JPH0698542A - 力率改善回路 - Google Patents
力率改善回路Info
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- JPH0698542A JPH0698542A JP24305892A JP24305892A JPH0698542A JP H0698542 A JPH0698542 A JP H0698542A JP 24305892 A JP24305892 A JP 24305892A JP 24305892 A JP24305892 A JP 24305892A JP H0698542 A JPH0698542 A JP H0698542A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 昇圧形力率改善回路における出力電圧を、従
来の整流平滑回路による出力電圧と同程度まで抑えるこ
とを目的とする。 【構成】 入力電源ｅ１を整流した脈流電圧を分圧，平
滑して得た直流電圧を基準電圧として誤差増幅器へ与え
る基準電圧発生回路６を設け、この直流電圧を誤差増幅
器の基準電圧とした。 【効果】 基準電圧は入力電源ｅ１の実効値電圧に比例
する事となり、出力電圧は基準電圧に従うので、出力電
圧も入力電源ｅ１の実効値電圧に比例する。例えばＡＣ
１００Ｖ系で使用する場合はその入力電圧に応じて出力
電圧も抑えられ、従来のコンデンサインプット形あるい
はチョークインプット形の整流平滑回路による出力電圧
に対して僅かな（１０Ｖ程度の）上昇で抑えることがで
きる。
来の整流平滑回路による出力電圧と同程度まで抑えるこ
とを目的とする。 【構成】 入力電源ｅ１を整流した脈流電圧を分圧，平
滑して得た直流電圧を基準電圧として誤差増幅器へ与え
る基準電圧発生回路６を設け、この直流電圧を誤差増幅
器の基準電圧とした。 【効果】 基準電圧は入力電源ｅ１の実効値電圧に比例
する事となり、出力電圧は基準電圧に従うので、出力電
圧も入力電源ｅ１の実効値電圧に比例する。例えばＡＣ
１００Ｖ系で使用する場合はその入力電圧に応じて出力
電圧も抑えられ、従来のコンデンサインプット形あるい
はチョークインプット形の整流平滑回路による出力電圧
に対して僅かな（１０Ｖ程度の）上昇で抑えることがで
きる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は力率改善回路に関し、特
に昇圧形コンバータ方式による力率改善回路に関する。
に昇圧形コンバータ方式による力率改善回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、一般に使用されている力率改善回
路としてコンデンサインプット形あるいはチョークイン
プット形の整流平滑回路によるものがあるが、昇圧形コ
ンバータ回路を用いたものもある。
路としてコンデンサインプット形あるいはチョークイン
プット形の整流平滑回路によるものがあるが、昇圧形コ
ンバータ回路を用いたものもある。
【０００３】従来の昇圧形コンバータ回路を用いた力率
改善回路の一例を図２に示す。図２に示す力率改善回路
は、交流電源ｅ１を整流するための整流器ＲＣ１と、整
流器ＲＣ１の出力電圧を昇圧するためのチョークコイル
Ｌ１、トランジスタＱ１、ダイオードＤ１と、この昇圧
された出力を平滑するためのコンデンサＣ２と、本回路
から見た交流電源ｅ１のインピーダンスを下げるための
デカップリングコンデンサＣ１と、コンデンサＣ２に現
れる出力電圧を分圧，検出するための抵抗Ｒ１，Ｒ２
と、抵抗Ｒ１，Ｒ２により検出された電圧によりトラン
ジスタＱ１のオン／オフをＰＷＭ制御するためのＰＷＭ
制御回路４から構成される。
改善回路の一例を図２に示す。図２に示す力率改善回路
は、交流電源ｅ１を整流するための整流器ＲＣ１と、整
流器ＲＣ１の出力電圧を昇圧するためのチョークコイル
Ｌ１、トランジスタＱ１、ダイオードＤ１と、この昇圧
された出力を平滑するためのコンデンサＣ２と、本回路
から見た交流電源ｅ１のインピーダンスを下げるための
デカップリングコンデンサＣ１と、コンデンサＣ２に現
れる出力電圧を分圧，検出するための抵抗Ｒ１，Ｒ２
と、抵抗Ｒ１，Ｒ２により検出された電圧によりトラン
ジスタＱ１のオン／オフをＰＷＭ制御するためのＰＷＭ
制御回路４から構成される。
【０００４】またＰＷＭ制御回路４は、固定された基準
電圧を発生する基準電圧発生回路１と、抵抗Ｒ１，Ｒ２
により検出された電圧と基準電圧発生回路１からの基準
電圧との差を増幅するための誤差増幅器Ａ１と、誤差増
幅器Ａ１の位相補償を行うための抵抗Ｒ３、コンデンサ
Ｃ３，Ｃ４と、一定周期、一定レベルの鋸歯波を発生さ
せる鋸歯波発生回路２と、鋸歯波発生回路２の出力と誤
差増幅器Ａ１の出力を比較してトランジスタＱ１のオン
・オフ時間を決めるためのコンパレータＡ２と、コンパ
レータＡ２の出力パルスに応じトランジスタＱ１をスイ
ッチングさせるためのドライブ回路３とから構成され
る。
電圧を発生する基準電圧発生回路１と、抵抗Ｒ１，Ｒ２
により検出された電圧と基準電圧発生回路１からの基準
電圧との差を増幅するための誤差増幅器Ａ１と、誤差増
幅器Ａ１の位相補償を行うための抵抗Ｒ３、コンデンサ
Ｃ３，Ｃ４と、一定周期、一定レベルの鋸歯波を発生さ
せる鋸歯波発生回路２と、鋸歯波発生回路２の出力と誤
差増幅器Ａ１の出力を比較してトランジスタＱ１のオン
・オフ時間を決めるためのコンパレータＡ２と、コンパ
レータＡ２の出力パルスに応じトランジスタＱ１をスイ
ッチングさせるためのドライブ回路３とから構成され
る。
【０００５】次に動作について説明する。交流電源ｅ１
は通常図３（ａ）に示すような商用交流電源である。交
流電源ｅ１は整流器ＲＣ１により整流され、図３（ｂ）
に示すような脈流電圧Ｖ１となる。脈流電圧Ｖ１はチョ
ークコイルＬ１，トランジスタＱ１、ダイオードＤ１，
コンデンサＣ２，抵抗Ｒ１，Ｒ２及びＰＷＭ制御回路４
により昇圧，安定化される。
は通常図３（ａ）に示すような商用交流電源である。交
流電源ｅ１は整流器ＲＣ１により整流され、図３（ｂ）
に示すような脈流電圧Ｖ１となる。脈流電圧Ｖ１はチョ
ークコイルＬ１，トランジスタＱ１、ダイオードＤ１，
コンデンサＣ２，抵抗Ｒ１，Ｒ２及びＰＷＭ制御回路４
により昇圧，安定化される。
【０００６】ところで、脈流電圧Ｖ１をスイッチングす
る構成であるため、出力電圧Ｖ0 には脈流電圧Ｖ1 によ
る交流電源ｅ１の２倍の周波数のリップル電圧Ｖr が表
れることがある。しかし抵抗Ｒ３，コンデンサＣ３，Ｃ
４による位相補償回路により誤差増幅器Ａ１のロールオ
フ周波数をリップル電圧Ｖr の周波数より充分低く設定
することにより、リップル電圧Ｖr のＰＷＭ制御回路へ
の影響は排除され、脈流電圧Ｖ１の１周期中におけるト
ランジスタＱ１のオン時間は一定となる。
る構成であるため、出力電圧Ｖ0 には脈流電圧Ｖ1 によ
る交流電源ｅ１の２倍の周波数のリップル電圧Ｖr が表
れることがある。しかし抵抗Ｒ３，コンデンサＣ３，Ｃ
４による位相補償回路により誤差増幅器Ａ１のロールオ
フ周波数をリップル電圧Ｖr の周波数より充分低く設定
することにより、リップル電圧Ｖr のＰＷＭ制御回路へ
の影響は排除され、脈流電圧Ｖ１の１周期中におけるト
ランジスタＱ１のオン時間は一定となる。
【０００７】さらにこのときの電流波形について説明す
る。通常は交流電源ｅ１の周波数は５０〜６０Ｈｚであ
り、これに対しトランジスタＱ１のスイッチング周波数
は数十ｋＨｚ以上に設定されるため、トランジスタＱ１
のスイッチング一周期間における入力電圧はほぼ一定と
みなすことができ、この値をＥ１とする。トランジスタ
Ｑ１がオンすると電流はＬ１→Ｑ１の経路を流れる。チ
ョークコイルＬ１のインダクダンス値をＬとすると、交
流電源ｅ１から本力率改善回路へ流れ込む電流ｉ1 は次
の（数１）ようになる。
る。通常は交流電源ｅ１の周波数は５０〜６０Ｈｚであ
り、これに対しトランジスタＱ１のスイッチング周波数
は数十ｋＨｚ以上に設定されるため、トランジスタＱ１
のスイッチング一周期間における入力電圧はほぼ一定と
みなすことができ、この値をＥ１とする。トランジスタ
Ｑ１がオンすると電流はＬ１→Ｑ１の経路を流れる。チ
ョークコイルＬ１のインダクダンス値をＬとすると、交
流電源ｅ１から本力率改善回路へ流れ込む電流ｉ1 は次
の（数１）ようになる。
【０００８】
【数１】
【０００９】次にトランジスタＱ１がオフすると、チョ
ークコイルＬ１に蓄えられたエネルギーはダイオードＤ
１を通じてコンデンサＣ２へ供給される。トランジスタ
Ｑ１がオフする直前の電流ｉ1 の値をｉ1 （ｔｏｎ）と
するとトランジスタＱ１がオフの間の電流は次の（数
２）のように表される。
ークコイルＬ１に蓄えられたエネルギーはダイオードＤ
１を通じてコンデンサＣ２へ供給される。トランジスタ
Ｑ１がオフする直前の電流ｉ1 の値をｉ1 （ｔｏｎ）と
するとトランジスタＱ１がオフの間の電流は次の（数
２）のように表される。
【００１０】
【数２】
【００１１】トランジスタＱ１の電流が０になった後、
トランジスタＱ１が再びオンするように最大オンデュー
ティを設定することにより、スイッチング一周期におけ
る電流ｉ1 の波形は図４（ａ）に示すように三角波とな
る。脈流電圧Ｖ１の一周期中においては、トランジスタ
Ｑ１のオン時間ｔｏｎは一定のため、入力電流ｉ1 のピ
ーク値は脈流電圧Ｖ１と共に変化し、脈流電圧Ｖ１と相
似な波形となる。これを図４（ｂ）に示す。
トランジスタＱ１が再びオンするように最大オンデュー
ティを設定することにより、スイッチング一周期におけ
る電流ｉ1 の波形は図４（ａ）に示すように三角波とな
る。脈流電圧Ｖ１の一周期中においては、トランジスタ
Ｑ１のオン時間ｔｏｎは一定のため、入力電流ｉ1 のピ
ーク値は脈流電圧Ｖ１と共に変化し、脈流電圧Ｖ１と相
似な波形となる。これを図４（ｂ）に示す。
【００１２】この電流ｉ1 はデカップリングコンデンサ
Ｃ１で平滑される事となるので、交流電源ｅ１の波形と
相似な波形の入力電流が流れることになり、力率をほぼ
１に近い値まで改善させることができる。
Ｃ１で平滑される事となるので、交流電源ｅ１の波形と
相似な波形の入力電流が流れることになり、力率をほぼ
１に近い値まで改善させることができる。
【００１３】また、出力端子１，２間の出力電圧Ｖ0 の
値は脈流電圧Ｖ１について常に昇圧動作を行うため脈流
電圧Ｖ１のピーク値よりも高くなくてはならず、これは
抵抗Ｒ１，Ｒ２および基準電圧発生回路１より出力され
る基準電圧の値ＶREF により決定され、次の（数３）よ
うに表される。
値は脈流電圧Ｖ１について常に昇圧動作を行うため脈流
電圧Ｖ１のピーク値よりも高くなくてはならず、これは
抵抗Ｒ１，Ｒ２および基準電圧発生回路１より出力され
る基準電圧の値ＶREF により決定され、次の（数３）よ
うに表される。
【００１４】
【数３】
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、脈流電圧Ｖ
１を平滑して得た直流電圧は脈流電圧Ｖ１のピーク値に
等しく、交流電源ｅ１の実効値の約１．４倍である。そ
の電圧を昇圧形コンバータへ与える構成であり、昇圧形
コンバータの出力電圧は入力電圧よりも必ず高く、少な
くとも入力電圧の１．３倍程度になる。従って出力電圧
の値は、例えば交流電源ｅ１がＡＣ１００Ｖ系の場合に
は１９０Ｖ以上、ＡＣ２００Ｖ系の場合には３８０Ｖ以
上の値となる。ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系に対応
させるためには、昇圧形コンバータをその出力電圧が３
８０Ｖ以上の値に固定されるように構成する必要があ
る。
１を平滑して得た直流電圧は脈流電圧Ｖ１のピーク値に
等しく、交流電源ｅ１の実効値の約１．４倍である。そ
の電圧を昇圧形コンバータへ与える構成であり、昇圧形
コンバータの出力電圧は入力電圧よりも必ず高く、少な
くとも入力電圧の１．３倍程度になる。従って出力電圧
の値は、例えば交流電源ｅ１がＡＣ１００Ｖ系の場合に
は１９０Ｖ以上、ＡＣ２００Ｖ系の場合には３８０Ｖ以
上の値となる。ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系に対応
させるためには、昇圧形コンバータをその出力電圧が３
８０Ｖ以上の値に固定されるように構成する必要があ
る。
【００１６】力率改善回路の出力電圧がこのように高い
値に固定されると、後段に接続されるＤＣ−ＤＣコンバ
ータ等の負荷側装置もこの高い電圧値に耐え得るような
設計をする必要があり、たとえ使用者がＡＣ１００Ｖ系
だけで使用する場合でも負荷側装置を高い電圧値に耐え
得るように設計する必要があり、コスト高となってしま
い、不合理であった。
値に固定されると、後段に接続されるＤＣ−ＤＣコンバ
ータ等の負荷側装置もこの高い電圧値に耐え得るような
設計をする必要があり、たとえ使用者がＡＣ１００Ｖ系
だけで使用する場合でも負荷側装置を高い電圧値に耐え
得るように設計する必要があり、コスト高となってしま
い、不合理であった。
【００１７】また、従来のコンデンサインプット形ある
いはチョークインプット形の整流平滑回路を用いた力率
改善回路から昇圧形コンバータを用いたものに交換する
場合には、出力電圧が高いので後段に接続されるＤＣ−
ＤＣコンバータ等の負荷側装置も変更する必要があっ
た。
いはチョークインプット形の整流平滑回路を用いた力率
改善回路から昇圧形コンバータを用いたものに交換する
場合には、出力電圧が高いので後段に接続されるＤＣ−
ＤＣコンバータ等の負荷側装置も変更する必要があっ
た。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明の力率改善回路
は、整流された脈流電圧を分圧，平滑して得た直流電圧
を誤差増幅器へ与え、直流電圧を誤差増幅器の基準電圧
とした。
は、整流された脈流電圧を分圧，平滑して得た直流電圧
を誤差増幅器へ与え、直流電圧を誤差増幅器の基準電圧
とした。
【００１９】
【作用】入力電圧の実効値に比例した電圧を誤差増幅器
の基準電圧として出力電圧を定電圧制御することとな
り、出力電圧は基準電圧に従うので、出力電圧も入力電
源ｅ１の実効値電圧に比例する。例えばＡＣ１００Ｖ系
で使用する場合はその入力電圧に応じて出力電圧も抑え
られ、例えば従来のコンデンサインプット形あるいはチ
ョークインプット形の整流平滑回路による出力電圧に対
して僅かな（１０Ｖ程度の）上昇で抑えることができ
る。
の基準電圧として出力電圧を定電圧制御することとな
り、出力電圧は基準電圧に従うので、出力電圧も入力電
源ｅ１の実効値電圧に比例する。例えばＡＣ１００Ｖ系
で使用する場合はその入力電圧に応じて出力電圧も抑え
られ、例えば従来のコンデンサインプット形あるいはチ
ョークインプット形の整流平滑回路による出力電圧に対
して僅かな（１０Ｖ程度の）上昇で抑えることができ
る。
【００２０】
【実施例】次に本発明の実施例について図面を参照して
説明する。図１は本発明の実施例における力率改善回路
の回路図である。本実施例の力率改善回路も、整流器Ｒ
Ｃ１の出力を平滑し、得られた電圧をスイッチングパル
スでスイッチング制御して所定レベルの直流出力を得る
と同時に入力電流波形を整流器ＲＣ１の出力電圧波形に
相似な波形に補正する機能を有する昇圧形コンバータ回
路を備えている。５は昇圧形コンバータ回路を構成する
ＰＷＭ制御回路、６はＰＷＭ制御回路５に設けられた基
準電圧発生回路である。本実施例においては、基準電圧
発生回路６をコンデンサと抵抗によるローパスフィルタ
にて実現した場合について説明する。なお図１中のコン
デンサｅ１，整流器ＲＣ１，チョークコイルＬ１，トラ
ンジスタＱ１，ダイオードＤ１およびコンデンサＣ２か
ら成る部分は、図２に示した従来の昇圧形力率改善回路
を構成する回路と同様な構成である。
説明する。図１は本発明の実施例における力率改善回路
の回路図である。本実施例の力率改善回路も、整流器Ｒ
Ｃ１の出力を平滑し、得られた電圧をスイッチングパル
スでスイッチング制御して所定レベルの直流出力を得る
と同時に入力電流波形を整流器ＲＣ１の出力電圧波形に
相似な波形に補正する機能を有する昇圧形コンバータ回
路を備えている。５は昇圧形コンバータ回路を構成する
ＰＷＭ制御回路、６はＰＷＭ制御回路５に設けられた基
準電圧発生回路である。本実施例においては、基準電圧
発生回路６をコンデンサと抵抗によるローパスフィルタ
にて実現した場合について説明する。なお図１中のコン
デンサｅ１，整流器ＲＣ１，チョークコイルＬ１，トラ
ンジスタＱ１，ダイオードＤ１およびコンデンサＣ２か
ら成る部分は、図２に示した従来の昇圧形力率改善回路
を構成する回路と同様な構成である。
【００２１】以下、基準電圧発生回路６について説明す
る。すなわち、出力電圧Ｖ０の値を決定するための基準
電圧として、脈流電圧Ｖ１を抵抗Ｒ４，Ｒ５，コンデン
サＣ５により平滑・分圧し得られる電圧を用いている。
このような構成によって供給することにより、出力電圧
Ｖ０の値が交流電源ｅ１の実効値によって決まる事とな
り、ｅ１の実効値が変化するのに従って出力電圧Ｖ０も
変化する。
る。すなわち、出力電圧Ｖ０の値を決定するための基準
電圧として、脈流電圧Ｖ１を抵抗Ｒ４，Ｒ５，コンデン
サＣ５により平滑・分圧し得られる電圧を用いている。
このような構成によって供給することにより、出力電圧
Ｖ０の値が交流電源ｅ１の実効値によって決まる事とな
り、ｅ１の実効値が変化するのに従って出力電圧Ｖ０も
変化する。
【００２２】以下、さらに詳細に説明する。交流電源ｅ
１は整流器ＲＣ１により整流され脈流電圧Ｖ１となる
が、この脈流電圧Ｖ１を抵抗Ｒ４，Ｒ５，コンデンサＣ
５により分圧、平滑して得られる直流電圧Ｖ１′の値は
交流電源のｅ１の実効値に比例したものとなる。この直
流電圧Ｖ１′を基準電圧とし誤差増幅器Ａ１へ入力する
ことで出力電圧Ｖ０は次の（数４）のように表され、交
流電源ｅ１の実効値に比例することになる。
１は整流器ＲＣ１により整流され脈流電圧Ｖ１となる
が、この脈流電圧Ｖ１を抵抗Ｒ４，Ｒ５，コンデンサＣ
５により分圧、平滑して得られる直流電圧Ｖ１′の値は
交流電源のｅ１の実効値に比例したものとなる。この直
流電圧Ｖ１′を基準電圧とし誤差増幅器Ａ１へ入力する
ことで出力電圧Ｖ０は次の（数４）のように表され、交
流電源ｅ１の実効値に比例することになる。
【００２３】
【数４】
【００２４】ここで、Ｅは交流電源ｅ１の実効値、ｋは
抵抗Ｒ４，Ｒ５，コンデンサＣ５により決まる定数とす
る。すなわち、交流電源ｅ１の波高値より出力電圧Ｖ0
の方が高くなるように抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ４，Ｒ５，コ
ンデンサＣ５を設定しておくことで、出力電圧Ｖ0 の値
は常に入力電圧よりも高くかつ、交流電源ｅ１の実効値
に比例した変化を行うことができる。
抵抗Ｒ４，Ｒ５，コンデンサＣ５により決まる定数とす
る。すなわち、交流電源ｅ１の波高値より出力電圧Ｖ0
の方が高くなるように抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ４，Ｒ５，コ
ンデンサＣ５を設定しておくことで、出力電圧Ｖ0 の値
は常に入力電圧よりも高くかつ、交流電源ｅ１の実効値
に比例した変化を行うことができる。
【００２５】こうして誤差増幅器Ａ１の出力信号はコン
パレータＡ２にて、鋸歯波発生回路２より出力される一
定周期・レベルの鋸歯と比較され、コンパレータＡ２の
出力パルスはドライブ回路３によりトランジスタＱ１を
スイッチングさせることで、通常のＰＷＭ制御が行われ
る。
パレータＡ２にて、鋸歯波発生回路２より出力される一
定周期・レベルの鋸歯と比較され、コンパレータＡ２の
出力パルスはドライブ回路３によりトランジスタＱ１を
スイッチングさせることで、通常のＰＷＭ制御が行われ
る。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、入力され
た交流電源を整流・平滑・分圧した電圧を基準電圧とし
て出力電圧の安定化制御をするように構成したので、基
準電圧は入力電源ｅ１の実効値電圧に比例する事とな
り、出力電圧は基準電圧に従うので、出力電圧も入力電
源ｅ１の実効値電圧に比例する。例えばＡＣ１００Ｖ系
で使用する場合はその入力電圧に応じて出力電圧も抑え
られ、この出力電圧の値を一般の整流平滑回路による出
力電圧に対して僅かな（１０Ｖ程度の）上昇で抑える事
が出来る。従って従来の整流平滑回路との互換性を持た
せる事が出来る共に、設計時の素子の選択についても耐
圧についての制約条件を緩和できるという効果を有す
る。
た交流電源を整流・平滑・分圧した電圧を基準電圧とし
て出力電圧の安定化制御をするように構成したので、基
準電圧は入力電源ｅ１の実効値電圧に比例する事とな
り、出力電圧は基準電圧に従うので、出力電圧も入力電
源ｅ１の実効値電圧に比例する。例えばＡＣ１００Ｖ系
で使用する場合はその入力電圧に応じて出力電圧も抑え
られ、この出力電圧の値を一般の整流平滑回路による出
力電圧に対して僅かな（１０Ｖ程度の）上昇で抑える事
が出来る。従って従来の整流平滑回路との互換性を持た
せる事が出来る共に、設計時の素子の選択についても耐
圧についての制約条件を緩和できるという効果を有す
る。
【図１】本発明の実施例における力率改善回路の回路図
【図２】従来の力率改善回路の回路図
【図３】（ａ）従来の力率改善回路の入力電圧を示す電
圧波形図 （ｂ）従来の力率改善回路の整流後の電圧を示す電圧波
形図 （ｃ）従来の力率改善回路の平滑後の電圧を示す電圧波
形図
圧波形図 （ｂ）従来の力率改善回路の整流後の電圧を示す電圧波
形図 （ｃ）従来の力率改善回路の平滑後の電圧を示す電圧波
形図
【図４】（ａ）従来の力率改善回路の電圧または電流波
形図 （ｂ）従来の力率改善回路の電圧または電流波形図
形図 （ｂ）従来の力率改善回路の電圧または電流波形図
ｅ１ 交流電源 Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５ コンデンサ Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５ 抵抗 ＲＣ１ 整流器 Ｌ１ チョークコイル Ｄ１ ダイオード Ｑ１ トランジスタ Ａ１ 誤差増幅器 Ａ２ コンパレータ ２ 鋸歯波発生回路 ３ ドライブ回路 ５ ＰＷＭ制御回路 ６ 基準電圧発生回路
Claims (1)
- 【請求項１】交流電圧を整流し脈流電圧に変換する整流
回路と、前記整流回路の出力をスイッチングパルスでス
イッチング制御して所定レベルの直流出力を得ると同時
に入力電流波形を前記整流回路の出力電圧波形に相似な
波形に補正する機能を有する昇圧形コンバータ回路と、
前記昇圧形コンバータ回路の出力電圧を検出して所定の
基準電圧と比較してその電圧差により前記スイッチング
パルスのパルス幅を帰還制御する制御回路とを有する力
率改善回路において、 前記脈流電圧を平滑し分圧して得られる直流電圧を基準
電圧として前記制御回路へ与える回路を有することを特
徴とする力率改善回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24305892A JPH0698542A (ja) | 1992-09-11 | 1992-09-11 | 力率改善回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24305892A JPH0698542A (ja) | 1992-09-11 | 1992-09-11 | 力率改善回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0698542A true JPH0698542A (ja) | 1994-04-08 |
Family
ID=17098180
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24305892A Pending JPH0698542A (ja) | 1992-09-11 | 1992-09-11 | 力率改善回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0698542A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06233524A (ja) * | 1993-02-03 | 1994-08-19 | Nec Corp | 力率改善回路 |
| JPH0955296A (ja) * | 1995-08-10 | 1997-02-25 | Eye Lighting Syst Corp | 放電灯点灯装置 |
| KR100524883B1 (ko) * | 1998-01-07 | 2005-12-21 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 역률 보정 회로 |
| JP2008253043A (ja) * | 2007-03-30 | 2008-10-16 | Diamond Electric Mfg Co Ltd | 力率改善回路 |
-
1992
- 1992-09-11 JP JP24305892A patent/JPH0698542A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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