されている。

力率改善回路２は昇圧チョッパ型である。力率改善回路２は、フィルタコンデンサＣ１、インダクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ２を備えている。インダクタＬ１は高圧線２０上に設けられている。スイッチング素子ＳＷは、第１端子ａ、第２端子ｂ及び制御端子ｃを備えている。第１端子ａは、インダクタＬ１とダイオードＤ１の間の高圧線２０に接続されている。制御端子ｃは第１端子ａから第２端子ｂの方向に流れる電流を導通または遮断するための端子である。第１端子ａ、第２端子ｂ、制御端子ｃはそれぞれドレイン端子、ソース端子、ゲート端子とすることができる。

ダイオードＤ１のアノードはインダクタＬ１に接続されている。平滑コンデンサＣ２はダイオードＤ１のカソードと低圧線２２を接続している。力率改善回路２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３を介して光源９に直流電流を供給するために、スイッチング素子ＳＷとインダクタＬ１でエネルギの充放電を行い、予め定められた直流電圧を出力する。

また、力率改善回路２は、電源電圧を検出する電源電圧検出抵抗Ｒ１、スイッチング素子ＳＷに流れる電流を検出する電流検出抵抗Ｒ２及び出力電圧を検出する出力電圧検出抵抗Ｒ３を備えている。電流検出抵抗Ｒ２は第２端子ｂと低圧線２２を接続している。力率改善回路２の出力には、光源９に電流を供給するためのＤＣ−ＤＣコンバータ３が接続されている。

力率改善回路２は制御部４の制御を受けて動作する。力率改善回路２は、整流回路ＤＢが全波整流した電圧を昇圧して直流平滑する。さらに、力率改善回路２は制御部４の制御により入力電流波形を正弦波状で且つ交流電源１の電圧と同位相となるように動作し、力率改善を行う。

制御部４は、電源電圧検出部４ａ、電流検出部４ｂ、出力電圧検出部４ｃ及びゲート信号生成部４ｄを備えている。制御部４の少なくとも一部をマイクロコンピュータで構成してもよい。制御部４は、力率改善回路２の力率を改善しつつ、平滑コンデンサＣ２の電圧である出力電圧が予め設定された電圧値となるように、スイッチング素子ＳＷを制御する。また、制御部４は制御電源Ｖｃｃより駆動用の電力を得て動作する。制御電源Ｖｃｃは、例えば、整流回路ＤＢの直流出力をスイッチング電源等で制御部４に適した電圧に変換して得る。制御電源Ｖｃｃ及び制御部４は整流回路ＤＢの低圧側を基準電位として動作する。言いかえれば、制御電源Ｖｃｃ及び制御部４の基準電位は、低圧線２２に設定されている。

電源電圧検出部４ａは電源電圧検出抵抗Ｒ１により分圧した全波整流電圧を検出する。電源電圧検出部４ａによって各電源電圧位相における電圧の瞬時値を検知することができる。電流検出部４ｂは、スイッチング素子ＳＷがオンの時に、インダクタＬ１からスイッチング素子ＳＷにかけて流れる電流を電流検出抵抗Ｒ２に発生する電圧によって検出するものである。出力電圧検出部４ｃは、力率改善回路２の出力電圧を出力電圧検出抵抗Ｒ３によって分圧した電圧として検出するものである。出力電圧検出部４ｃでは、目標出力電圧に相当する目標信号Ｅ１と出力電圧の検出値を比較し、両者の差に応じた信号をゲート信号生成部４ｄに出力する。ゲート信号生成部４ｄは、電源電圧検出部４ａ、電流検出部４ｂ及び出力電圧検出部４ｃからそれぞれ入力された検出信号に基づいてスイッチング素子ＳＷを駆動するためのゲート信号を生成し、ゲート駆動部５に出力する。このゲート信号は例えばＰＷＭ(Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ)信号である。

ゲート駆動部５の出力は制御端子ｃと第２端子ｂに接続されている。ゲート駆動部５は、ゲート信号生成部４ｄから出力されたゲート信号の電圧をスイッチング素子ＳＷの駆動に適した電圧に増幅してスイッチング素子ＳＷのゲート−ソース端子間に出力する。例えば、ゲート信号生成部４ｄから出力された５Ｖのゲート信号が、ゲート駆動部５で１０Ｖに増幅される。スイッチング素子ＳＷはゲート駆動部５から出力されたゲート駆動信号によりオンオフ動作を行う。なお、スイッチング素子ＳＷの制御端子ｃにはゲート抵抗Ｒｇを接続してもよい。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御部６により駆動及び制御される。ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、光源９の電流が目標電流値となるように定電流フィードバック制御される。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、例えば降圧チョッパ回路又はフライバックコンバータなどの回路で構成することができる。

次に、実施の形態１にかかる光源点灯装置１００の動作を説明する。光源点灯装置１００に交流電源１が印加されると、整流回路ＤＢは入力された交流電圧を全波整流し、整流された電圧がフィルタコンデンサＣ１の両端に印加される。フィルタコンデンサＣ１は、スイッチングリプルを除去する目的で設けられたものであり、ここでは交流電源１の周波数成分を平滑するためのものではない。したがって、力率改善回路２の動作中は、フィルタコンデンサＣ１の両端電圧は、交流電源周波数の２倍周波数で正弦波状に脈動する全波整流電圧となる。

定常動作状態における力率改善回路２の動作を説明する。まず、ゲート駆動部５から出力される信号により、スイッチング素子ＳＷがオンしている状態とする。スイッチング素子ＳＷがオンすると、全波整流電圧はインダクタＬ１に印加され、インダクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ、電流検出抵抗Ｒ２の経路で電流が流れ、インダクタＬ１にエネルギが蓄えられる。このとき、インダクタＬ１の電流は直線的に増加していく。

インダクタＬ１の電流増加に伴って、電流検出抵抗Ｒ２に発生する電流検出信号も増加する。そして、電流検出部４ｂにて電流検出信号が予め定められた閾値電圧に達するとゲート信号生成部４ｄはスイッチング素子ＳＷをオフするゲート信号を出力する。これによりスイッチング素子ＳＷはオフし、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギが放出され、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ２の順に電流が流れる。これにより、平滑コンデンサＣ２を充電する。このとき、インダクタＬ１の電流は直線的に減少していく。このようにエネルギを伝達し、ＤＣ−ＤＣコンバータ３は平滑コンデンサＣ２に充電された電圧を入力として、光源９に電流を供給する。

スイッチング素子ＳＷがオフして予め定められた時間が経過すると、ゲート信号生成部４ｄは再びスイッチング素子ＳＷをオンするゲート信号を出力し、ゲート駆動部５はスイッチング素子ＳＷをオンする。なお、インダクタＬ１の電流が減少し、ゼロに到達する前にスイッチング素子ＳＷがオンする動作モードを電流連続モード、インダクタＬ１の電流がゼロに到達すると同時にスイッチング素子ＳＷがオンする動作モードを電流臨界モード、インダクタＬ１の電流がゼロに到達後予め定められた電流ゼロ期間を経てスイッチング素子ＳＷがオンする動作モードを電流不連続モードという。本実施の形態においては、これらの何れか１つの動作モードでスイッチング素子ＳＷを動作させることができる。

ゲート信号生成部４ｄは出力電圧検出抵抗Ｒ３及び出力電圧検出部４ｃで検出した出力電圧信号に基づいてスイッチング素子ＳＷのオン時間を制御することで出力電圧を目標電圧に制御する。さらに、各スイッチングにおけるインダクタＬ１の電流ピーク値の包絡線を電源電圧と同位相の正弦波状とするため、電源電圧検出部４ａにより検出した電源電圧信号に比例するように電流検出部４ｂの閾値電圧を決定し、各スイッチングにおけるスイッチング素子ＳＷのオフタイミングを決定する。これにより出力電圧を所望の電圧値に保ちながら、インダクタ電流ピーク値の包絡線が正弦波状の波形となるようにする。そして、フィルタコンデンサＣ１によりインダクタ電流のスイッチングリプルを取り除き平均化することで、入力電流を正弦波状に近づける。なお、必要に応じて整流回路ＤＢの交流入力側にノイズ抑制のためフィルタ回路を追加してもよい。また、電流検出抵抗Ｒ２は、上述したスイッチング素子ＳＷをオフするタイミングの決定に用いることに加えて、何らかの異常時にスイッチング素子ＳＷに過大な電流が流れスイッチング素子ＳＷが破壊することを防止する過電流保護機能を兼ねても良い。

ここで、力率改善回路２が動作中において、スイッチング素子ＳＷがオンするタイミングにおける回路動作について、電流連続モードを例として説明する。まず、スイッチング素子ＳＷがオフ状態とすると、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ２の経路で電流が流れ、ダイオードＤ１には順方向電圧が印加されている状態となる。

次いで、予め定められた時間が経過すると、ゲート信号生成部４ｄはスイッチング素子ＳＷをオンするゲート信号を出力し、ゲート駆動部５によりスイッチング素子ＳＷがオンする。予め定められた時間は、例えば、予め設定しておいた駆動周波数などによって決まる。スイッチング素子ＳＷがオンした瞬間にダイオードＤ１のアノード側と平滑コンデンサＣ２の低圧側がスイッチング素子ＳＷと電流検出抵抗Ｒ２を介して導通状態となるため、ダイオードＤ１には平滑コンデンサＣ２の電圧が逆方向電圧として印加することとなる。

この時、ダイオードＤ１のリカバリ特性により、ダイオードＤ１は蓄積キャリアの影響で一時的に逆方向に通電が可能な状態となる。そのため、平滑コンデンサＣ２、ダイオードＤ１、スイッチング素子ＳＷ、電流検出抵抗Ｒ２の経路で逆回復電流が流れる。例えばＧａＮ等のワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子ＳＷにおいてはスイッチング速度が非常に高速であり、且つ電流検出抵抗Ｒ２は損失低減のため一般的に低抵抗である。そのため上述の逆回復電流は、スイッチング素子ＳＷがオンした瞬間はほぼ平滑コンデンサＣ２の短絡電流となり、ピーク値の大きな電流となる。この逆回復電流が電流検出抵抗Ｒ２に流れると、電流検出抵抗Ｒ２の両端には電流値に応じた電圧降下が発生する。すなわち、逆回復電流のピーク値をＩｐ、電流検出抵抗Ｒ２の抵抗値をＲ２とすると、Ｉｐ×Ｒ２の電圧が電流検出抵抗Ｒ２の両端に発生する。

ここで、仮に、ゲート駆動部５の出力がスイッチング素子ＳＷのゲート端子と整流回路ＤＢの直流出力の低圧側の電位であるＧＮＤに接続されているとする。すると、スイッチング素子ＳＷをオンするゲート駆動信号として、ＧＮＤを基準としたゲート駆動電圧Ｖｇがゲート端子に印加される。そして、ゲート端子とＧＮＤ間にゲート駆動電圧が印加されたタイミングで電流検出抵抗Ｒ２にダイオードＤ１の逆回復電流が流れると、ゲート駆動電圧Ｖｇに電流検出抵抗Ｒ２の両端電圧Ｉｐ×Ｒ２が重畳するため、スイッチング素子ＳＷのゲート端子とソース端子の間に印加されるゲート−ソース間電圧ＶｇｓはＶｇ−Ｉｐ×Ｒ２となり、瞬間的に低下する。つまり、ゲート端子に印加される電圧がＩｐ×Ｒ２だけ低下する。

さらには、逆回復電流がゼロになった後も、逆回復電流が流れた電流経路に存在する寄生インダクタンスと浮遊容量の影響による振動電流が電流検出抵抗Ｒ２に流れる。この振動電流は電圧変換されて、ゲート駆動電圧Ｖｇに重畳する。これにより、スイッチング素子ＳＷがオンするタイミングにおいて、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓに過大な振動が発生する可能性がある。

例えば、ワイドバンドギャップ半導体としてＧａＮを用いたスイッチング素子は従来のシリコン半導体を用いたＭＯＳＦＥＴと比較すると、ゲート閾値電圧が低く、且つゲート−ソース間に印加できる最大定格電圧も低いという特性がある。したがって、逆回復電流又は振動電流の影響により発生する振動電圧で、スイッチング素子の誤点弧又は破壊を引き起こす可能性がある。

図２は、実施の形態１に係るゲート駆動部５の回路例を示すである。ゲート駆動部５はトーテムポール形に接続されたトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２と、トランジスタＴｒ３を有している。トランジスタＴｒ３には、ゲート信号生成部４ｄからのゲート信号が入力される。そして、ゲート駆動部５は、ゲート駆動信号を生成するためのゲート駆動用電源Ｖｂを生成するダイオードＤｂとコンデンサＣｂを備える。コンデンサＣｂは一端がダイオードＤｂのカソード側に接続され、他端はスイッチング素子ＳＷの第２端子ｂと電流検出抵抗Ｒ２の接続点に接続される。ダイオードＤｂのアノード側は制御部４の動作用の電源を供給する制御電源Ｖｃｃに接続される。そのため、コンデンサＣｂは一端が制御電源Ｖｃｃに接続され他端が第２端子ｂに接続されたということができる。制御電源Ｖｃｃ及び制御部４は整流回路ＤＢの直流出力の低圧側を基準電位としている。したがって、ゲート信号生成部４ｄは整流回路ＤＢの直流出力の低圧側を基準電位として、ゲート駆動部５にゲート信号を印加する。

ゲート駆動用電源Ｖｂは、制御電源ＶｃｃよりダイオードＤｂ、コンデンサＣｂ、電流検出抵抗Ｒ２の経路でコンデンサＣｂを充電することで生成する。力率改善回路２が駆動中、コンデンサＣｂは制御電源Ｖｃｃとほぼ同じ電圧まで充電された状態となる。ダイオードＤｂは、コンデンサＣｂと電流検出抵抗Ｒ２に発生する電圧の合計が制御電源Ｖｃｃの電圧を超えた場合に、コンデンサＣｂから制御電源Ｖｃｃへの放電を防止するものである。ゲート信号生成部４ｄから例えば０ＶのＬＯＷ信号が入力されると、トランジスタＴｒ３はオフ状態となり、これによりトランジスタＴｒ１がオンする。すると、コンデンサＣｂ、トランジスタＴｒ１、ゲート抵抗Ｒｇ、制御端子ｃ、第２端子ｂ、コンデンサＣｂの経路でスイッチング素子ＳＷに駆動信号が印加され、スイッチング素子ＳＷはオンする。

ゲート信号生成部４ｄから例えば５ＶのＨＩＧＨ信号が入力されると、トランジスタＴｒ３はオン状態となり、これによりトランジスタＴｒ２がオンする。これにより制御端子ｃ、ゲート抵抗Ｒｇ、トランジスタＴｒ２、第２端子ｂの経路でスイッチング素子ＳＷのゲート−ソース間がゲート抵抗Ｒｇを介してトランジスタＴｒ２により短絡されて、スイッチング素子ＳＷはオフする。

このように、電流検出抵抗Ｒ２と第２端子ｂの接続点にコンデンサＣｂの低圧側を接続し、スイッチング素子ＳＷのゲート駆動用電源Ｖｂの基準電位としたので、ゲート−ドレイン端子間に印加される電圧は、コンデンサＣｂの充電電圧のみとなる。このコンデンサＣｂから制御端子ｃに駆動信号を印加する。したがって、電流検出抵抗Ｒ２に発生する電圧に依存せず、スイッチング素子ＳＷのゲート−ドレイン端子間に安定したゲート駆動電圧を印加することができる。実施の形態１に係るゲート駆動部５は、制御部４からの信号を受け、第２端子ｂの電位を基準電位として制御端子ｃに電圧を印加してスイッチング素子ＳＷを駆動するということができる。この動作を可能とする図２とは異なる回路構成を採用してもよい。

また、制御部４の基準電位は従来通り、整流回路ＤＢの低圧側としているので、電源電圧検出抵抗Ｒ１による電源電圧検出、電流検出抵抗Ｒ２による電流検出及び出力電圧検出抵抗Ｒ３による出力電圧検出は、基準電位に対して正電圧として容易に検出することができる。また、ゲート駆動用電源Ｖｂも従来の制御電源Ｖｃｃから生成できるため、ゲート駆動用に別途絶縁電源等を設ける必要はない。

ダイオードＤ１の逆回復電流のピーク電流値は小さい方が望ましい。ダイオードＤ１の逆回復電流のピーク電流値を抑制するため、ダイオードＤ１として、例えばＳｉファストリカバリダイオード又はＳｉＣショットキーバリアダイオードなどを用いてもよい。また、ダイオードＤ１の逆回復電流が流れる経路に直列に小さなインダクタンス成分を追加して、逆回復電流のピーク電流値を抑制してもよい。

スイッチング素子ＳＷのゲート端子へのゲート駆動電圧印加方法は図２の回路方式に限定するものではなく、他の方法でも良い。例えば、図３に示すように、トランスＴｐを用いて駆動する方法を採用することができる。図３に示すゲート駆動部５は、一次側で制御電源Ｖｃｃから電力供給を受け、二次側で制御端子ｃと第２端子ｂに接続されて制御端子ｃに駆動信号を印加するトランスＴｐを備えている。トランスＴｐは一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２を備えている。トランスＴｐは例えばパルストランスである。本方式ではトランスＴｐの二次巻線Ｎ２の一端をスイッチング素子ＳＷのゲート端子側に接続し、二次巻線Ｎ２の他端を電流検出抵抗Ｒ２と第２端子ｂとの接続点に接続した。これにより、ゲート−ソース端子間に印加される電圧はトランスＴｐの二次巻線Ｎ２に発生する電圧のみとなり、電流検出抵抗Ｒ２に発生する電圧に依存しない。したがってスイッチング素子ＳＷのゲート−ドレイン端子間に安定したゲート駆動電圧を印加することができる。

このように、実施の形態１に係る光源点灯装置と照明器具によれば、力率改善回路２におけるスイッチング素子ＳＷのゲート端子に印加する電圧の基準電位を、制御部４の基準電位ではなく、スイッチング素子ＳＷのソース端子とした。これにより、電流検出抵抗Ｒ２にダイオードＤ１の逆回復電流が流れてもゲート信号に影響を与えず、スイッチング素子ＳＷの誤点弧又は破壊といった現象を抑制することができる。

実施の形態２．
図４は、実施の形態２にかかる光源点灯装置１１０の回路図である。実施の形態１と同一又は対応する構成及び動作ついては説明を省略する。実施の形態２に係る光源点灯装置１１０は、実施の形態１で説明した電流検出抵抗Ｒ２と電流検出部４ｂを使用せず、スイッチング素子ＳＷの過電流保護動作を実現するものである。光源点灯装置１１０は、インダクタＬ１に磁気的に結合した過電流検出巻線Ｌ２と、制御部４に提供された過電流判定部４ｅを備える。スイッチング素子ＳＷの第２端子ｂは低圧線２２に接続されている。

次に、光源点灯装置１１０の動作を、電流不連続モードを例に説明する。図５は実施の形態２にかかる光源点灯装置１１０の力率改善動作を示す波形図である。スイッチング素子ＳＷをオンすると、インダクタＬ１の電流は、全波整流電圧の瞬時値の電圧をＥ[Ｖ]とすると、Ｅに比例し、インダクタＬ１のインダクタンスに反比例する。すなわち、インダクタＬ１の電流はＥ/Ｌ１の傾きでオン時間に比例してほぼ直線的に増加していく。

次に、予め定められたオン時間ｔ(ＯＮ)が経過するとスイッチング素子ＳＷはオフする。すると、インダクタＬ１の電流は、力率改善回路の出力電圧をＶｏ[Ｖ]とすると、−(Ｖｏ−Ｅ)／Ｌ１の傾きで直線的に減少していく。そして、インダクタＬ１の電流がゼロに到達後、再びスイッチング素子ＳＷがオンする動作を繰り返す。

そして、電源半周期間におけるスイッチング素子ＳＷのオン時間ｔ(ＯＮ)をすべて同一時間に設定すれば、各スイッチングにおけるインダクタＬ１電流のピーク値は全波整流電圧の瞬時値の電圧Ｅに比例するため、インダクタＬ１電流の包絡線は正弦波状となる。よって、フィルタコンデンサＣ１によりインダクタＬ１電流のスイッチングリプルを取り除き平均化することで、交流電源１から流れ込む入力電流を正弦波状に近づけるとともに交流電源電圧とほぼ同位相にすることができる。よって、力率改善及び高調波低減ができる。これより、コイル電流を検出するための電流検出抵抗をスイッチング素子ＳＷのソース端子に設ける必要がない。

しかしながら、何らかの理由により、スイッチング素子ＳＷに過大な電流が流れた場合スイッチング素子ＳＷが破壊する可能性があるため、電流検出抵抗が設けられていない場合でも、過電流を検知してスイッチング素子ＳＷをオフする必要がある。そこで、本実施の形態では、インダクタＬ１に磁気的に結合した過電流検出巻線Ｌ２と、制御部４に過電流判定部４ｅを設けた。スイッチング素子ＳＷに過大な電流が流れた場合、過電流検出巻線Ｌ２と過電流判定部４ｅによってこれを検出してスイッチング素子ＳＷをオフする。これによりスイッチング素子ＳＷの破壊が防止される。

図６は、過電流判定部４ｅの構成例を示す図である。過電流判定部４ｅは、例えばダイオードＤ２、コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ４を備えた電圧保持回路と、コンパレータＣｏｍｐとを有する。この電圧保持回路はスイッチング素子ＳＷがオンの時に過電流検出巻線Ｌ２に発生する電圧を保持するものである。電圧保持回路で保持された電圧はコンパレータＣｏｍｐのマイナス入力端子に入力される。コンパレータＣｏｍｐのプラス入力端子には、電源電圧検出部４ａより全波整流電圧の瞬時値に比例した電圧が入力される。コンパレータＣｏｍｐの出力信号はゲート信号生成部４ｄに入力される。ゲート信号生成部４ｄの出力が制御部からの信号としてゲート駆動部５に提供され、その信号に従ってゲート駆動部５がスイッチング素子ＳＷを駆動する。

次に、過電流保護動作について説明する。正常動作時は、スイッチング素子ＳＷがオンすると、インダクタＬ１には整流回路ＤＢで整流された全波整流電圧が印加される。そして、過電流検出巻線Ｌ２には、トランスの原理により、インダクタＬ１に印加された電圧と、インダクタＬ１の巻数と過電流検出巻線Ｌ２の巻数の巻数比で決まる電圧が発生する。過電流検出巻線Ｌ２に発生した電圧はダイオードＤ２を介してコンデンサＣ３に充電されて、保持される。コンデンサＣ３により保持された電圧は、コンパレータＣｏｍｐのマイナス入力端子に入力される。

一方、コンパレータＣｏｍｐのプラス入力端子には、全波整流電圧に比例した電圧が電源電圧検出部４ａより入力される。正常動作時は、コンパレータＣｏｍｐのプラス入力端子に、過電流検出巻線Ｌ２に発生する電圧よりも低い電圧が入力されるものとする。プラス入力端子とマイナス入力端子の電圧がコンパレータＣｏｍｐで比較されるが、ここでは、過電流検出巻線Ｌ２に発生する電圧の方が高いため、コンパレータＣｏｍｐは例えば０ＶのＬＯＷ信号を出力する。コンパレータＣｏｍｐよりＬＯＷ信号を受け取ったゲート信号生成部４ｄはＬＯＷ信号を正常信号と判断し、引き続きスイッチング動作を継続させる。

なお、スイッチング素子ＳＷがオフした場合は、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギが放出される動作となるため、スイッチング素子ＳＷがオンの時とは逆方向の電圧がインダクタＬ１に発生する。それに伴い、過電流検出巻線Ｌ２に発生する電圧も極性が反転する。そこで、ダイオードＤ２の整流動作により、コンパレータＣｏｍｐのマイナス入力端子に逆電圧が印加されることを阻止し、スイッチング素子ＳＷがオフの時も引き続きコンデンサＣ３に充電されるようにした。こうして、スイッチング素子ＳＷがオフ時に過電流検出巻線Ｌ２に発生した電圧をコンパレータＣｏｍｐのマイナス入力端子に入力する。

図６における抵抗Ｒ４は、コンデンサＣ３の電圧を適当な時定数で放電するためのものである。これは、スイッチング素子ＳＷがオン時に、過電流検出巻線Ｌ２に発生する電圧が全波整流電圧に比例するため、例えば全波整流電圧が低くなるゼロクロス付近のときに、高い電圧が保持されないようにするためのものである。すなわち、コンデンサＣ３の電圧が、スイッチング素子ＳＷがオフ時は電圧を保持しつつ、全波整流電圧の各位相における瞬時値に追従するように抵抗Ｒ４の抵抗値を設定する。

次に、異常動作時の動作について説明する。何らかの理由により、スイッチング素子ＳＷに過電流が流れた場合を想定する。スイッチング素子ＳＷがオンしている時は、インダクタＬ１とスイッチング素子ＳＷが直列接続となっているため、電源より供給された過電流はインダクタＬ１にも同時に流れている状態となる。過電流状態においては、インダクタＬ１の磁路を形成している磁性体の磁束密度は飽和状態に至っているものとする。

インダクタＬ１の巻線と過電流検出巻線Ｌ２は磁気的に結合していることからトランスを形成している。しかし、インダクタＬ１に流れる電流により磁路を形成する磁性体が飽和状態にある場合、それ以上磁束が増えないため、インダクタＬ１に流れる電流が変化しても磁束の変化が生じない。したがって、過電流状態においては、過電流検出巻線Ｌ２には電圧が誘起されないか、磁気飽和に近い状態では過電流検出巻線Ｌ２に誘起される電圧が低下する。

そこで、スイッチング素子ＳＷがオン時に発生する過電流検出巻線Ｌ２の電圧が、電源電圧検出部４ａよりコンパレータＣｏｍｐに入力される電圧よりも低くなると、コンパレータＣｏｍｐは例えば５ＶのＨＩＧＨ信号を出力する。ＨＩＧＨ信号を受けたゲート信号生成部４ｄは過電流状態と判断し、直ちにスイッチング素子ＳＷをオフし、スイッチング素子ＳＷを保護する。

図７は、電源電圧波形と、コンパレータＣｏｍｐのマイナス入力端子の電圧波形と、コンパレータＣｏｍｐのプラス入力端子の電圧波形を示す図である。マイナス入力端子の電圧Ｃｏｍｐ−が、プラス入力端子の電圧Ｃｏｍｐ＋を上回っている場合、コンパレータＣｏｍｐの出力はＬＯＷ状態となる。他方、コンパレータＣｏｍｐのマイナス入力端子の電圧Ｃｏｍｐ−が、インダクタＬ１の磁気飽和により、プラス入力端子の電圧Ｃｏｍｐ＋を下回ると過電流状態と判断してコンパレータＣｏｍｐの出力はＨＩＧＨ状態となる。よって、スイッチング素子ＳＷのスイッチング動作が停止する。図７では、時刻ｔｘからマイナス入力端子の電圧Ｃｏｍｐ−が低下し、時刻ｔｙにおいてマイナス入力端子の電圧Ｃｏｍｐ−が電圧Ｃｏｍｐ＋を下回ったことが図示されている。

コンパレータＣｏｍｐのプラス入力端子には、全波整流電圧に比例した電圧が電源電圧検出部４ａより入力される。これにより、電源電圧位相に応じて過電流状態と判定する閾値電圧を変動させ、何れの電源電圧位相においても正確に過電流状態を判別することができる。また、コンパレータＣｏｍｐのマイナス入力端子の電圧と、プラス入力端子の電圧の差を、各位相において、それぞれ小さく設定することができる。これは、インダクタＬ１が完全に磁気飽和状態に至る前の若干電圧が下がった状態での迅速な異常電流検知を可能とする。すなわち、スイッチング素子ＳＷに流れる過電流を最小限に留めることができ、スイッチング素子ＳＷのダメージを軽減できる。

実施の形態２に係る制御部４は、スイッチング素子ＳＷの導通状態において、インダクタＬ１を構成する巻線の巻数と過電流検出巻線Ｌ２の巻数との巻数比から決まる過電流検出巻線Ｌ２の想定発生電圧よりも、過電流検出巻線Ｌ２に発生した発生電圧が低い場合、スイッチング素子ＳＷをオフする。「想定発生電圧」の例が電源電圧検出部４ａの出力電圧又はその出力電圧より若干高い電圧である。上述の例では、整流回路ＤＢの出力電圧を検出する電源電圧検出部４ａで検出された電圧が想定発生電圧として機能する。「発生電圧」を提供する回路例は、前述のダイオードＤ２、コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ４を有する電圧保持回路である。電源電圧検出部４ａは整流回路ＤＢの出力電圧をレベルシフトして想定発生電圧とすることで、図７に示すように過電流が発生していないときの発生電圧を僅かに下回る想定発生電圧を設定することができる。また、図６の過電流判定部４ｅは動作原理を説明するために示した簡略的な回路構成であり、この構成に限定されるものではなく、他の構成でも構わない。

ここではスイッチング素子ＳＷの過電流保護動作について、力率改善回路２を電流不連続モードで動作させた場合について説明した。しかしながら、電流臨界モード又は電流連続モードを採用する場合でも、同様に過電流保護動作を行うことができる。図８は、電流臨界モードを可能とする光源点灯装置の構成例を示す図である。図８の回路は、図４の回路に、インダクタＬ１に磁気的に結合して設けられたゼロ電流検出巻線Ｌ３を付加したものである。制御部４は、ゼロ電流検出巻線Ｌ３で生じた電圧に基づいて電流臨界モードでスイッチング素子ＳＷを制御することができる。

実施の形態２の光源点灯装置によれば、スイッチング素子ＳＷのソース端子に電流検出抵抗を設けずに力率改善と過電流保護動作を行うことができる。そのため、例えば、スイッチング素子ＳＷの材料としてＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体を用いて、高速スイッチングを行っても、スイッチング素子ＳＷのゲート−ドレイン端子間に安定したゲート駆動電圧を印加することができる。

実施の形態３．
図９は、実施の形態３に係る照明器具２００の断面図である。照明器具２００は、照明器具本体４０、コネクタ４１、光源ユニット４２、光源点灯装置４３及び配線４４、４５を備えている。照明器具本体４０は、光源点灯装置４３などを取り付けるための筺体である。コネクタ４１は、商用電源などの交流電源から電力の供給を受けるための接続部である。光源ユニット４２は、ＬＥＤ又は有機ＥＬなどの光源を実装した基板である。

光源点灯装置４３の回路構成は、上述した光源点灯装置のいずれか１つと同じ回路構成とすることができる。光源点灯装置４３は、コネクタ４１と配線４４を介して交流電源からの電力供給を受ける。光源点灯装置４３は、入力した電力を変換し、変換された電力を配線４５を介して光源ユニット４２に供給する。光源点灯装置４３から供給された電力により、光源ユニット４２に実装された光源が点灯する。これにより、上述した実施形態にかかる光源点灯装置の利点を備えた照明器具２００が提供される。

照明器具２００によれば、実施の形態１又は２で述べた光源点灯装置を備えることで、例えばＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子ＳＷで高速スイッチングを行っても、スイッチング素子ＳＷのゲート−ドレイン端子間に安定したゲート駆動電圧を印加することができる。

ここまでに説明した変形例は、その変形例が記載された実施の形態以外の実施の形態にも応用できる。また、すべての実施形態において、スイッチング素子ＳＷの材料は珪素又は珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体とすることができる。ワイドバンドギャップ半導体として、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。ワイドバンドギャップ半導体は高速スイッチングに好適である。

１ 交流電源、 ２ 力率改善回路、 ３ ＤＣ−ＤＣコンバータ、 ４ 制御部、 ５ ゲート駆動部、 ９ 光源、 ４３ 光源点灯装置、 １００ 光源点灯装置、 １１０ 光源点灯装置、 ２００ 照明器具

Claims (11)

1. 交流電力を整流し出力が高圧線と低圧線に接続された整流回路と、
   前記高圧線上に設けられたインダクタと、
   アノードが前記インダクタに接続されたダイオードと、
   前記ダイオードのカソードと前記低圧線を接続する平滑コンデンサと、
   前記インダクタと前記ダイオードの間の前記高圧線に接続された第１端子、第２端子、及び前記第１端子から前記第２端子の方向に流れる電流を導通または遮断する制御端子を有するスイッチング素子と、
   前記第２端子と前記低圧線を接続する電流検出抵抗と、を有する力率改善回路と、
   前記スイッチング素子を制御する制御部と、
   前記制御部からの信号を受け、前記第２端子の電位を基準電位として前記制御端子に電圧を印加して前記スイッチング素子を駆動するゲート駆動部と、を備えたことを特徴とする光源点灯装置。
2. 前記制御部の動作用の電源を供給する制御電源を備え、
   前記ゲート駆動部は、一端が前記制御電源に接続され他端が前記第２端子に接続されたコンデンサを備え、前記コンデンサから前記制御端子に駆動信号を印加することを特徴とする請求項１に記載の光源点灯装置。
3. 前記制御部の動作用の電源を供給する制御電源を備え、
   前記ゲート駆動部は、一次側で前記制御電源から電力供給を受け、二次側で前記制御端子と前記第２端子に接続されて前記制御端子に駆動信号を印加するトランスを備えたことを特徴とする請求項１に記載の光源点灯装置。
4. 前記制御電源及び前記制御部の基準電位は、前記低圧線に設定されたことを特徴とする請求項２又は３に記載の光源点灯装置。
5. 交流電力を整流し出力が高圧線と低圧線に接続された整流回路と、
   前記高圧線上に設けられたインダクタと、
   アノードが前記インダクタに接続されたダイオードと、
   前記ダイオードのカソードと前記低圧線を接続する平滑コンデンサと、
   前記インダクタと前記ダイオードの間の前記高圧線に接続された第１端子、前記低圧線に接続された第２端子、及び前記第１端子から前記第２端子の方向に流れる電流を導通または遮断する制御端子を有するスイッチング素子と、を有する力率改善回路と、
   前記スイッチング素子を制御する制御部と、
   前記制御部からの信号を受け、前記スイッチング素子を駆動するゲート駆動部と、
   前記インダクタに磁気的に結合して設けられた過電流検出巻線と、を備え、
   前記制御部は、前記スイッチング素子の導通状態において、前記インダクタを構成する巻線の巻数と前記過電流検出巻線の巻き数との巻数比から決まる前記過電流検出巻線の想定発生電圧よりも、前記過電流検出巻線に発生した発生電圧が低い場合、前記スイッチング素子をオフし、
   過電流状態においては前記インダクタの磁路を形成している磁性体の磁束密度は飽和状態に至っていることを特徴とする光源点灯装置。
6. 前記制御部は、
   前記整流回路の出力電圧を検出する電源電圧検出部を有し、
   前記電源電圧検出部で検出された電圧を前記想定発生電圧とすることを特徴とする請求項５に記載の光源点灯装置。
7. 前記電源電圧検出部は前記整流回路の出力電圧をレベルシフトして前記想定発生電圧とすることを特徴とする請求項６に記載の光源点灯装置。
8. 前記インダクタに磁気的に結合して設けられたゼロ電流検出巻線を備え、
   前記制御部は、前記ゼロ電流検出巻線で生じた電圧に基づいて電流臨界モードで前記スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項５から７のいずれか１項に記載の光源点灯装置。
9. 前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたことを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に記載の光源点灯装置。
10. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項９に記載の光源点灯装置。
11. 請求項１から１０のいずれか１項に記載の光源点灯装置と、
    前記光源点灯装置に接続されたＬＥＤを有する光源ユニットと、を備えたことを特徴とする照明器具。

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