JP2531758B2

JP2531758B2 - インバ―タ装置

Info

Publication number: JP2531758B2
Application number: JP63212899A
Authority: JP
Inventors: 直景岸本; 悟志寺本
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1988-08-26
Filing date: 1988-08-26
Publication date: 1996-09-04
Anticipated expiration: 2011-09-04
Also published as: JPH0265673A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、放電ランプ等の負荷に給電するインバー
タ装置に関するもので、特にスイッチング素子のオンオ
フを制御する駆動・制御回路に対する制御電源の供給に
係る。

〔従来の技術〕

第９図は従来の第１の直列型のインバータ装置の基本
的な回路図を示している。第９図において、直流電源Ｅ
は、商用電源をそのまま、もしくは変圧器により昇圧ま
たは降圧したものを整流・平滑して得られるものであ
る。直流電源Ｅには、スイッチング素子Q₁,Q₂の直列回
路が接続されている。スイッチング素子Q₁,Q₂の接続点
と直流電源Ｅの負側との間には、インダクタンス素子L₁
とコンデンサC₁,C₂の直列回路が接続されている。コン
デンサC₁は共振用のコンデンサであり、その両端には負
荷LD₁が並列接続されている。コンデンサC₂は負荷LD₁に
直流成分が供給されることを防止するための直流成分カ
ット用のコンデンサであり、２個のスイッチング素子
Q₁,Q₂のオン・オフデューティが等しい場合には、ほぼ
電源電圧Ｅの半分の直流電圧が図示された極性で充電さ
れる。通常、直流成分カット用のコンデンサC₂の容量値
は、共振用のコンデンサC₁の容量値に比べて十分大きく
設定される。２個のスイッチング素子Q₁,Q₂は、その駆
動・制御回路DRによって交互にオン駆動されて、インダ
クタンス素子L₁およびコンデンサC₁からなる負荷用のLC
直列共振回路に高周波電圧を印加する。これによって、
負荷用のLC直列共振回路には、振動電流が流れて共振用
のコンデンサC₁に発生する振動電圧によって負荷LD₁が
付勢される。

この第９図のインバータ装置は、一般的に入力電圧
（この場合は、直流電圧）が高く、この電圧をそのまま
駆動・制御回路DRに加えることはできない。したがっ
て、駆動・制御回路DRを作動させるための制御電源は、
制御電源供給回路A₁を介して直流電源Ｅより供給され
る。この制御電源供給回路A₁は、ダイオードD₁,限流抵
抗R₁および電解型のコンデンサC₀からなる直列回路が直
流電源Ｅに対して並列接続されている。そして、コンデ
ンサC₀には、ツェナーダイオードZD₁と駆動・制御回路D
Rが並列接続されている。これにより、限流抵抗R₁およ
びダイオードD₁を介して駆動・制御回路DRに電圧V₀,電
流I₀の制御電源が供給される。コンデンサC₀は制御電源
の電圧V₀の平滑用であり、ツェナーダイオードZD₁は過
電圧保護用兼電圧V₀の安定化用であり、限流抵抗R₁にＥ
−V₀電圧を持たせることにより、駆動・制御回路DRを作
動させるための電圧V₀,電流I₀の制御電源を得ている。

第10図は、第９図のインバータ装置の動作を説明する
ためのタイムチャートである。同図（ａ）はスイッチン
グ素子Q₂の両端電圧を、同図（ｂ）はスイッチング素子
Q₂に流れる電流を、同図（ｃ）は負荷用のLC直列共振回
路に流れる振動電流（インダクタンス素子L₁に流れる電
流）を、同図（ｄ）は負荷電流を、同図（ｅ）は直流成
分カット用のコンデンサC₂の電圧V_Cをそれぞれ示してい
る。同図中、Ｅは直流電源Ｅの電圧を示している。

第11図は従来の第２のインバータ装置を示している。
このインバータ装置では、第９図の制御電源供給回路A₁
に代えて、制御電源供給回路A₂を用いたものである。こ
の制御電源供給回路A₂は、商用電源用の変圧器T₁を用
い、商用電源ACの電圧を一次側入力として、変圧器T₁に
より降圧して得られる二次側出力電圧を、ダイオードD₁
およびコンデンサC₀により整流・平滑することにより電
圧V₀,電流I₀の制御電圧を得たもので、コンデンサC₀と
並列にツェナーダイオードZD₁および駆動・制御回路DR
が第９図と同様に接続されている。その他も第９図のも
のと同様の構成である。

第12図は従来の第３のインバータ装置を示している。
このインバータ装置は、第９図における制御電源供給回
路A₁に代えて、制御電源供給回路A₃を用いたものであ
る。すなわち、第９図における直流成分カット用のコン
デンサC₂を負荷LD₁と直列に、直流電源Ｅの負側（グラ
ウンド側）と負荷LD₁の一端との間に接続した構成にな
っており、この直流成分カット用のコンデンサC₂からダ
イオードD₁および限流抵抗R₁を介してコンデンサC₀を充
電し、駆動・制御回路DRの制御電源（電圧V₀,電流I₀）
として使用したものである。その他は第９図と同様の構
成である。

〔発明が解決しようとする課題〕

前記した第９図のインバータ装置によれば、比較的簡
単に駆動・制御回路DRを作動させるための電圧V₀,電流I
₀の制御電源を得ることができるが、必ず以下の電力損
失P₁が限流抵抗R₁において発生する。

そして、直流電源Ｅ等の変動にかかわらず、十分な制
御電源を得るためには、ある程度限流抵抗R₁の抵抗値を
小さく設定する必要がある。したがって、直流電源Ｅの
電圧が高いような場合には、限流抵抗R₁での電力損失P₁
が急増する。このため、インバータ装置の効率が低下す
る。さらには、限流抵抗R₁の発熱も大きな問題であり、
限流抵抗R₁として高電力値の抵抗器の並列接続等が必要
であり、実装的にもコスト面で不利となる。したがって
以上の構成は実用的とはいえない。

また、第11図のインバータ装置によれば、電力損失を
増大させずに十分な制御電源を得ることができ、実用的
ではあるが、変圧器T₁が必要となるので、制御電源供給
回路A₂が高価となり、変圧器T₁の寸法が大きく、重いと
いう問題があった。

さらに、第12図のインバータ装置によれば、直流成分
カット用のコンデンサC₂から制御電源供給回路A₃を介し
て制御電源を得るようにしているので、コンデンサC₂の
直流成分が電源電圧Ｅの約半分であるから、限流抵抗R₁
の電力損失を、第９図に示した従来例に比べてほぼ半減
させることができる。

しかし、この第12図のインバータ装置は、駆動・制御
回路DRへ供給する電流I₀をあまり大きい値にすることが
できないという問題があった。

この発明の目的は、駆動・制御回路に加える電圧と制
御電源供給回路への入力電圧との整合のための変圧器や
限流抵抗を不要にでき、軽量で安価でかつ制御電源供給
回路の構成部品の温度上昇を招くことがなくて効率が良
く、しかも制御電源供給回路から駆動・制御回路へ電流
を十分に供給することができるインバータ装置を提供す
ることである。

〔課題を解決するための手段〕

この発明のインバータ装置は、スイッチングによって
直流電源の電圧を交流電圧に変換するスイッチング素子
と、交流電圧が加えられる負荷用の第１のLC直列共振回
路と、第１のLC直列共振回路から給電される負荷と、ス
イッチング素子をオンオフ駆動する駆動・制御回路と、
交流電圧が加えられる制御電源用の第２のLC直列共振回
路，およびこの第２のLC直列共振回路に流れる振動電流
を整流・平滑して駆動・制御回路に制御電源電圧として
供給する整流・平滑回路からなる制御電源供給回路と、
直流電源の電圧を起動時に駆動・制御回路に供給する起
動回路とを備えている。

〔作用〕

この発明の構成によれば、起動後において、スイッチ
ング素子によって得られる交流電圧が第２のLC直列共振
回路に加えられて第２のLC直列共振回路に振動電流が流
れる。そして、整流・平滑回路が第２のLC直列共振回路
の振動電流を整流および平滑して駆動・制御回路に制御
電源として供給することになる。

この場合、第２のLC直列共振回路の回路定数を適切に
設定することにより、駆動・制御回路に加える電圧と制
御電源供給回路への入力電圧との整合を図ることがで
き、したがって電圧整合用の変圧器や限流抵抗を不要に
できる。この結果、軽量で安価でかつ電力損失が少なく
て制御電源供給回路の構成部品の温度上昇を招くことが
なく、効率が良い。

しかも、制御電源供給回路は、負荷への給電路とは別
に設けた第２のLC直列共振回路から振動電流を取り込ん
で駆動・制御回路へ供給する構成であるので、駆動・制
御回路へ電流を充分に供給することができる。

〔実施例１〕この発明の第１の実施例を第１図および第２図に基づ
いて説明する。このインバータ装置は、第１図に示すよ
うに、駆動・制御回路DRでスイッチング素子Q₁,Q₂をオ
ンオフ駆動することにより、直流電源Ｅの電圧をスイッ
チング素子Q₁,Q₂で交流電圧に変換して負荷LD₁に加える
ようにしたインバータ装置において、交流電圧が加えら
れるLC直列共振回路KY₁とこのLC直列共振回路KY₁の振動
電流を整流および平滑して駆動・制御回路DRに制御電源
として供給する整流・平滑回路SH₁からなる制御電源供
給回路A₄と、直流電源Ｅの電圧を起動時に駆動・制御回
路DRに供給する起動回路STとを備えている。

この実施例の構成によれば、起動後において、スイッ
チング素子Q₁,Q₂によって得られる交流電圧がLC直列共
振回路KY₁に加えられてLC直列共振回路KY₁に振動電流が
流れる。そして、整流・平滑回路SH₁がLC直列共振回路K
Y₁の振動電流を整流および平滑して駆動・制御回路DRに
制御電圧として供給することになる。

以下、この第１の実施例を詳しく説明する。

第１の実施例のインバータ装置は、直流電源Ｅと、直
流電源Ｅに接続されたスイッチング素子Q₁,Q₂の直流回
路と、各スイッチング素子Q₁,Q₂を交互にオンさせる駆
動・制御回路DRと、スイッチング素子Q₁,Q₂の接続点と
直流電源Ｅの負側との間にとの間に接続されたインダク
タンス素子L₁と共振用のコンデンサC₁と直流成分カット
用のコンデンサC₂との直列回路と、共振用のコンデンサ
C₁に並列接続された負荷LD₁と、起動回路STと、制御電
源供給回路A₄と、駆動・制御回路DRとからなるものであ
る。

制御電源供給回路A₄は、スイッチング素子Q₂に並列に
接続されたインダクタンス素子L₂,コンデンサC₃および
ダイオードD₂の直列回路と、ダイオードD₂に並列に接続
されたダイオードD₁とコンデンサC₀の直列回路と、コン
デンサC₀に並列に接続された定電圧ダイオードZD₁とか
らなる。

この場合、ダイオードD₂とこのダイオードD₂に並列接
続されたダイオードD₁およびコンデンサC₀の直列回路と
からなる整流・平滑回路SH₁がインダクタンス素子L₂お
よびコンデンサC₃からなる制御電源用のLC直列共振回路
KY₁の振動電流から制御電源を得るようになっている。

起動回路STは、例えば第１図に示すような構成であ
る。すなわち、直流電源Ｅに並列に抵抗R₃と定電圧ダイ
オードZD₂の直列回路が接続されている。そして、PNP型
のトランジスタQ₃のベースが抵抗R₃と定電圧ダイオード
ZD₂の接続点に接続され、トランジスタQ₃のコレクタと
直流電源Ｅの正側との間に抵抗R₂が接続されていて、ト
ランジスタQ₃のエミッタはダイオードD₃を介してダイオ
ードD₁とコンデンサC₀の接続点に接続されている。

この起動回路STの動作は、商用電源等、直流電源Ｅの
発生のための交流入力の投入時にトランジスタQ₃が導通
するので、抵抗R₂,トランジスタQ₃およびダイオードD₁
を通じて駆動・制御回路DRに制御電源が供給され、駆動
・制御回路DRはスイッチング素子Q₁,Q₂を交互にオン駆
動する。これによって、インダクタンス素子L₁およびコ
ンデンサC₁からなる負荷用のLC直列共振回路には高周波
電圧が印加され、負荷用のLC直列共振回路に振動電流が
流れて、共振用のコンデンサC₁に発生する振動電圧によ
って負荷LD₁が付勢される。

つぎに、この発明の特徴となっている制御電源供給回
路A₄の動作について詳しく説明する。起動後、スイッチ
ング素子Q₁,Q₂は交互にオンとなる。そして、スイッチ
ング素子Q₁がオンでスイッチング素子Q₂がオフの時は、
直流電源Ｅ−インダクタンス素子L₂−コンデンサC₃の経
路により、LC直列共振回路KY₁に正弦波状の振動電流I₁
が流れる。また、スイッチング素子Q₁がオフでスイッチ
ング素子Q₂がオンの時は、コンデンサC₃に充電されてい
る電荷がインダクタンス素子L₂を通じて放電し、同様に
LC直列共振回路KY₁に振動電流I₁が流れる。

以上のように、スイッチング素子Q₁のオン時およびス
イッチング素子Q₂のオン時の何れの場合にも、LC直列共
振回路KY₁に振動電流I₁が流れることになる。

そして、第１図に示すように、ダイオードD₁,D₂を接
続することによって、振動電流I₁が矢印の向きに流れる
場合にはダイオードD₁が導通し、ダイオードD₁を介して
振動電流I₁がコンデンサC₀を充電して、また駆動・制御
回路DRによって消費される。このようにして、電圧V₀,
電流I₀の制御電源が得られることになる。

また、振動電流I₁が矢印の向きと逆向きに流れる場合
には、ダイオードD₂が導通してインダクタンス素子L₂お
よびコンデンサC₃による直列共振が持続し、このとき、
駆動・制御回路DRへはコンデンサC₀から制御電源が供給
される。この場合、コンデンサC₀の充電電荷が消費され
るものの、コンデンサC₀に充電されている電荷量が十分
多いため、支障なく電源供給することができる。この
際、LC直列共振回路KY₁を流れる振動電流I₁より制御電
源を得るようにしており、LC直列共振回路KY₁の回路定
数を適切に設定することにより、駆動・制御回路DRへの
印加電圧との整合をとることができ、限流抵抗は設ける
必要はなくなるので、制御電源供給回路A₄における電力
損失は皆無である。

なお、振動電流I₁と負荷用のLC直列共振回路に流れる
電流（インダクタンス素子L₁に流れる電流）I_L1の合成
電流がスイッチング素子Q₁,Q₂に流れることから、スイ
ッチング素子Q₁,Q₂での電力損失を低減させるために
は、振動電流I₁はできるだけ小さい方が望ましい。した
がって、制御電源用のLC直列共振回路KY₁の共振周波数f
₀は、第（２）式のように、スイッチング素子Q₁,Q₂のス
イッチング周波数f_swよりかなり高く設定される。

また、駆動・制御回路DRは、電力を消費する負荷、つ
まり抵抗分であるので、振動電流I₁は、実際には自由振
動を行いながら減衰していくことになる。

以上のようにして、起動後、LC直列共振回路KY₁の振
動電流I₁から制御電源を得ている。そして、LC直列共振
回路KY₁の振動電流I₁より得られる制御電源の電圧V₀を
定電圧ダイオードZD₂のツェナー電圧V₁より高く設定し
ているので、起動後ダイオードD₃には逆方向の電圧が加
わり、トランジスタQ₃は遮断し、起動回路STから駆動・
制御回路DRへの電源供給はなくなる。したがって、起動
の瞬間のみ、トランジスタQ₃と抵抗R₂に電圧損失が生じ
るが、起動後は起動回路STにおける電力損失は生じな
い。

なお、起動回路STについては、起動時のみ、駆動・制
御回路DRに必要な制御電源を供給でき、かつ起動後は制
御電源の供給を停止できるものであれば、どのような回
路構成であってもよい。

第２図は、前記した第１図のインバータ装置の動作説
明のためのタイムチャートを示している。同図（ａ）は
スイッチング素子Q₂の両端電圧、同図（ｂ）はスイッチ
ング素子Q₂に流れる電流I_Q2、同図（ｃ）は負荷用のLC
直列共振回路に流れる振動電流（インダクタンス素子L₁
に流れる電流I_L1）、同図（ｄ）は制御電源用のLC直列
共振回路KY₁に流れる振動電流I₁、同図（ｅ）は正弦波
状に流れる負荷電流である。

以上のように、この実施例においては、負荷用のLC直
列共振回路（インダクタンス素子L₁およびコンデンサC₁
からなる）の他に制御電源用のLC直列共振回路KY₁を設
け、起動後にLC直列共振回路KY₁の振動電流I₁から制御
電源を得る整流・平滑回路SH₁を設けているので、LC直
列共振回路KY₁の回路定数を適切に設定することによ
り、駆動・制御回路DRに加える電圧と制御電源供給回路
A₄への入力電圧との整合を図ることができ、したがって
電圧整合用の変圧器で限流抵抗を不要にできる。この結
果、軽量で安価でかつ電力損失が少なくて制御電源供給
回路A₄の構成部品の温度上昇を招くことがなく、効率が
良い。

しかも、制御電源供給回路A₄は、負荷LDへの給電路と
は別に設けたLC直列共振回路KY₁から振動電流I₁を取り
込んで駆動・制御回路DRへ供給する構成であるので、駆
動・制御回路DRへ電流を十分に供給することができる。

〔実施例２〕この発明の第２の実施例を第３図に基づいて説明す
る。このインバータ装置は、第３図に示すように、直流
電源Ｅの正側とスイッチング素子Q₁,Q₂の接続点との間
にとの間にインダクタンス素子L₁と共振用のコンデンサ
C₁と直流成分カット用のコンデンサC₂との直列回路を接
続した点が第１図の実施例との相違点で、その他は第１
図のものと同様である。

この実施例は第１の実施例と同様の効果を奏する。

〔実施例３〕この発明の第３の実施例を第４図および第５図に基づ
いて説明する。このインバータ装置は、第４図に示すよ
うに、負荷LD₂として放電ランプを用い、かつ負荷用のL
C直列共振回路を構成するインダクタンス素子L₁を制御
電源用のLC直列共振回路KY₂のインダクタンス素子に兼
用した実施例を示している。

第４図において、整流・平滑回路SSは、商用電源ACの
電圧を整流・平滑して直流電源電圧を作成する。この整
流・平滑回路SSの直流出力端には、トランジスタからな
るスイッチング素子Q₁,Q₂の直列回路が接続されてい
る。また、各スイッチング素子Q₁,Q₂のコレクタ・エミ
ッタ間には、それぞれダイオードD₆,D₇が逆並列接続さ
れている。スイッチング素子Q₂の両端には、直流成分カ
ット用のコンデンサC₂とインダクタンス素子L₁と負荷LD
₂である放電ランプとの直列回路が接続されている。さ
らに、負荷LD₂である放電ランプの両フィラメントf₁,f₂
の非電源側電極端子間に共振用のコンデンサC₁が接続さ
れている。このコンデンサC₁は、インダクタンス素子L₁
とで負荷用のLC直列共振回路を構成し、負荷LD₂へ給電
する。

コンデンサC₃はインダクタンス素子L₁とで制御電源用
のLC直列共振回路KY₂を構成し、コンデンサC₃とダイオ
ードD₂の直列回路は、負荷LD₂である放電ランプの電源
側に接続され、ダイオードD₂には、ダイオードD₁および
コンデンサC₀の直列回路が並列に接続され、これらが前
記と同様に整流・平滑回路SH₁を構成している。さら
に、コンデンサC₀と並列に駆動・制御回路DRおよびツェ
ナーダイオードZD₁が接続されている。上記のLC直列共
振回路KY₂と整流・平滑回路SH₁とで制御電源供給回路A₅
が構成される。

駆動・制御回路DRの構成は第１図の回路と同様であ
る。また、起動回路STの構成も第１図と同様である。

以下、第４図の回路の動作を説明する。商用電源ACが
投入されると、整流・平滑回路SSにより整流・平滑され
た直流電源電圧が得られる。起動回路STを通じて前記直
流電源電圧より駆動・制御回路DRに電圧V₀,電流I₀の制
御電源が供給され、駆動・制御回路DRにより、スイッチ
ング素子Q₁,Q₂であるトランジスタのベースには、交互
にハイレベルとなる駆動信号が与えられ、スイッチング
素子Q₁,Q₂は交互にオンオフを繰り返す。これにより、
Ｘ点の電圧は矩形波状の電圧となり、この電圧はインダ
クタンス素子L₁,コンデンサC₁による負荷用のLC直列共
振回路に印加され、負荷用のLC直列共振回路に振動電流
が流れる。なお、上記の直流成分カット用のコンデンサ
C₂の容量は共振用のコンデンサC₁の容量に比べて十分大
きく設定される。

また、制御電源用のLC直列共振回路KY₂にも同様に、
振動電流が流れる。

ここで、共振用のコンデンサC₁に流れる振動電流をI
_C1とし、共振用のコンデンサC₃に流れる振動電流をI₁と
すると、振動電流I₁は振動電流I_C1に対し、ほぼ I₁≒（C₃/C₁）・I_C1 ……（３）という関係になっており、コンデンサC₃の容量は、コン
デンサC₁の容量に比べて小さくなっており、振動電流I₁
は振動電流I_C1に比べて小さい電流となっている。ゆえ
に、スイッチング素子Q₁,Q₂であるトランジスタの振動
電流I₁による損失は無視できる。

一方、共振用のインダクタンス素子L₁に流れる電流I
_L1は、振動電流I₁と振動電流I_C1との合成電流であり、 I_L1≒〔１＋（C₃/C₁）〕・I_C1 ……（４）で表される。

そして、第１図の実施例でも説明したとおり、振動電
流I₁が矢印の向きに流れる場合（すなわち、電流I_L1が
矢印の向きに流れる場合）に、ダイオードD₁が導通し、
ダイオードD₁を介して振動電流I₁はコンデンサC₀を直流
に充電し、また駆動・制御回路DRによって消費される。
こうして電圧V₀,電流I₀の制御電源が得られる。

また、振動電流I₁が矢印の向きと逆の向きに流れる場
合（すなわち、電流I_L1が矢印と逆の向きに流れる場
合）には、ダイオードD₂が導通し、インダクタンス素子
L₁およびコンデンサC₃による直列共振が持続し、コンデ
ンサC₀が駆動・制御回路DRに対して制御電源を供給する
ことになる。このときには駆動・制御回路DRでコンデン
サC₀の電荷が消費される。

この実施例の場合、第１図の実施例と同様に、LCの直
列共振回路KY₂の振動電流I₁により電圧V₀,電流I₀の制御
電源を得ているので、制御電源供給回路A₅での電力損失
は皆無である。

そして、前記制御電源供給回路A₅から駆動・制御回路
DRに制御電源が供給されると同時に、起動回路STからの
制御電源の供給は停止する。

この後、駆動信号の周波数を徐々に共振周波数に近づ
けると、コンデンサC₁には、振動電流が多く流れ、その
両端電圧が上昇し、負荷LD₂である放電ランプが始動・
点灯する。点灯後も、点灯前と同様に第（３）式を満た
す振動電流I₁が流れ、同様に振動電流I₁によりダイオー
ドD₁を介して制御電源が得られる。

第５図は第４図のインバータ装置の実施例における放
電ランプ（負荷LD₂）の点灯後における各部のタイムチ
ャートである。同図（ａ）はトランジスタからなるスイ
ッチング素子Q₂の両端電圧、同図（ｂ）はスイッチング
素子Q₂に流れる電流とダイオードD₇に流れる電流とを合
成した合成電流I_S、同図（ｃ）はインダクタンス素子L₁
に流れる振動電流I_L1、同図（ｄ）はコンデンサC₃に流
れる振動電流I₁、同図（ｅ）は正弦波状に流れる負荷電
流である。

このような構成においては、負荷LD₂である放電ラン
プの異常、例えば放電ランプの離脱による無負荷時や放
電ランプの寿命末期時の半波放電状態においても、LC直
列共振回路KY₂に振動電流I₁が流れているので、駆動・
制御回路DRの制御電源を得ることができるという効果も
ある。さらに、交流入力変動によっても、振動電流I₁は
あまり変化しないので、交流入力電圧（商用電源電圧）
変動に対しても安定に動作させることができる。

以上のように、この実施例においては、負荷用のLC直
列共振回路のインダクタンス素子L₁を、制御電源用のLC
直列共振回路を構成するインダクタンス素子に兼用し、
制御電源用のLC直列共振回路KY₂の振動電流I₁から電圧V
₀,電流I₀の制御電源を得る整流・平滑回路SH₁を設けて
いるので、前記第１および第２の実施例より部品点数が
少なくなり、簡単かつ安価に構成できる。その点の効果
は、第１の実施例と同様である。

〔実施例４〕この発明の第４の実施例を第６図に基づいて説明す
る。このインバータ装置は、第６図に示すように、直流
電源Ｅの正側とスイッチング素子Q₁,Q₂の接続点との間
にインダクタンス素子L₁と共振用のコンデンサC₁と直流
成分カット用のコンデンサC₂との直列回路を接続した点
が第４図の実施例との相違点で、その他は第４図のもの
と同様である。

この実施例は第３の実施例と同様の効果を奏する。

〔実施例５〕この発明の第５の実施例を第７図に基づいて説明す
る。この実施例は、この発明をハーフブリッジ型のイン
バータ装置に適用したものであり、制御電源供給回路A₅
の構成および動作は第４図の実施例で説明したのと同様
である。

第７図において、C₆,C₇はそれぞれコンデンサであ
り、その他の部品については、第１図および第４図にて
説明したものと同様の機能を有するので、同一符号を付
して説明を省略している。

この実施例は第１図の実施例と同様の効果を奏する。

なお、この実施例では、負荷用のLC直列共振回路を構
成するインダクタンス素子L₁を制御電源用のLC直列共振
回路KY₂のインダクタンス素子に兼用していたが、両イ
ンダクタンス素子を第１図の実施例のように個別に設け
てもよい。

さらに、インバータ装置の構成も、ハーフブリッジ型
でなく、フルブリッジ型であってもよい。この場合、第
７図におけるコンデンサC₆,C₇がスイッチング素子に置
き換わる。

また、インバータ装置は、１石型であってもよい。

〔実施例６〕この発明の第６の実施例を第８図に基づいて説明す
る。この実施例は、多数の放電ランプを並列点灯させる
放電灯点灯装置に適用したものである。

このインバータ装置は、インダクタンス素子L₁₁およ
び放電ランプからなる負荷LD₁₁の直列回路からインダク
タンス素子L_1nおよび放電ランプからなる負荷LD_1nの直
列回路までのｎ個の直列回路を並列に接続し、この並列
回路を直流成分カット用のコンデンサC₂と直列に接続し
てスイッチング素子Q₁,Q₂接続点と直流電源Ｅの負側と
の間に接続している。また、負荷LD₁₁〜LD_1nである各放
電ランプの非電源側電極端子間にそれぞれ共振用のコン
デンサC₁₁〜C_1nを接続し、コンデンサC₁₁〜C_1nにそれぞ
れ共振用のコンデンサC₃₁およびダイオードD₂₁の直列回
路から共振用のコンデンサC_3nおよびダイオードD_2nの直
列回路までの各直列回路を並列に接続し、上記各直列回
路のコンデンサC₃₁〜C_3nとダイオードD₂₁〜D_2nの接続点
にダイオードD₁₁〜D_1nのアノードを接続し、ダイオード
D₁₁〜D_1nのカソードを共通接続してコンデンサC₀に接続
している。その他は第４図のものと同様である。

この第８図の回路構成によれば、負荷LD₁₁〜LD_1nの着
脱にかかわらず、すくなくとも１本が接続されておれ
ば、コンデンサC₀が充電され、制御電源を得ることがで
きる。また、すべての負荷LD₁₁〜LD_1nが取り外された完
全な無負荷状態になれば、ダイオードD₁₁〜D_1nを通じて
の電源供給がなくなるため、駆動・制御回路DRに対する
制御電源が遮断され、発振動作が停止することになり、
無負荷時の安全を確保できる。

その他の効果は前記第１の実施例と同様である。

〔発明の効果〕

この発明のインバータ装置によれば、負荷用の第１の
LC直列共振回路の他に制御電源用の第２のLC直列共振回
路を設け、起動後に第２のLC直列共振回路の振動電流か
ら制御電源電圧を得る整流・平滑回路を設けているの
で、第２のLC直列共振回路の回路定数を適切に設定する
ことにより、駆動・制御回路に加える電源と制御電源供
給回路への入力電圧との整合を図ることができ、したが
って電圧整合用の変圧器や限流抵抗を不要にできる。こ
の結果、軽量で安価でかつ電力損失が少なくて制御電源
供給回路の構成部品の温度上昇を招くことがなく、効率
が良い。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１の実施例の構成を示す回路図、
第２図は第１図のインバータ装置の各部のタイムチャー
ト、第３図はこの発明の第２の実施例の構成を示す回路
図、第４図はこの発明の第３の実施例の構成を示す回路
図、第５図は第４図のインバータ装置の各部のタイムチ
ャート、第６図はこの発明の第４の実施例の構成を示す
回路図、第７図はこの発明の第５の実施例の構成を示す
回路図、第８図はこの発明の第６の実施例の構成を示す
回路図、第９図は第１の従来例の構成を示す回路図、第
10図は第９図のインバータ装置の各部のタイムチャー
ト、第11図は第２の従来例の構成を示す回路図、第12図
は第３の従来例の構成を示す回路図である。Ｅ……直流電源、Q₁,Q₂……スイッチング素子、DR……
駆動・制御回路、KY₁……LC直列共振回路、SH₁……整流
・平滑回路、A₄……制御電源供給回路、ST……起動回路

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】スイッチングによって直流電源の電圧を交
流電圧に変換するスイッチング素子と、前記交流電圧が
加えられる負荷用の第１のLC直列共振回路と、前記第１
のLC直列共振回路から給電される負荷と、前記スイッチ
ング素子をオンオフ駆動する駆動・制御回路と、前記交
流電圧が加えられる制御電源用の第２のLC直列共振回
路，およびこの第２のLC直列共振回路に流れる振動電流
を整流・平滑して前記駆動・制御回路に制御電源電圧と
して供給する整流・平滑回路からなる制御電源供給回路
と、前記直流電源の電圧を起動時に前記駆動・制御回路
に供給する起動回路とを備えたインバータ装置。