KR101043586B1 - 스위칭 모드 전원 회로 - Google Patents

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KR101043586B1
KR101043586B1 KR1020110007423A KR20110007423A KR101043586B1 KR 101043586 B1 KR101043586 B1 KR 101043586B1 KR 1020110007423 A KR1020110007423 A KR 1020110007423A KR 20110007423 A KR20110007423 A KR 20110007423A KR 101043586 B1 KR101043586 B1 KR 101043586B1
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이승민
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Abstract

본 발명은 스위칭 모드 전원 회로에 관한 것으로서, 특히 트랜스포머가 유도하는 전력을 회수하여 별도의 콘덴서에 충전하였다가 1차측 회로에 전력을 공급하도록 고안되어 전력의 사용효율을 높인 스위칭 모드 전원 회로에 관한 것이다.
본 발명의 스위칭 모드 전원 회로는 교류를 직류로 변환하는 정류 회로; 상기 정류 회로와 병렬로 연결되어 리플을 평활하는 1차 평활 콘덴서; 1차측 회로의 에너지를 2차측 회로로 전달하는 트랜스포머; 상기 트랜스포머의 전류 흐름을 제어하는 스위칭 트랜지스터와 이를 온 또는 오프하는 제어회로를 포함하여 이루어지는 스위칭 제어 회로; 상기 트랜스포머에 의한 역기전력을 통과시키는 역방향 다이오드; 역기전력을 충전하거나 방전하여 무효전력을 보상함으로써 역률을 개선하는 밸리필 회로 및 상기 밸로필 회로의 충전 및 방전을 제어하는 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00312
)를 포함하여 이루어진다.

Description

스위칭 모드 전원 회로{SWITCHING MODE POWER SUPPLY CIRCUIT}
본 발명은 스위칭 모드 전원 회로에 관한 것으로서, 특히 스위칭 제어 회로에 의해 1차측 전류가 차단(current switching-off) 되었을 때 트랜스포머가 유도(induce)하는 전력을 회수하여 별도의 축전지(콘덴서)에 충전하였다가 스위칭 제어 회로에 의해 1차측 전류가 흐르면(current switching-on) 1차측 회로에 전력을 공급하도록 고안되어 전력의 사용효율을 높인 스위칭 모드 전원 회로에 관한 것이다.
최근 직류 전류를 필요로 하는 정보기기 또는 전자기기 산업이 지속적으로 발전하고 있다. 이에 따라 발전소로부터 각 가정이나 산업체에 공급되는 교류 전류를 직류 전류로 바꾸어 주는 장치 즉, 직류/교류 변환기의 수요가 꾸준히 늘어나고 있는 추세다.
도 1은 종래 직류/교류 변환기의 회로 구성도이다.
도 1의 (a)는 정류 다이오드를 이용하여 교류를 직류로 바꾸는 회로 구성도이다. 이러한 회로 구성은 교류를 직류로 바꾸는 가장 단순한 방법으로서, 고압의 교류 입력이 순방향 다이오드를 통하여 출력 측에 직결되어 있어 노이즈가 생기고 고압으로 인한 안전상의 문제가 따른다. 이러한 문제를 해결하기 위해서 회로 자체를 절연하는 방법을 생각할 수 있으나, 실제적으로 도 1의 (a)와 같은 회로 구성에 있어서는 회로와 사용자 간을 안전 수준으로 절연하기가 쉽지 않다.
전술한 문제점을 해결하기 위해서 직류/교류 변환기의 회로에는 절연을 위한 트랜스포머가 필수적이다.
도 1의 (b)는 종래 트랜스포머를 이용한 직류/교류 변환기의 회로 구성도이다. 도 1의 (b)에 도시된 바와 같이, 트랜스포머는 교류 전류가 공급되는 1차측과 직류 전류를 외부 장치에 출력하는 2차측을 분리하여 절연한다. 그러나 이러한 회로 구성에 있어서도, 전자 산업의 발달에 따라 전기 사용량이 급격하게 늘어나면서 변환 용량 및 효율의 한계, 그리고 기기를 사용하지 않을 때에 발생하는 대기 전력의 심각성이 제기된다. 이에 따라 회로의 부피에 비해 효율이 높고 대기전력을 극소화할 수 있는 제어회로를 내장하는 스위칭 모드 전원 장치(SMPS: Switching Mode Power Supply)의 사용이 일반화되고 있다.
도 2는 종래 스위칭 모드 전원 장치의 기본 개념도이다. 스위칭 제어 소자(switching mode controller IC)는 스위칭 모드 전원 장치의 전류 차단 또는 전류 켜짐을 제어하는 기능을 수행한다. 이러한 소자를 이용한 종래 스위칭 모드 전원 장치는 전력 변환 효율(conversion efficiency)을 높인 여러 가지 방법들이 고안되어 90%가 넘는 효율을 구현할 수 있게 되었다.
그러나 최근 LED를 사용하는 조명 기구와 같이 고효율이 요구되는 전자기기들에 있어서는 단순한 전력 변환 효율뿐만 아니라 1차측 전류의 사용 효율 개선도 요구되는 추세다. 1차측 사용 효율은 현재 역률(power factor)과 고조파 전류(harmonic current)로 규제되고 있는데, 이는 교류 전압 파형과 최대한 일치된 전류 파형을 사용하는 전원 회로를 설계하도록 유도하고자 제안된 것이다. 여러 기기나 장치들이 동일한 교류 전원에 연결되어 동작할 때 순간적으로 전류가 소모되면 전압강하가 발생하게 되어, 전류 용량을 실효치(RMS: root mean square)보다 훨씬 크게 설계해야 하는데, 이러한 문제점을 해결하기 위해 전압 안정화 장치를 사용하는 경우에 안정화 장치의 효율을 떨어뜨려 전체적인 전력 사용 효율 즉, 역률을 낮추는 결과를 가져오게 된다. 이렇게 역률이 낮은 전기기기들을 규제 없이 사용하게 되면 국가적인 자원 낭비로서 문제가 생길 수 있다. 따라서 현재 스위칭 모드 전원 장치는 전술한 문제를 해결하기 위하여 불가피하게 복잡한 설계가 요구되고 있다.
한편, 트랜스포머를 포함하는 스위칭 모드 전원 회로는 플라이백(flyback), 포워드 컨버터(forward converter) 또는 푸쉬-풀(push-pull) 등의 다양한 방식으로 이루어질 수 있는데, 출력 조건에 따라 선택하여 사용할 수 있다. 이 중 포워드 컨버터 방식의 스위칭 모드 전원 회로는 저전압 출력과 낮은 리플 전류와 같은 특성으로 1~100W급의 LED 조명기구나 중소형의 전자기기에 적절하다.
도 3은 종래 포워드 컨버터 방식의 스위칭 모드 전원 회로 구성도이며, 도 5는 도 3의 전류 켜짐 상태에서의 등가회로도이고, 도 6은 도 3의 전류 차단 상태에서의 등가회로도이다.
도 3에 도시된 바와 같이, 종래 포워드 컨버터 방식의 스위칭 전원 회로에서의 전류 흐름은 정류회로 - 1차측 평활 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00001
) - 트랜스포머 - 스위칭 트랜지스터 - 전류 검출 저항(
Figure 112011006104052-pat00002
)을 통해서 교류 전원으로 귀환한다. 여기에서 스위칭 제어 회로는 전류 검출 저항(
Figure 112011006104052-pat00003
)을 통해 트랜스포머에 흐르는 전류가 일정 수준(
Figure 112011006104052-pat00004
) 이상을 초과하거나 2차측의 전류 혹은 전압을 감시(monitoring)하여 설정값을 초과하면 설정값보다 낮아질 때까지 스위칭을 잠시 중단하는 동작을 반복 수행한다. 2차 측의 전류 또는 전압 감시 기능은 1차측과 2차측이 절연된(isolated) 상태에서 동작하여야 하므로 보통 포토커플러를 사용하여 이루어지거나 트랜스포머에 별도의 2차 권선을 감아 이루어지기도 한다.
전류 켜짐(current switching-on) 상태에서는 1차측 평활 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00005
)를 통하거나 전원으로부터 정류소자를 통하여 트랜스포머로 공급되는 전류(
Figure 112011006104052-pat00006
)가 시간에 비례하여 증가하게 되며, 이에 따라 2차측에서는 1차측 권선과 2차측 권선 비율(
Figure 112011006104052-pat00007
)에 비례하는 전류가 유도됨으로써 전력이 1차측에서 2차측으로 전달된다. 스위칭 제어 회로는 전류가 특정값(
Figure 112011006104052-pat00008
)이 되면 스위칭 트랜지스터를 오프하도록 설계하여 트랜스포머의 자심 포화(magnetic core saturation)를 방지하고 트랜지스터를 과전류로부터 보호할 수 있다.
한편, 트랜지스터를 오프하는 순간에는 트랜스포머의 권선에 유도된 전류가 급격히 줄어드는데, 이에 따라 전류의 변화에 비례하는 역기전력이 스위칭 트랜지스터 드레인 입력단에 발생하게 된다. 따라서 트랜스포머 코일에 흐르는 전류를 일시적으로나마 유지해주지 않으면 수천 볼트의 전압이 순간적으로 발생하여 스위칭 트랜지스터를 손상시키고 2차측에 발생하는 유도 전압 또한 상승하게 되어 2차측 정류 소자의 역방향 정격 전압을 초과함으로써 전원 회로에 손상을 가하게 된다.
전술한 현상을 방지하기 위해 도 3에 도시된 바와 같이, 역방향 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00009
)에 저항(
Figure 112011006104052-pat00010
)과 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00011
)를 병렬 연결하여 이루어지는 피크저감 회로(RCD snubber)를 구성하여, 역방향 기전력이 발생할 때 저항(
Figure 112011006104052-pat00012
)과 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00013
)를 통해 전류를 흘려 보내는 방식으로 역기전력의 상승을 제한할 수 있다.
도 4는 종래 제너다이오드를 포함하는 스위칭 모드 전원 회로 구성도이다. 도 4의 회로 구성은 도 3의 회로 구성과 마찬가지로 역기전력의 상승을 제한하기 위한 것으로, 입력 교류 전원 전압에 따라 통상 100V내지 200V 수준의 역방향 전압을 갖는 제너다이오드(Zener diode)를 추가하여 트랜스포머의 1차측 출력부의 전압(
Figure 112011006104052-pat00014
)이 일정 전압이상이 되면 순간적으로 전류를 누설하여 전압을 유지하는 회로 즉, 클램핑 회로(clamping circuit)를 구성할 수 있다.
도 3 또는 도 4에 도시된 회로 구성에서 전류의 전기 에너지는 저항(
Figure 112011006104052-pat00015
)나 제너다이오드에 의해 소모되기도 하고 일부는 1차측 콘덴서로 충전되어 다시 사용이 된다. 여기에서 저항(
Figure 112011006104052-pat00016
)를 통해 손실되는 전력은 트랜스포머의 유도전압과 1차측 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00017
) 전압의 차이(=
Figure 112011006104052-pat00018
)와 누설전류(
Figure 112011006104052-pat00019
)의 곱에 해당하는 전력(
Figure 112011006104052-pat00020
)이며 제너다이오드를 사용하는 경우에는 제너다이오드 전압(
Figure 112011006104052-pat00021
)와 누설전류(
Figure 112011006104052-pat00022
)의 곱에 해당하는 전력(
Figure 112011006104052-pat00023
)이다. 이러한 손실은 특히 트랜스포머의 유도전압(
Figure 112011006104052-pat00024
)을 일정 수준 이상으로 유지하여야 하는 포워드 컨버터 방식의 회로에서는 피하기가 쉽지 않다.
포워드 컨버터 방식의 회로에서 유도전압(
Figure 112011006104052-pat00025
)을 일정 수준 이상으로 유지하여야 하는 이유는 전류 차단(current switching-off)상태에서 트랜스포머에 유도된 자기장 에너지를 1차측 또는 2차측으로 방출하여 0의 값으로 리셋해야 하는 특성과 관련이 있다. 자기장 에너지를 소거하지 않으면 트랜스포머에 잔여 전류가 흐르게 되어 자체 발열이 커지고, 전류 차단(current switching-off) 상태에서 다시 전류 켜짐(current switching-on) 상태로 이전 시에 자심 코어 내의 자속의 변화가 작아져 1차측으로부터 2차측으로의 에너지 전달이 제대로 이루어지지 않는 문제점이 발생한다.
도 5를 참조하면, 스위칭 트랜지스터가 켜지는 순간부터 트랜스포머의 1차측 코일에는
Figure 112011006104052-pat00026
의 전류가 흐르며
Figure 112011006104052-pat00027
의 전기에너지가 유입된다. 전력 전달이 이상적으로 이루어지고 있는 상태에서는
Figure 112011006104052-pat00028
의 관계가 성립하지만 2차 측의 회로 특성으로 인해
Figure 112011006104052-pat00029
의 에너지만 전달된다. 코일 저항, 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00030
)에 의해 소모되는 손실을 무시하면
Figure 112011006104052-pat00031
의 에너지는 트랜스포머에 자심 코어에 자기장 에너지로 저장된다. 특히 입력 전압과 무관하게 출력 전압을 일정하게 유지하는 조건에서는
Figure 112011006104052-pat00032
값을 작게 설계하기가 어렵다. 한편, 이 에너지는 2차측을 저항 없이 연결한 상태에서 측정한 1차측 인덕턴스인 누설 인덕턴스(
Figure 112011006104052-pat00033
)에 대해
Figure 112011006104052-pat00034
로 표시할 수 있고 따라서
Figure 112011006104052-pat00035
인 관계가 성립한다.
도 6을 참조하면, 저장된 자기장 에너지는 스위칭 트랜지스터가 꺼지는 순간부터 1차측과 2차측의 임피던스(
Figure 112011006104052-pat00036
)를 통해 방출된다.
도 7a 내지 도 7d는 도3, 도5 및 도6의 각 전류 및 전압 파형을 나타낸 도이다. 도 7에 도시된 바와 같이, 종래 회로에서의 1, 2차 측 전류파형을 보면
Figure 112011006104052-pat00037
(
Figure 112011006104052-pat00038
는 자기에너지가 소거되는 기간) 구간에서
Figure 112011006104052-pat00039
,
Figure 112011006104052-pat00040
이므로 회로의 스위칭 주파수를
Figure 112011006104052-pat00041
라 하면 1차 측에서 소모되는 에너지는
Figure 112011006104052-pat00042
, 2차 측에서 소모되는 에너지는
Figure 112011006104052-pat00043
이고 따라서
Figure 112011006104052-pat00044
이다.
도 3에 도시된 회로 구성에서, 스위칭 트랜지스터가 오프된 후에도 2차측에 전류 (
Figure 112011006104052-pat00045
)가 흘러 유도된 자기에너지의 일부를 2차측으로 방출하기 위해서는 오프되기 직전의 전압 수준을 유지해야 한다. 이를 위해 전압을
Figure 112011006104052-pat00046
~
Figure 112011006104052-pat00047
사이로 설계하는 것을 고려한다면 1차측에서 소비되는 에너지는
Figure 112011006104052-pat00048
이 되며, 이는 손실 에너지가 1차측 누설 임피던스에 반비례한다는 것을 나타낸다. 따라서 에너지 손실을 최소화하기 위해 1차측 누설 임피던스를 크게 설계하는 것이 좋으나, 전술한 바와 같이 스위칭 트랜지스터의 드레인 전압은 일정 수준(
Figure 112011006104052-pat00049
)을 만족해야 하고 스위칭 트랜지스터가 온(on) 상태에서 오프(off) 상태가 되는 짧은 순간에는 일시적으로 고전압이 발생하기 때문에 보다 큰 여유를 두고 설계해야 한다.
전술한 식들을 정리하면
Figure 112011006104052-pat00050
이므로
Figure 112011006104052-pat00051
이며
Figure 112011006104052-pat00052
이다.
효율을 높게 하려면 이상적으로 1차측 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00053
)를 충분히 크게 해서
Figure 112011006104052-pat00054
을 일정하게 한 다음
Figure 112011006104052-pat00055
이 되도록
Figure 112011006104052-pat00056
를 설계하면 된다. 그러나 트랜스포머를 사용하여 이루어지는 스위칭 모드 전원 회로에서는 현실적으로 1차측 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00057
)를 크게 하면 역률(power factor)과 고조파 전류(Harmonic current)의 문제 즉, 역률이 낮아지고 고조파 전류 발생량이 증가하는 문제를 해결하기 어려우므로
Figure 112011006104052-pat00058
에 의한 에너지 손실을 피할 수 없다.
본 발명은 전술한 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 1차측 역기전력 클램핑 회로에 다수의 다이오드 및 콘덴서를 포함하여 이루어진 밸리필(valley fill) 충방전 회로와 스위칭 회로를 더 구비하여 역유도기전력 감쇄 과정에서 발생하는 에너지 손실을 줄임으로써 1차측 효율을 제고시킨 스위칭 모드 전원 회로를 제공함을 목적으로 한다.
전술한 목적을 달성하기 위해 본 발명의 스위칭 모드 전원 회로는 교류를 직류로 변환하는 정류 회로; 상기 정류 회로와 병렬로 연결되어 리플을 평활하는 1차 평활 콘덴서; 1차측 회로의 에너지를 2차측 회로로 전달하는 트랜스포머; 상기 트랜스포머의 전류 흐름을 제어하는 스위칭 트랜지스터와 이를 온 또는 오프하는 제어회로를 포함하여 이루어지는 스위칭 제어 회로; 상기 트랜스포머에 의한 역기전력을 통과시키는 역방향 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00059
); 고압의 역기전력을 충전하였다가 상기 스위칭 트랜지스터가 켜질 때에 낮은 전압으로 방전하여 전력 손실을 저감함으로써 효율을 개선하는 밸리필 회로 및 상기 밸리필 회로의 충전 및 방전을 제어하는 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00060
)를 포함하여 이루어진다.
전술한 구성에서, 상기 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00061
)는 BJT로 이루어지되, 상기 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00062
)의 콜렉터 단자는 상기 정류 회로의 양전위 단자에 연결되고, 상기 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00063
)의 베이스 단자는 전류를 제어하기 위한 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00064
) 및 저항(
Figure 112011006104052-pat00065
)이 병렬연결쌍의 일단에 연결됨과 함께 저항(
Figure 112011006104052-pat00066
)의 일단에 연결되며, 상기 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00067
)의 이미터 단자는 상기 밸리필 회로에 연결되고, 상기 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00068
) 및 저항(
Figure 112011006104052-pat00069
)의 병렬연결쌍(
Figure 112011006104052-pat00070
)의 타단에는 상기 역방향 다이오드의 애노드 단자가 연결되며 저항(
Figure 112011006104052-pat00071
)의 타단에는 상기 역방향 다이오드의 캐소드 단자가 연결된다.
상기 밸리필 회로는 충전 및 방전을 위한 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00072
)의 일단과 방전 시에만 전류를 통과시키는 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00073
)의 캐소드 단자가 상기 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00074
)의 이미터 단자와 연결되고, 상기 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00075
)의 타단에는 방전 시에만 전류를 통과시키는 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00076
)의 캐소드 단자와 충전 시에만 전류를 통과시키는 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00077
)의 애노드 단자가 연결되며, 상기 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00078
) 애노드 단자에는 충전 및 방전을 위한 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00079
) 일단과 상기 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00080
)의 캐소드 단자가 연결되어, 상기 두 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00081
,
Figure 112011006104052-pat00082
)는 충전이 될 때는 상기 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00083
,
Figure 112011006104052-pat00084
)에 전류가 흐르지 않아 직렬 연결쌍을 이루고, 방전 시에는 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00085
)에 전류가 흐르지 않아 병렬 연결쌍을 이룬다.
상기 밸리필 회로는 충전 및 방전을 위한 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00086
)의 일단이 상기 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00087
)의 이미터 단자와 연결되고, 상기 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00088
)의 타단에는 역기전력을 상기 1차 평활 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00089
)에 전달하는 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00090
)의 애노드 단자와 상기 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00091
)의 방전 시 순간적인 전류 증가를 방지하기 위한 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00092
)의 캐소드 단자가 연결되며, 상기 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00093
)의 캐소드 단자는 상기 정류 회로의 양전위 단자에 연결되고, 상기 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00094
)의 애노드 단자에는 순간적인 전류 증가를 방지하기 위한 인덕터(
Figure 112011006104052-pat00095
)가 연결된다.
본 발명의 스위칭 모드 전원 회로에 따르면, 1차측 트랜스포머의 역기전력 클램핑 회로에서 발생하는 에너지 손실을 최소화할 수 있어 효율을 향상시킬 수 있으며, 1차측 동작 전압의 변화와 무관하게 에너지 손실을 줄일 수 있음에 따라 1차측 평활 콘덴서의 용량을 작게 구현함으로써 역률을 높이고 고조파 전류 발생량을 줄이는 효과가 있다.
나아가 트랜스포머의 권선 수 차이에 의해서, 또는 누설 인덕턴스와 같이 부품 간 편차에 의해 발생하는 트랜스포머의 역기전력의 편차를 크게 고려하지 않아도 에너지의 손실을 줄일 수 있는 효과가 있다.
또한 역기전력을 완충하기 위한 콘덴서의 용량을 종래 회로에 비해 크게 함으로써, 제너다이오드를 사용하지 않아도 스위칭 트랜지스터의 드레인 입력단에 높은 피크 전압이 걸리는 것을 방지할 수 있는 효과가 있다.
도 1은 종래 직류/교류 변환기의 회로 구성도.
도 2는 종래의 스위칭 모드 전원 장치의 기본적인 개념도.
도 3은 종래 포워드 컨버터 방식의 스위칭 모드 전원 회로 구성도.
도 4는 종래 제너다이오드를 포함하는 스위칭 모드 전원 회로 구성도.
도 5는 도 3의 전류 켜짐 상태에서의 등가 회로도.
도 6은 도 3의 전류 차단에서의 등가 회로도.
도 7a 내지 도 7d는 도3, 도5 및 도6의 각 전류 및 전압 파형을 나타낸 도.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭 모드 전원 회로 구성도.
도 9a 또는 도 9b는 도 8의 충전 또는 방전 시 밸리필 회로의 동작을 설명하기 위한 도.
도 10a 내지 도 10d는 도 8의 각 부에서의 전류 파형도.
도 11a 또는 도 11b는 도 8의 각 부에서의 전압 파형도.
도 12은 도 8의 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00096
)에서 발생하는 전력 손실 파형도.
도 13a 또는 도 13b는 본 발명에 따른 또 다른 실시예의 스위칭 모드 전원 회로.
표 1은 종래 스위칭 모드 전원 회로와 본 발명의 스위칭 모드 전원 회로와의 특성 비교표.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 스위칭 모드 전원 회로의 바람직한 실시예를 상세히 설명한다.
도 8에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 스위칭 모드 전원 회로는 교류 전류를 직류 전류로 변환하는 다이오드 정류 회로(
Figure 112011006104052-pat00097
), 다이오드 정류 회로(
Figure 112011006104052-pat00098
)와 병렬로 연결되어 리플 전류를 평활하는 1차 평활 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00099
), 1차측 회로의 에너지를 2차측 회로로 전달하는 트랜스포머(
Figure 112011006104052-pat00100
), 트랜스포머(
Figure 112011006104052-pat00101
)의 전류 흐름을 제어하는 스위칭 제어 회로(
Figure 112011006104052-pat00102
), 트랜스포머(
Figure 112011006104052-pat00103
)에 의한 역기전력을 통과시키는 역방향 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00104
), 역방향 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00105
)에 연결되어 역기전력을 충전 또는 방출하여 역률을 보상하는 밸리필(valley fill) 회로(100), 밸리필 회로(100)의 충전 및 방전을 제어하는 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00106
)를 포함하여 이루어질 수 있다.
전술한 구성에서, 스위칭 제어 회로(
Figure 112011006104052-pat00107
)는 스위칭 트랜지스터와 이를 온 또는 오프하는 제어 회로를 포함하여 이루어질 수 있다. 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00108
) 콜렉터 단자는 다이오드 정류 회로(
Figure 112011006104052-pat00109
)의 양전위 단자에 연결되고, 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00110
) 베이스 단자는 전류를 제어하기 위한 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00111
) 및 저항(
Figure 112011006104052-pat00112
)이 병렬연결쌍(
Figure 112011006104052-pat00113
)의 일단에 연결됨과 함께 저항의 일단에 연결된다. 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00114
)의 이미터 단자는 밸리필 회로(100)에 연결된다.
한편, 콘덴서 및 저항의 병렬연결쌍(
Figure 112011006104052-pat00115
)의 타단에는 역방향 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00116
)의 애노드 단자가 연결되고 저항의 타단에는 역방향 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00117
)의 캐소드 단자가 연결된다.
본 발명에 따른 밸리필 회로(100)는 전압을 충전 및 방전하는 다수의 콘덴서와 충전 또는 방전에 따라 전류의 흐름을 제어하는 다수의 다이오드를 포함하여 이루어질 수 있다. 본 실시예에서는 2개의 콘덴서와 3개의 다이오드를 사용한다.
도 8에 도시된 바와 같이, 밸리필 회로(100)에서 충전 및 방전을 위한 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00118
)의 일단과 방전 시에만 전류를 통과시키는 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00119
)의 캐소드 단자는 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00120
)의 이미터 단자와 연결된다. 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00121
)의 타단에는 방전 시에만 전류를 통과시키는 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00122
)의 캐소드 단자와 충전 시에만 전류를 통과시키는 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00123
)의 애노드 단자가 연결되고, 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00124
) 애노드 단자에는 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00125
) 일단과 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00126
)의 캐소드 단자가 연결된다.
도 9a 또는 도 9b는 도 8의 충전 또는 방전 시 밸리필 회로의 동작을 설명하기 위한 도이다. 도 9a에 도시된 바와 같이, 밸리필 회로의 두 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00127
,
Figure 112011006104052-pat00128
)는 충전이 될 때는 두 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00129
,
Figure 112011006104052-pat00130
)에 전류가 통하지 않아 직렬 연결쌍을 이루고, 도 9b에 도시된 바와 같이 방전 시에는 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00131
)에 전류가 통하지 않아 병렬 연결쌍(
Figure 112011006104052-pat00132
)을 이룬다.
이하, 다시 도 8을 참조하여 회로의 동작 원리 및 과정을 상세히 설명한다.
(1) 교류 전원에서 공급되는 전류는 1차 평활 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00133
)에 의해 평활되고 1차 평활 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00134
)의 전압이 일정 수준에 도달하면 스위칭 제어회로(
Figure 112011006104052-pat00135
)가 동작 한다.
(2) 스위칭 제어회로(
Figure 112011006104052-pat00136
)에 의해 스위칭 트랜지스터가 온(on) 상태가 되면, 트랜스포머(
Figure 112011006104052-pat00137
)의 1차측에 전류가 흐르고 2차 측에도 권선 비율에 비례하는 전류가 흐르도록 기전력이 발생한다.
(3) 1차측 전류가 설계된 최대치에 도달하면 스위칭 제어회로(
Figure 112011006104052-pat00138
)는 스위칭 트랜지스터를 오프 시킨다.
(4) 스위칭 트랜지스터를 오프하는 순간부터 트랜스포머(
Figure 112011006104052-pat00139
)의 1차측 출련단에는 저장된 자기장 에너지에 의해 역기전력이 발생하고, 발생된 역기전력은 역방향 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00140
)를 통해 밸리필 회로(100)에 충전이 되고 일부는 에너지로 2차측에 전달된다. 스위칭 제어회로(
Figure 112011006104052-pat00141
)는 설계된 시간이 지나면 트랜스포머(
Figure 112011006104052-pat00142
) 내의 저장된 에너지를 소멸시킨다.
(5) 스위칭 제어회로(
Figure 112011006104052-pat00143
)는 (2)~(4)의 동작을 반복하게 되는데, 2차측 출력단의 출력 상태를 감시하는 2차측 감시회로(
Figure 112011006104052-pat00144
)가 2차측 출력이 설계 수치보다 높은 것을 감지하면 (2)의 동작을 건너뛴다.
(6) 스위칭 제어회로(
Figure 112011006104052-pat00145
)에 의해 (2)~(4)의 동작이 반복되면서, 밸리필 회로(100)의 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00146
,
Figure 112011006104052-pat00147
)에는 서서히 충천이 이루어지고 일정 전압(
Figure 112011006104052-pat00148
)에 도달한다.
(7) 스위칭 제어회로에 의해 (2)의 동작이 시작되면, 트랜스포머(
Figure 112011006104052-pat00149
)의 1차측 출력단에 연결되는 저항(
Figure 112011006104052-pat00150
,
Figure 112011006104052-pat00151
)을 통하여 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00152
)의 베이스단에 전류가 흐르게 되어 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00153
)가 온 상태가 된다. 이에 따라 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00154
)의 이미터 단자에 연결된 밸리필 회로(100)에서 전류가 이동하여 1차측 평활 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00155
)에 충전되고 일부는 트랜스포머(
Figure 112011006104052-pat00156
)의 1차측 입력으로 유입된다.
(8) 스위칭 제어회로(
Figure 112011006104052-pat00157
)에 의해 (3)의 동작이 시작되면, 트랜스포머(
Figure 112011006104052-pat00158
)의 역기전력이 역방향 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00159
)를 동작시키기 전에 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00160
)의 베이스단에 연결되어 있는 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00161
)는 베이스단의 전압을 낮추어 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00162
)를 오프시키는 기능을 수행하고, 이에 따라 역기전력에 의한 전류는 밸리필 회로(100)로만 유입된다.
도 3 또는 도 4에 도시된 바와 같이, 종래 스위칭 모드 전원 회로에서는 일반적으로 2차측은 전류를 정류하고 2차 평활하는 회로로 구성되어 있기 때문에 1차측 역기전력(
Figure 112011006104052-pat00163
)이나 제너다이오드(
Figure 112011006104052-pat00164
)의 역방향 전압(
Figure 112011006104052-pat00165
)을 작게 설계하면 2차측 기전력 또한 작아져서 트랜스포머(
Figure 112011006104052-pat00166
)에 저장된 에너지를 2차측에서 소모할 수 없게 되어 오히려 효율이 낮아진다. 따라서 종래 RCD snubber 회로에서는 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00167
)에 충전된 전류는 저항(
Figure 112011006104052-pat00168
)을 통해 1차 평활 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00169
)에 회수되는 과정에 있어서, 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00170
) 양단에 걸리는 전압(
Figure 112011006104052-pat00171
)에 의한 에너지(
Figure 112011006104052-pat00172
) 소모가 불가피하다. 한편, 종래 제너다이오드를 포함하여 이루어진 회로 구성에서는 제너다이오드의 역방향전압(
Figure 112011006104052-pat00173
)에 의해
Figure 112011006104052-pat00174
의 에너지가 소비된다.
이에 반해, 본 발명에 따른 밸리필 회로(100)의 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00175
)는 (2) 동작 시 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00176
)에 의해 직렬연결쌍을 이루어 기능하고, (7) 동작 시에는 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00177
)에 의해 직렬연결쌍에서 병렬연결쌍으로 전환되어 기능하며 1차측 평활 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00178
)에 걸리는 전압보다 약간이라도 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00179
)에 걸리는 전압이 높을 경우, 밸리필 회로에서 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00180
)를 통해 방전이 이루어지므로 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00181
) 양단에는 매우 작은 전압만 인가된다. 이에 따라 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00182
)에서 소모되는 에너지는 매우 작다.
전술한 바와 같은 기능을 수행하기 위해 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00183
)는 (3)의 동작 즉, 스위칭 제어회로에 의해 스위칭 트랜지스터가 오프되는 순간에 맞춰 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00184
)도 빠르게 오프 되도록 설계되어야 한다. 그렇지 않은 경우 역기전력에 의한 전류가 트랜스포머(
Figure 112011006104052-pat00185
)의 1차측 입력단으로 유입되거나 자기장 에너지가 밸리필 회로(100)에 전달되지 않은 채로 역방향 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00186
)와 트랜스포머 내부저항(
Figure 112011006104052-pat00187
)에 의해서만 소모된다. 이에 따라 스위칭 제어회로(
Figure 112011006104052-pat00188
)에서 설계된 시간 내에 리셋이 되지 않게 되며, 이러한 경우 스위칭 트랜지스터가 온 상태가 되어도 자속의 변화량이 크지 않아 2차측으로 전달되는 에너지가 충분하지 않게 되어 2차측 출력이 감소하는 결과가 초래된다. 이 경우, 스위칭 제어회로(
Figure 112011006104052-pat00189
)는 최대 부하 상태로 동작을 시도하가 잠시 후 출력이 합선(short)된 것으로 인식하게 된다.
본 발명의 스위칭 모드 전원 회로에서는 도 8에 도시된 바와 같이, 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00190
)의 베이스단과 트랜스포머(
Figure 112011006104052-pat00191
)의 1차측 출력단자 사이에 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00192
)와 저항(
Figure 112011006104052-pat00193
)을 병렬 구성하여 전술한 문제점을 방지하고 있다.
도 10a 내지 도 10d는 도 8의 각 부에서의 전류 파형도이고, 도 11a 또는 11b는 도 8의 각 부에서의 전압 파형도이며, 도 12은 도 8의 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00194
)에서 발생하는 전력 손실 파형도이다. 도 10a 내지 도 12을 참조하면, 본 발명에 따른 스위칭 모드 전원 회로의 동작 원리를 확인할 수 있다.
동작회로 입력(rms) C1 출력(DC) 효율 역률
RCD snubber 220V, 60mA 10uF 20.5V, 0.51A 77.6% 0.55
110V, 125mA " 20.4V, 0.50A 74.2% 0.6
제너다이오드(200V) 220V, 64mA 10uF 20.5V, 0.51A 72.8% 0.52
110V, 120mA " 20.4V, 0.50A 77.3% 0.62
본 발명의 회로 220V, 55mA 0.1uF 20.4V, 0.49A 82.6% 0.9
110V, 112mA " 20.3V, 0.48A 79.1% 0.92
위의 표 1은 종래 기술과 본 발명의 특성 비교표이다. 표 1은 동일한 출력 조건 즉, 동일한 트랜스포머(
Figure 112011006104052-pat00195
,
Figure 112011006104052-pat00196
,
Figure 112011006104052-pat00197
)와 일반적인 on-off방식의 스위칭 제어회로 소자인 TNY280(Power Integrations Inc.)를 사용하여 본 발명과 종래 RCD snubber 회로 또는 제너다이오드 회로를 포함하여 이루어진 스위칭 모드 전원 회로의 효율 및 역률을 비교한 것이다.
종래의 회로 구성에서는 효율을 높이기 위한 방법으로 1차 평활 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00198
)를 크게 하는 경우, 역률이 낮아지고 고조파 전류 발생량이 증가하는 문제점이 있었다. 그러나 표 1에 도시된 바와 같이 본 발명의 스위칭 모드 전원 회로에서는 1차측 평활 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00199
)의 용량이 크지 않아도 역률과 효율이 높고, 오히려 본 발명의 밸리필 회로(100)의 경우 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00200
)를 크게 설계하면 역기전력 전압을 안정하게 제어할 수 있다. 이는 밸리필 회로(100)의 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00201
)가 스위칭 트랜지스터 온 상태에서는 직렬연결로 기능하여 역기전력을 충천하고 스위칭 트랜지스터 오프 상태에서 병렬연결로 기능하여 설계된 각각의 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00202
)보다 2배의 용량을 갖는 콘덴서처럼 방전시키기 때문이다.
전술한 바와 같이 본 발명의 스위칭 모드 전원 회로는 스위칭 제어회로(
Figure 112011006104052-pat00203
)의 소자 동작 방식과는 무관하게, 스위칭 동작으로 발생하는 에너지 손실을 최소화하는 방법으로서 종래 포워드 컨버팅 방식의 스위칭 모드 전원 회로에 동일하게 적용할 수 있기 때문에 종래 회로 구성에서 간단한 설계 변경만으로도 효율을 높일 수 있다. 이러한 특성은 트라이악 디머 회로를 구동하는 스위칭 모드 전원 회로에도 유용하게 적용 가능한데, 한편, 종래에는 조명기구의 조도를 조절하기 위해 트라이악 디머 회로를 많이 사용하였는데, 이러한 회로를 LED 조명 기구 등에 바로 적용하게 되면 효율이 낮고 플리커링(flickering) 현상과 같은 문제점 등이 발생한다. 이러한 문제점을 해결하기 위해 설계되는 스위칭 모드 전원에 있어서도, 전술한 특성을 적용하여 산업적으로 활용성을 높일 수 있다.
본 발명의 스위칭 모드 전원 회로는 전술한 실시예에 국한되지 않고 본 발명의 기술 사상이 허용하는 범위 내에서 다양하게 변형하여 실시할 수가 있다.
예를 들어, 도 8의 회로 구성을 갖는 스위칭 모드 전원 회로는 역기전력에 의해 충전되는 전류를 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00204
)를 통해 1차측 평활 콘덴서로 방전함에 있어서, 방전 전위차가 크게 감소하는 대신에 전류의 양이 2배가 되어 전력 용량이 큰 회로에서는 추가적인 회로 개선이 필요할 수 있다.
도 13a 또는 도 13b는 본 발명에 따른 또 다른 실시예의 스위칭 모드 전원 회로이다. 전술한 문제점을 해결하기 위해 도 13a에 도시된 바와 같이, 도 8의 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00205
)가 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00206
) 이미터 단자 대신에 다이오드 정류 회로(
Figure 112011006104052-pat00207
)의 양전위 단자에 연결될 수 있다. 이러한 회로 구성에서는 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00208
)에 걸리는 전압이 1차측 회로의 전압을 초과하는 순간, 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00209
)에 충전된 전류가 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00210
)를 통해서 다이오드 정류 회로(
Figure 112011006104052-pat00211
)의 양전위 단자측으로 방전되기 때문에 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00212
)의 전압강하에 따른 전력 손실만 발생하게 된다. 또한 전술한 동작 방식에 의해 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00213
)를 통과하는 전류가 감소하여 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00214
)의 발열이 줄어든다는 장점이 있다.
또 다른 실시예로서, 본 발명의 밸리필 회로(200)는 도 13b에 도시된 바와 같이 충전 및 방전을 위한 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00215
)의 일단이 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00216
)의 이미터 단자와 연결되고, 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00217
)의 타단은 역기전력을 1차 평활 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00218
)에 전달하는 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00219
)가 연결되어 정류 회로(
Figure 112011006104052-pat00220
)의 양전위 단자에 연결되며, 다시 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00221
)의 타단에는 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00222
)의 방전 시 순간적인 전류 증가를 방지하기 위한 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00223
)와 인덕터(
Figure 112011006104052-pat00224
)가 직렬로 연결되어 이루어질 수 있다. 이러한 회로 구성에서는 역기전력이 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00225
)를 통해 1차측 평활 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00226
)로 직접 충전되기 때문에 도 13a에 도시된 바와 같은 회로 구성에서의 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00227
)에 의한 전력 손실을 방지할 수 있다. 이때에는 트랜스포머의 역기전력이 1차 평활 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00228
)로도 직접 충전되는 것을 고려하여 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00229
)의 용량을 1차 평활 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00230
)의 용량보다 작게 구현하는 것이 바람직하다.
한편, 스위칭 제어 회로의 스위칭 트랜지스터가 오프(off) 상태에서 온(on) 상태가 될 때, 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00231
)가 완전히 온 되지 않은 채 콘덴서의 방전이 이루어지게 되면 전력 손실이 커지게 된다. 전술한 문제점을 방지하기 위해서 도 13에 도시된 바와 같이, 인덕터(
Figure 112011006104052-pat00232
)를 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00233
)에 연결하여 트랜지스터가 확실하게 온(on) 된 상태에서 콘덴서의 방전이 이루어지도록 할 수 있다. 이러한 동작 방식은 지금까지 전술한 일 실시예에 대해서도 적용 가능한데, 예를 들어 도 8의 회로 구성에서 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00234
)에 연결되는 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00235
)의 애노드 단자를 다이오드 정류 회로(
Figure 112011006104052-pat00236
)의 양전위 단자에 연결하고, 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00237
) 이미터 단자에 연결되는 다이오드(
Figure 112011006104052-pat00238
)의 애노드 단자와 콘덴서(
Figure 112011006104052-pat00239
) 사이에 인덕터를 개재하여 적용할 수 있을 것이다.
또 다른 실시예로서, 본 발명의 트랜지스터(
Figure 112011006104052-pat00240
)는 BJT(bipolar junction transistor)소자뿐만 아니라 FET(field effect transistor)소자 등으로 다양하게 구현되어 스위칭 기능을 수행할 수 있다.
Figure 112011006104052-pat00241
: 저항
Figure 112011006104052-pat00242
: 콘덴서
Figure 112011006104052-pat00243
: 역방향 다이오드
Figure 112011006104052-pat00244
: 다이오드
Figure 112011006104052-pat00245
: 다이오드 정류 회로
Figure 112011006104052-pat00246
: 트랜지스터
Figure 112011006104052-pat00247
: 스위칭 제어 회로
Figure 112011006104052-pat00248
: 2차측 출력단 감시회로
Figure 112011006104052-pat00249
: 인덕터 100,200 : 밸리필 회로

Claims (7)

  1. 삭제
  2. 교류를 직류로 변환하는 정류 회로;
    상기 정류 회로와 병렬로 연결되어 리플을 평활하는 1차 평활 콘덴서;
    1차측 회로의 에너지를 2차측 회로로 전달하는 트랜스포머;
    상기 트랜스포머의 전류 흐름을 제어하는 스위칭 트랜지스터와 이를 온 또는 오프하는 제어회로를 포함하여 이루어지는 스위칭 제어 회로;
    상기 트랜스포머에 의한 역기전력을 통과시키는 역방향 다이오드(
    Figure 112011018449125-pat00250
    );
    고압의 역기전력을 충전하였다가 상기 스위칭 트랜지스터가 켜질 때에 낮은 전압으로 방전하여 전력 손실을 저감함으로써 효율을 개선하는 밸리필 회로 및
    상기 밸리필 회로의 충전 및 방전을 제어하는 트랜지스터(
    Figure 112011018449125-pat00251
    )를 포함하여 이루어지고,
    상기 트랜지스터(
    Figure 112011018449125-pat00252
    )는 BJT로 이루어지되, 상기 트랜지스터(
    Figure 112011018449125-pat00253
    )의 콜렉터 단자는 상기 정류 회로의 양전위 단자에 연결되고, 상기 트랜지스터(
    Figure 112011018449125-pat00254
    )의 베이스 단자는 전류를 제어하기 위한 콘덴서(
    Figure 112011018449125-pat00255
    ) 및 저항(
    Figure 112011018449125-pat00256
    )의 병렬연결쌍 일단에 연결됨과 함께 저항(
    Figure 112011018449125-pat00257
    )의 일단에 연결되며, 상기 트랜지스터(
    Figure 112011018449125-pat00258
    )의 이미터 단자는 상기 밸리필 회로에 연결되고, 상기 콘덴서(
    Figure 112011018449125-pat00259
    ) 및 저항(
    Figure 112011018449125-pat00260
    )의 병렬연결쌍(
    Figure 112011018449125-pat00261
    ) 타단에는 상기 역방향 다이오드의 애노드 단자가 연결되며 저항(
    Figure 112011018449125-pat00262
    )의 타단에는 상기 역방향 다이오드의 캐소드 단자가 연결되는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 전원 회로.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 밸리필 회로는
    충전 및 방전을 위한 콘덴서(
    Figure 112011006104052-pat00263
    )의 일단과 방전 시에만 전류를 통과시키는 다이오드(
    Figure 112011006104052-pat00264
    )의 캐소드 단자가 상기 트랜지스터(
    Figure 112011006104052-pat00265
    )의 이미터 단자와 연결되고,
    상기 콘덴서(
    Figure 112011006104052-pat00266
    )의 타단에는 방전 시에만 전류를 통과시키는 다이오드(
    Figure 112011006104052-pat00267
    )의 캐소드 단자와 충전 시에만 전류를 통과시키는 다이오드(
    Figure 112011006104052-pat00268
    )의 애노드 단자가 연결되며,
    상기 다이오드(
    Figure 112011006104052-pat00269
    ) 애노드 단자에는 충전 및 방전을 위한 콘덴서(
    Figure 112011006104052-pat00270
    ) 일단과 상기 다이오드(
    Figure 112011006104052-pat00271
    )의 캐소드 단자가 연결되어,
    상기 두 콘덴서(
    Figure 112011006104052-pat00272
    ,
    Figure 112011006104052-pat00273
    )는 충전이 될 때는 상기 다이오드(
    Figure 112011006104052-pat00274
    ,
    Figure 112011006104052-pat00275
    )에 전류가 흐르지 않아 직렬 연결쌍을 이루고, 방전 시에는 다이오드(
    Figure 112011006104052-pat00276
    )에 전류가 흐르지 않아 병렬 연결쌍을 이루는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 전원 회로.
  4. 교류를 직류로 변환하는 정류 회로;
    상기 정류 회로와 병렬로 연결되어 리플을 평활하는 1차 평활 콘덴서;
    1차측 회로의 에너지를 2차측 회로로 전달하는 트랜스포머;
    상기 트랜스포머의 전류 흐름을 제어하는 스위칭 트랜지스터와 이를 온 또는 오프하는 제어회로를 포함하여 이루어지는 스위칭 제어 회로;
    상기 트랜스포머에 의한 역기전력을 통과시키는 역방향 다이오드(
    Figure 112011018449125-pat00335
    );
    고압의 역기전력을 충전하였다가 상기 스위칭 트랜지스터가 켜질 때에 낮은 전압으로 방전하여 전력 손실을 저감함으로써 효율을 개선하는 밸리필 회로 및
    상기 밸리필 회로의 충전 및 방전을 제어하는 트랜지스터(
    Figure 112011018449125-pat00336
    )를 포함하여 이루어지고,
    상기 트랜지스터(
    Figure 112011018449125-pat00277
    )는 FET으로 이루어지되, 상기 트랜지스터(
    Figure 112011018449125-pat00278
    )의 드레인 단자는 상기 정류 회로의 양전위 단자에 연결되고, 상기 트랜지스터(
    Figure 112011018449125-pat00279
    )의 게이트 단자는 전압을 제어하기 위한 콘덴서(
    Figure 112011018449125-pat00280
    ) 및 저항(
    Figure 112011018449125-pat00281
    )의 병렬연결쌍 일단에 연결됨과 함께 저항(
    Figure 112011018449125-pat00282
    )의 일단에 연결되며, 상기 트랜지스터(
    Figure 112011018449125-pat00283
    )의 소스 단자는 상기 밸리필 회로에 연결되고, 상기 콘덴서(
    Figure 112011018449125-pat00284
    ) 및 저항(
    Figure 112011018449125-pat00285
    )의 병렬연결쌍(
    Figure 112011018449125-pat00286
    )의 타단에는 상기 역방향 다이오드의 애노드 단자가 연결되며 저항(
    Figure 112011018449125-pat00287
    )의 타단에는 상기 역방향 다이오드의 캐소드 단자가 연결되는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 전원 회로.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 밸리필 회로는
    충전 및 방전을 위한 콘덴서(
    Figure 112011006104052-pat00288
    )의 일단과 방전 시에만 전류를 통과시키는 다이오드(
    Figure 112011006104052-pat00289
    )의 캐소드 단자가 상기 트랜지스터(
    Figure 112011006104052-pat00290
    )의 소스 단자와 연결되고,
    상기 콘덴서(
    Figure 112011006104052-pat00291
    )의 타단에는 방전 시에만 전류를 통과시키는 다이오드(
    Figure 112011006104052-pat00292
    )의 캐소드 단자와 충전 시에만 전류를 통과시키는 다이오드(
    Figure 112011006104052-pat00293
    )의 애노드 단자가 연결되며,
    상기 다이오드(
    Figure 112011006104052-pat00294
    ) 애노드 단자에는 충전 및 방전을 위한 콘덴서(
    Figure 112011006104052-pat00295
    ) 일단과 상기 다이오드(
    Figure 112011006104052-pat00296
    )의 캐소드 단자가 연결되어,
    상기 두 콘덴서(
    Figure 112011006104052-pat00297
    ,
    Figure 112011006104052-pat00298
    )는 충전이 될 때는 상기 다이오드(
    Figure 112011006104052-pat00299
    ,
    Figure 112011006104052-pat00300
    )에 전류가 흐르지 않아 직렬 연결쌍을 이루고, 방전 시에는 다이오드(
    Figure 112011006104052-pat00301
    )에 전류가 흐르지 않아 병렬 연결쌍을 이루는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 전원 회로.
  6. 교류를 직류로 변환하는 정류 회로;
    상기 정류 회로와 병렬로 연결되어 리플을 평활하는 1차 평활 콘덴서;
    1차측 회로의 에너지를 2차측 회로로 전달하는 트랜스포머;
    상기 트랜스포머의 전류 흐름을 제어하는 스위칭 트랜지스터와 이를 온 또는 오프하는 제어회로를 포함하여 이루어지는 스위칭 제어 회로;
    상기 트랜스포머에 의한 역기전력을 통과시키는 역방향 다이오드(
    Figure 112011018449125-pat00337
    );
    고압의 역기전력을 충전하였다가 상기 스위칭 트랜지스터가 켜질 때에 낮은 전압으로 방전하여 전력 손실을 저감함으로써 효율을 개선하는 밸리필 회로 및
    상기 밸리필 회로의 충전 및 방전을 제어하는 트랜지스터(
    Figure 112011018449125-pat00338
    )를 포함하여 이루어지고,
    상기 트랜지스터(
    Figure 112011018449125-pat00339
    )는 BJT 또는 FET로 이루어지며,
    상기 밸리필 회로는 충전 및 방전을 위한 콘덴서(
    Figure 112011018449125-pat00302
    )의 일단이 상기 트랜지스터(
    Figure 112011018449125-pat00303
    )의 이미터 단자와 연결되고,
    상기 콘덴서(
    Figure 112011018449125-pat00304
    )의 타단에는 역기전력을 상기 1차 평활 콘덴서(
    Figure 112011018449125-pat00305
    )에 전달하는 다이오드(
    Figure 112011018449125-pat00306
    )의 애노드 단자와 상기 콘덴서(
    Figure 112011018449125-pat00307
    )의 방전 시 순간적인 전류 증가를 방지하기 위한 다이오드(
    Figure 112011018449125-pat00308
    )의 캐소드 단자가 연결되며,
    상기 다이오드(
    Figure 112011018449125-pat00309
    )의 캐소드 단자는 상기 정류 회로의 양전위 단자에 연결되고,
    상기 다이오드(
    Figure 112011018449125-pat00310
    )의 애노드 단자에는 순간적인 전류 증가를 방지하기 위한 인덕터(
    Figure 112011018449125-pat00311
    )가 연결되는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 전원 회로.
  7. 제 2 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항의 스위칭 모드 전원 회로를 포함하는 전원 장치.
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