CN107493021B - 具有功率因数校正和输出相关能量储存器的电源 - Google Patents

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Abstract

交流‑直流电源包括耦接到交流‑直流电源的输入的直流‑直流转换器。交流‑直流电源的输入被耦接以接收交流输入电压和交流输入电流。直流‑直流转换器包括经调节输出和储存器输出。控制器被耦接以从直流‑直流转换器接收感测信号。控制器被耦接以响应于感测信号来控制直流‑直流转换器对经调节输出进行调节。控制器还被耦接以控制交流输入电流的波形具有与交流输入电压的波形基本上相同的形状。调节器电路耦接到经调节输出和储存器输出。控制器耦接到调节器电路，以控制能量从储存器输出通过调节器电路到经调节输出的传递。

Description

具有功率因数校正和输出相关能量储存器的电源
技术领域
本发明总体上涉及电源，并且更具体地，本发明涉及被配置成以相对高的功率因数根据交流(ac)输入电压运行的电源。
背景技术
在通常的开关模式电源应用中，交流-直流(ac-dc)电源从公用电源接收标称在100至277伏rms(均方根)之间的输入。ac输入电压随着与在世界不同地区标称50Hz或60Hz的频率相对应的周期以正弦进行变化。控制电路使电源中的开关以比ac输入电压的频率大一千倍以上的速率进行导通和关断，以提供可以适用于向例如用于照明的发光二极管(LED)负载提供电流的经调节输出。尽管在本公开内容中LED负载将主要用作示例性负载，但是认识到，存在需要恒定电压或恒定电流或恒定电压和恒定电流输出特性二者的组合的许多其他类型的负载，诸如例如可以受益于本发明的教示的移动电子产品中的电池。在通常的应用中，由负载、温度或输入电压的改变引起的恒定输出电压或恒定输出电流的变化是不期望的。期望的是具有经调节输出，使得被调节的电压或电流相对于负载、输入电压、温度等的改变保持相对恒定。在LED负载的情况下，期望恒定电流输出以确保LED以相对恒定的强度提供照明。在相对恒定的输出电流的情况下，ac-dc电源向LED负载提供相对恒定的输出功率，同时LED串上的电压将相对恒定。由于ac输入电压不会在正弦ac线路周期期间自然地以恒定的速率提供能量，所以电源必须具有能量存储能力，该能量存储能力允许电源以非恒定的速率从输入提取能量并以恒定的速率将该能量递送至输出。通常地，能量作为经整流输入电压存储在功率转换级的输入处的存储电容器上。然而，在这种配置中，存储电容器在ac电压的峰值处从ac输入汲取其大部分电流，从而增加了rms输入电流并生成在许多应用中不期望的线路频率谐波。
如下所述，向LED提供经调节电流的ac-dc电源通常必须满足对功率因数、效率和可能的电流隔离的要求。设计师面临以最低的成本提供令人满意的方案的挑战。
公用电源向电器插座提供一ac电压，该ac电压具有的波形符合幅度、频率和谐波含量的标准。然而，从插座汲取的电流由接收ac电压的电源的特性确定。理想的电流波形将与来自插座的电压的波形匹配，并且两者将会同时越过零。换言之，理想输入电流的波形将与输入电压的波形成比例。功率因数是对从插座汲取的电流与ac电压波形匹配地有多密切的测量。在ac输入电压的任何完整周期内，理想电流将具有一rms值，该rms值等于来自插座的平均功率的值除以电压的rms值。功率因数为100％是理想的。换言之，当电流具有理想特性时，rms电压和rms电流的乘积将等于来自插座的功率。例如，用于LED的电源通常必须包括功率因数校正以满足调节要求。不包括功率因数校正的电源可能具有小于50％的功率因数，而通常需要大于90％的功率因数来满足输入电流的标准。
安全机构通常要求电源在输入和输出之间提供电流隔离。电流隔离防止电源的输入和输出之间的dc电流。换言之，施加在具有电流隔离的电源的输入端子和输出端子之间的高dc电压基本上不会在电源的输入端子和输出端子之间产生dc电流。对电流隔离的需求是导致电源的成本的并发症(complication)。
具有电流隔离的电源必须保持将输入与输出电气分离的隔离屏障。能量必须越过隔离屏障传递以向输出提供功率，并且在许多情况下越过隔离屏障传递反馈信号形式的信息以调节输出。电流隔离通常用电磁器件和电光器件实现。电磁器件诸如变压器和耦合电感器通常用于在输入和输出之间传递能量以提供输出功率，而电光器件或电磁器件任一者可以用于在输出和输入之间传递信号，以控制能量在输入和输出之间的传递。
对于具有电流隔离的ac-dc电源实现高功率因数的常见方案使用两级功率转换：没有电流隔离且在其输入没有存储电容器的一级被配置成对ac输入电流整形以保持高功率因数，从而在存储电容器上提供中间输出电压。中间输出电压是大于经整流ac输入电压的dc电压。存储电容器上的中间电压可以是几百伏。中间输出是功率转换的第二级的输入，该第二级具有电流隔离和控制电路以调节最终输出。第一级的输出通常将来自输入的非恒定能量存储在存储电容器中，并且然后将该能量提供给第二级以用于以恒定速率递送至输出。使用多于一级的具有高压能量存储的功率转换增加了电源的成本和复杂性。
发明内容
一方面，提供了一种ac-dc电源，包括：dc-dc转换器，所述dc-dc转换器耦接到所述ac-dc电源的输入，其中，所述ac-dc电源的输入被耦接以接收ac输入电压和ac输入电流，其中，所述dc-dc转换器包括经调节输出(regulated out，经调节输出电路)和储存器输出(reservoir out，储存器输出电路)；控制器，所述控制器被耦接以接收来自所述dc-dc转换器的感测信号，其中，所述控制器被耦接以响应于所述感测信号控制所述dc-dc转换器对所述经调节输出进行调节，其中，所述控制器还被耦接以控制所述ac输入电流的波形具有与所述ac输入电压的波形基本上相同的形状；以及调节器电路，所述调节器电路耦接到所述经调节输出和所述储存器输出，其中，所述控制器耦接到所述调节器电路以控制能量从所述储存器输出通过所述调节器电路到所述经调节输出的传递。
另一方面，提供了一种提供ac-dc电源的经调节输出的方法，包括：在所述ac-dc电源的输入处接收ac输入电压；控制ac输入电流的形状接近ac输入电压的形状；控制所述ac输入电流的幅度，以在所述ac输入电压的半周期期间提供经调节输出所需的平均功率；在所述ac输入电压的半周期期间，将在所述ac-dc电源的输入处接收的能量递送至所述ac-dc电源的所述经调节输出和所述ac-dc电源的储存器输出；如果在所述ac-dc电源的输入处接收的能量足以提供所述ac-dc电源的所述经调节输出，从所述ac-dc电源的输入递送足够的能量以调节所述ac-dc电源的所述经调节输出，并将来自所述ac-dc电源的输入的过剩能量递送至所述ac-dc电源的所述储存器输出；以及如果在所述ac-dc电源的输入处接收的能量不足以提供所述ac-dc电源的所述经调节输出，将来自所述ac-dc电源的输入的能量递送至所述ac-dc电源的所述经调节输出，并从所述ac-dc电源的所述储存器输出传递能量以调节所述ac-dc电源的所述经调节输出。
又一方面，提供了一种用于ac-dc电源的控制器，包括：感测信号输入端，所述感测信号输入端被耦接以从dc-dc转换器接收感测信号，其中，所述dc-dc转换器耦接到所述ac-dc电源的输入，其中，所述ac-dc电源的输入被耦接以接收交流输入电压和交流输入电流，其中，所述dc-dc转换器包括经调节输出和储存器输出；驱动信号输出端，所述驱动信号输出端耦接到所述dc-dc转换器，其中，所述驱动信号输出端被耦接以响应于所述感测信号控制所述dc-dc转换器对所述经调节输出进行调节，其中，所述驱动信号输出端还被耦接以控制所述交流输入电流的波形具有与所述交流输入电压的波形基本上相同的形状。
附图说明
参照以下附图描述了本发明的非限制性和非穷举性实施方案，其中除非另有说明，否则相同的附图标记在各视图中指代相同的部件。
图1是根据本发明的教示的具有功率因数校正的示例性ac-dc电源的功能框图，该示例性ac-dc电源在输出上包括能量储存器。
图2是示出了根据本发明的教示的图1的示例性ac-dc电源的输入功率随时间变化的曲线图。
图3是例示出了根据本发明的教示的图1的示例性ac-dc电源的储存电容器上的电压、来自调节器电路的电流和输入功率的时序图。
图4是示出了根据本发明的教示的包括反激式转换器的示例性ac-dc电源的显著特征的示意图。
图5是根据本发明的教示的包括反激式转换器的示例性ac-dc电源的示意图，该图示出了控制器、调节器电路和开关的进一步细节。
图6是例示出了根据本发明的教示的图5的电源可以如何被扩展以包括多个输出的示意图。
图7是根据本发明的教示的具有多个输出的另一示例性ac-dc电源的示意图。
图8是例示出了根据本发明的教示的用于从具有功率因数校正和输出相关(referenced)能量存储器的单级ac-dc电源提供经调节输出的方法的流程图。
贯穿附图的若干视图，相应的附图标记表示相应的部件。技术人员将认识到，附图中的元件是为了简单和清楚而例示出的，并且不一定按比例绘制。例如，附图中的一些元件的尺寸可能相对于其他元件被夸大，以帮助提高对本发明的不同实施方案的理解。而且，通常不描述在商业上可行的实施方案中有用或必需的常见但好理解的元件，以便于较少地妨碍对本发明的这些不同实施方案的见解。
具体实施方式
在下面的描述中，阐述了许多具体细节以便提供对本发明的透彻理解。然而，对于本领域普通技术人员将明了的是，不需要采用具体细节来实践本发明。在其他情况下，为了避免使本发明模糊，未详细描述公知的材料或方法。
贯穿本说明书对“一个实施方案”、“一种实施方案”、“一个实施例”或“一种实施例”的提及意味着结合该实施方案或实施例描述的特定的特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施方案中。因此，贯穿本说明书在各个地方出现的措辞“在一个实施方案中”、“在一种实施方案中”、“在一个实施例中”或“在一种实施例中”不一定全部都指代相同的实施方案或实施例。此外，特定的特征、结构或特性可以在一个或多个实施方案或实施例中以任何合适的组合和/或子组合进行组合。特定的特征、结构或特性可以包括在提供所描述的功能的集成电路、电子电路、组合逻辑电路或其他合适的部件中。另外，认识到，本文提供的附图是为了向本领域普通技术人员进行说明的目的，并且附图不一定按比例绘制。
图1的功能框图示出了接收ac输入电压VAC 104的ac-dc电源100的一个实施例，当以随时间变化的方式被绘制时，该ac输入电压VAC基本上是具有周期TL——其是ac线路周期——的正弦曲线。图1的示例性电源具有ac输入电流IAC 102，当以随时间变化的方式被绘制时，该ac输入电流IAC具有与ac输入电压VAC 104基本上相同的形状。
在图1的示例性电源中，全波桥式整流器106产生dc经整流输入电压VRECT 112，该dc经整流输入电压VRECT由dc-dc转换器117接收。经整流输入电压VRECT 112相对于输入返回108为正。dc-dc转换器117具有经整流输入电流IRECT 109，该经整流输入电流IRECT的形状与经整流输入电压VRECT 112的形状基本上相同。dc-dc转换器117产生经调节输出电压VO 146，该经调节输出电压VO是输出电容器CO 136上相对于输出返回132基本上恒定的dc电压。dc-dc转换器117还在负载148中产生经调节负载电流IL144。dc-dc转换器117在输入返回108和输出返回132之间提供电流隔离。本领域技术人员将认识到，对于实践本发明而言电流隔离并不是必需的，并且在不需要电流隔离的应用中，输入返回108和输出返回132可以耦接到公共节点。dc-dc转换器117还在储存电容器CRES 130上相对于输出返回132产生储存器输出电压VRES134。在电源的输出上以低于输入电压VRECT 112的电压将能量存储在储存电容器CRES130上需要的被存储用于功率因数校正的能量少于在以较高电压存储能量时需要的被存储用于功率因数校正的能量。输出处的较低电压可以允许使用具有较高能量密度的电容器技术。而且，部件可以在较低的电压下更近地放置在一起。结果，与常规方案相比，电源占用较少的体积，从而增加了封装的密度，同时提供经调节输出的较小变化。dc-dc转换器117可以是本领域技术人员已知的用于提供电流隔离输出或非隔离输出以及功率因数校正的各种开关模式功率转换器中的任一种。
在图1的示例性电源中，负载148传导对应于经调节输出电压VO 146的经调节负载电流IL144。负载148可以包括例如用于照明的发光二极管(LED)或另一形式的电负载。负载电流IL 144是来自经调节输出电压VO 146的输出电流IO 142与来自调节器电路140的调节器电路输出电流IRO 138之和，该调节器电路传导来自储存器输出电压VRES 134的调节器电路输入电流IRI 137。
图1的示例性电源中的控制器162可以接收来自电源的输入和输出的信号，以将输入电流IAC 102、输出电压VO 146和负载电流IL 144保持在期望的运行限度内。图1的实施例例示出了控制器162可以从dc-dc转换器117接收包括在信号总线USENSE 160中的多个N感测信号。认识到，控制器162可以被配置成具有接收不一定包括在总线中的多个感测信号的多个N感测信号输入。控制器162还可以接收输出电压感测信号UO_SENSE 150、负载电流感测信号UILSENSE 166和可选的储存器电压感测信号URES_SENSE 152。
图1的实施例还例示出了控制器162可以将包括在信号总线UC_DRIVE 158中的多个M驱动信号提供给dc-dc转换器117。认识到，控制器162可以被配置成从不一定包括在总线中的多个信号输出提供多个M感测信号。控制器162还可以向接收储存器输出电压VRES 134的调节器电路140提供调节器电路驱动信号UR_DRIVE164。驱动信号和感测信号可以是电压或电流。
用于控制dc-dc转换器提供经调节输出和功率因数校正的技术是本领域公知且广泛使用的。控制器162通常改变dc-dc转换器117内的开关的导通时间和关断时间，以调节输出电压VO 146、输出电流IO 142、负载电流IL 144或输出量的组合。控制器162可以改变dc-dc转换器117内的开关的导通时间和关断时间，以对经整流电流IRECT 109整形，使得到ac-dc电源的输入可以以相对高的功率因数运行。控制器162必须改变经整流输入电流IRECT109的幅度，使得每个半线路周期内的平均输入功率足以提供负载148所需的功率加上功率转换电路中损耗的功率。控制器162还可以向调节器电路140提供调节器电路驱动信号UR_DRIVE164，该调节器电路接收来自储存器输出电压VRES 134的调节器电路输入电流IRI137并向负载148递送调节器电路输出电流IRO138。调节器电路驱动信号UR_DRIVE 164是可选的，并且在对于控制输出电压VO 146位于足够远离的上限和下限之间可接受的应用中可以不需要该调节器电路驱动信号，如稍后将在本公开内容中进一步详细说明的。
图1的示例性ac-dc电源使用输出相关能量储存器来存储来自输入的能量，以用于以恒定的速率将该能量递送至经调节输出。图2的曲线图200例示出了在包括一个线路周期TL的一半的持续时间内在图1中的示例性ac-dc电源100的输入处接收的功率和能量。曲线240示出了随着时间改变的输入功率。横轴示出了ac输入电压VAC 104的零交点之后的时间，该时间以零交点后线路周期TL的分数进行标示。在曲线240和水平轴之间的面积代表由示例性ac-dc电源100接收的能量。在曲线图200的纵轴205上绘制的瞬时功率是ac输入电压VAC104和ac输入电流IAC 102的乘积。假设全波桥式整流器106上的压降可忽略不计，则该曲线图还代表由dc-dc转换器117接收的经整流输入电压VRECT 112和经整流输入电流IRECT 109的乘积。
图2的曲线图200示出了平均输入功率P 215是峰值功率2P 210的一半。如果电源(包括调节器电路140)没有损耗，则平均输入功率P 215也是递送至负载148的输出功率。如果电源有损耗，则平均输入功率P 215是递送至负载的输出功率加上电源中的损耗。
图2的曲线图200还示出了，在线路周期的某些部分期间，电源接收的功率实质上比其递送至负载的功率多，而在线路周期的其他部分期间，电源接收的功率实质上比其递送至负载的功率少。例如，在ac输入电压为零的时间(图2中的时间零和时间TL/2)，电源不接收功率，但是在稍后的四分之一线路周期，电源接收的功率是其递送至负载的功率的两倍。在能量方面，图2中的阴影区域A1代表在零交点之后的时间220(TL/8)与时间230(3TL/8)之间的四分之一线路周期内电源接收的超过其递送至负载的能量的能量。区域A1中的过剩能量为在该间隔期间递送至负载的能量的约64％(2/π)。类似地，图2中的阴影区域A2和A3代表电源不能从输入接收但仍必须递送至负载以保持期望的输出电压的能量。由阴影区域A2和A3代表的赤字能量之和正好等于由阴影区域A1代表的过剩能量。
图1的ac-dc电源使用储存电容器CRES 130来存储来自输入的过剩能量，并且在来自输入的能量不足以满足负载的需求的时间期间将过剩能量递送至负载。在ac输入电压104的零交点之后，从时间220(TL/8)到时间230(3TL/8)，储存电容器CRES 130在其接收来自输入的过剩能量时进行充电。储存电容器CRES 130通过调节器电路140放电，以在ac输入电压104的零交点之前和之后的八分之一线路周期期间将过剩能量递送至负载114。
调节器电路140可以包括线性功率转换器或开关模式功率转换器，以传导来自储存器电压VRES 134的调节器电路输入电流IRI137，并且向输出电容器CO 136和负载148递送调节器电路输出电流IRO 138。对于线性功率转换器，由调节器电路140接收的调节器电路输入电流IRI 137与来自调节器电路140的调节器电路输出电流IRO 138的值相同。对于开关模式功率转换器，取决于储存器电压VRES134和经调节输出电压VO146之间的差异，由调节器电路140接收的调节器电路输入电流IRI137可以大于或小于来自调节器电路的调节器电路输出电流IRO138。如果调节器电路140是线性功率转换器，则储存器电压VRES 134必须大于或等于经调节输出电压VO 146，这是因为线性规则(regular)不能产生大于其dc输入电压的dc输出电压。如果调节器电路140是开关模式功率转换器，则取决于用于调节器电路140的开关转换器的类型，储存器电压VRES 134可以大于或小于经调节输出电压VO 146。例如，如果调节器电路140是降压转换器，则储存器电压VRES 134必须大于经调节输出电压VO 146，并且如果调节器电路140是升压转换器，则储存器电压VRES 134必须小于经调节输出电压VO146。存在本领域技术人员已知的其他开关模式转换器电路，其可以以降压模式或升压模式运行，从而允许在功率转换器的运行期间储存器电压VRES 134大于或小于经调节输出电压VO 146。在本公开内容中稍后将会示出，调节器电路140可以视情况而定作为线性功率转换器或开关模式功率转换器运行，以减小在输入电压和负载电流的范围上的损耗。
图3是示出来自图1的示例性ac-dc电源的三个量的显著特征的时序图300，其中调节器电路140是通过可选的UR_DRIVE信号164处于控制器162的控制下的线性调节器。来自其中调节器电路140是开关调节器电路的实施例的曲线图将是类似的，通常示出将在如3中作为粗线呈现的在平均值周围的相对小的高频幅度偏差。在图3的曲线图中，高频波纹的切换周期在时间尺度上将不可见。
示出了储存器电压VRES134的曲线图330和来自调节器电路140的调节器电路输出电流IRO 138的曲线图320，以及在图1的示例性ac-dc电源100的输入处接收的瞬时功率PIN的曲线图305。曲线图305示出了瞬时功率PIN在最小值与最大值之间变化，该最小值为零，该最大值如先前在图2中所例示的为每半线路周期的平均输入功率的两倍。储存器电压VRES134的曲线图330示出了储存电容器CRES 130上的电压在每四分之一线路周期在最小值VRESMIN 335和最大值VRESMAX 340之间变化。当瞬时输入功率PIN大于平均输入功率P 315时，储存电容器CRES130上的储存器电压VRES 134逐渐增加。当瞬时输入功率小于平均输入功率P315时，储存电容器CRES 130上的储存器电压VRES 134逐渐减小。来自调节器电路140的调节器电路输出电流IRO 138的曲线图320示出了，当瞬时输入功率PIN小于平均输入功率P 315时，调节器电路输出电流为正，否则为零。当瞬时输入功率PIN为零时，调节器电路输出电流IRO 138为最大值IROMAX 325。
在不存在来自控制器162的调节器电路驱动信号UR_DRIIVE 164的实施例中，调节器电路140可以替代地被配置成：当输出电压VO 146下降到最小值VOMIN以下时传导电流，而当输出电压VO 146上升到最大值VOMAX以上时停止传导电流。利用对于线性调节器电路或开关调节器电路的这种可选布置(图3中未示出)，来自调节器电路140的调节器电路输出电流IRO138将在零和最大值之间脉动，以给出遵循曲线图320的平均值，从而依赖于输出电容器CO136对脉动的电流进行滤波以获得输出电压VO 146在限度VOMIN和VOMAX之间的相对平滑的变化，这可以用于其中不精确地调节的输出电压是可接受的一些应用。以下表达式适用于图1的配置，其中控制器162使用调节器电路驱动信号UR_DRIVE 164来提供对输出电压VO 146的相对紧密的调节，并且当瞬时输入功率PIN小于平均输入功率P 315时，来自调节器电路140的调节器电路输出电流IRO 138不为零。
对于需要功率PO的负载148和为线性调节器的调节器电路140，可以示出，储存器电压VRES 134由以下表达式给出：
Figure BDA0001318070230000111
其是针对条件PIN≤P和VRESMIN≥Vo的，并且时间t是从如图2和图3中的ac输入电压的零交点起测量的。线性调节器电路的最大储存器电压VRESMAXL被看作是：
Figure BDA0001318070230000121
对于为线性调节器的调节器电路，在调节器电路的输入处接收的调节器电路输入电流IRI 137与由调节器电路递送的调节器电路输出电流IRO 138相同。由于调节器电路必须在ac输入电压为零时向负载提供全部电流，因此来自线性调节器电路的最大电流IROMAX325也是由线性调节器接收的最大电流IRIMAXL。
Figure BDA0001318070230000122
在线性调节器电路中损耗的功率PL_LOSS为：
Figure BDA0001318070230000123
从以上表达式中可以导出线性调节器的效率ηL的表达式：
Figure BDA0001318070230000124
该表达式表明，对于较高的VRESMIN值，线性调节器的效率降低，因此期望将VRESMIN设置为尽可能地接近VO。对于为开关调节器且效率为ηS(其中0≤ηS≤1)的调节器电路140，可以示出，储存器电压VRES 134由以下表达式给出：
Figure BDA0001318070230000125
其是针对条件PIN≤P的，并且时间t是从ac输入电压的零交点起测量的。然后由以下表达式给出最大储存器电压VRESMAXS：
Figure BDA0001318070230000126
线性调节器电路的最大储存器电压通常将大于开关调节器的最大储存器电压，这是因为线性调节器通常比开关调节器具有更大的功率损耗。来自开关调节器电路的最大调节器电路输出电流IRO 138、IROMAX 325与来自线性调节器电路的相同，这是因为当输入电压为零时开关调节器电路和线性调节器两者必须提供相同的功率。由于由开关调节器电路接收的最大电流IRI 134即IRIMAXS取决于储存器电压VRES(t)，所以对于IRIMAXS没有闭合形式的表达式。由开关调节器电路接收的最大电流IRIMAXS通常与由线性调节器电路接收的最大电流IRIMAXL不同。开关调节器响应于输入电压调节该开关调节器的输入电流以匹配输出功率，而线性调节器的输入电流不能小于其输出电流。如果除了与调节器电路140相关联的那些损耗以外dc-dc转换器117没有损耗，则对于线性调节器，在dc-dc转换器117的输入处测量的总系统的效率ηTL将为：
Figure BDA0001318070230000131
具有开关调节器且没有其他损耗的总系统的效率ηTS将为：
Figure BDA0001318070230000132
总的来说，对于包括dc-dc转换器和具有调节器电路的储存器输出的系统，总系统的效率由以下表达式给出，其中dc-dc转换器和调节器电路相应的效率为ηDC和ηREG：
Figure BDA0001318070230000133
该表达式表明，当开关调节器电路的效率大于线性调节器电路的效率时，使用开关调节器而不是线性调节器可能是有利的。设计者可以使用上述表达式来选择储存电容器CRES 130的值，以设置最小储存器电压VRESMIN，并为调节器电路140做出选择。
图4是示出了具有功率因数校正和电流隔离的示例性ac-dc电源400的显著特征的示意图，该示例性ac-dc电源包括反激式转换器和具有能量储存器的输出。图4的示例性电源提供了图1中描述的ac-dc电源的进一步细节。
图4的示例性电源接收与ac输入电压VAC 404形状基本上相同的ac输入电流IAC402。全波桥式整流器406产生由本领域称为反激式转换器的dc-dc转换器接收的dc经整流输入电压VRECT 412。dc经整流输入电压VRECT 412相对于输入返回408为正。图4中的反激式转换器包括有时被称为变压器或耦合电感器的能量传递元件T1 418。图4的反激式转换器中的能量传递元件T1 418将能量从输入传递到输出，同时在输入和输出之间提供电流隔离。
图4的示例性ac-dc电源中的反激式转换器的能量传递元件T1 418具有输入绕组420、第一输出绕组424和第二输出绕组422。输入绕组420有时被称为初级绕组。输入绕组420的一端被耦接以接收dc经整流输入电压VRECT 412。输入开关S1 416耦接在输入绕组420的另一端和输入返回408之间。输入开关S1 416有时被称为初级开关。当输入开关S1 416闭合时，输入绕组420可以传导电流。当输入开关S1 416断开时，输入绕组420不能传导电流。来自控制器462的驱动信号US1_DRIVE458使输入开关S1 416断开和闭合，以允许输入绕组420以作为切换周期的周期TS传导脉动的dc输入电流IS1 414。切换周期TS显著小于ac线路周期TL。切换周期TS是切换频率的倒数，并且ac线路周期TL是ac线路频率的倒数。在一个实施例中，切换周期TS为约15微秒，而ac线路周期TL为约20毫秒。换言之，ac线路周期TL通常大于切换周期TS的1000倍以上，使得在一个ac线路周期内通常存在多于1000个切换周期。认识到，在一个实施例中，切换周期TS可以根据负载448所需的平均功率随时间变化。
在图4的示例性电源中，在来自全波桥式整流器406的经整流输入电压VRECT 412上耦接的电容器CIN 410为dc输入电流IS1 414的脉冲提供低阻抗源。电容器CIN 410对脉动的dc输入电流IS1414的高频分量进行滤波，使得ac输入电流IAC 402在任何时刻的幅度基本上都是dc输入电流IS1 414的平均，该平均是在切换周期TS中取得的。电容器CIN 410足够小以允许经整流输入电压VRECT 412在每个ac线路周期TL中两次变为基本上为零。图4的示例性ac-dc电源中的控制器462感测经整流输入电压VRECT 412和输入开关S1 416中的dc输入电流IS1 414分别作为输入电压感测信号UVIN_SENSE 456和输入电流感测信号UI_SENSE 460。在不同实施例中，输入电压感测信号UVIN_SENSE 456和输入电流感测信号UI_SENSE 460可以是电压或电流。图4的示例性ac-dc电源中的控制器462提供了驱动信号US1_DRIVE458以使输入开关S1416断开和闭合。驱动信号US1_DRIVE458可以是电压或电流。
在图4的示例性ac-dc电源中，耦接到输出绕组424的输出开关S2 428响应于来自控制器462的输出开关驱动信号US2_DRIVE454断开和闭合，以向负载448提供经调节输出电压VO 446。在图4的示例性ac-dc电源中，输出电压VO 446相对于通过能量传递元件T1 418与输入返回408电流隔离的输出返回432为正。输出开关驱动信号US2_DRIVE 454可以是电压或电流，并且与输入开关驱动信号US1_DRIVE458是相关的，使得当输入开关S1 416闭合时，输出开关S2 428断开。当输入开关S1 416断开时，输出开关S2 428可以断开或闭合。
在图4的示例性ac-dc电源中，控制器462切换开关S1，使得ac输入电流IAC 402与ac输入电压VAC 404以在整个半线路周期中基本上固定的因数成比例。在一个实施例中，控制器462可以在每个半线路周期响应于输出电压VO 446和期望值之间的差异来调整比例因数。在另一实施例中，控制器462可以响应于储存电容器CRES 430上的电压VRES 434来调整比例因数。比例因数被调整为使得平均输入功率足以提供负载448的需求加上功率转换电路中的功率损耗。在线路周期的当瞬时输入功率超过负载的需求加上损耗时的部分期间，控制器462根据切换周期TS所要求的切换输出开关S2 428，以防止输出电压VO超过其期望值。当输出绕组424上的输出开关S2 428断开时，来自输出的过剩能量在储存器输出绕组422和整流器D1426中产生电流，以将过剩能量存储到储存电容器CRES 430中，这会将储存电容器CRES充电到储存器电压VRES 434。在其他实施例中，整流器D1 426可以是由控制器462驱动的开关。在图4中，输出绕组424和422被示出为在电气节点432处电耦接的单独绕组。在其他实施例中认识到，绕组422可以ac或dc堆叠在绕组424上，如本领域技术人员已知的。在图4的实施例中，储存器电压VRES 434相对于输出返回432为正。在线路周期的当瞬时输入功率小于负载的需求加上功率转换电路中的损耗时的部分期间，调节器电路440接收来自储存器电压434的调节器电路输入电流IRI 437以递送调节器电路输出电流IRO 438，该调节器电路输出电流IRO与输出电流IO 442相加以形成负载448所需的负载电流IL 444。在图4的实施例中，控制器462接收可以用于调节负载电流IL 444的负载电流感测信号UIL_SENSE466。
控制器462接收输出电压感测信号UO_SENSE 450和可选的储存器电压感测信号URES_SENSE 452。控制器462提供可选的调节器电路驱动信号UR_DRIVE464。在图4的示例性ac-dc电源中，控制器462可以操作调节器电路440和输入开关S1 416，以在储存电容器CRES 430上维持最小储存器电压VRESMIN。控制器462还可以在储存电容器CRES 430上的电压大于最大值或小于最小值时暂时地以下述模式操作输入开关S1 416：这样的模式即暂停功率因数校正同时继续提供经调节输出电压VO 446或经调节负载电流IL 444。瞬态状况，诸如例如ac输入电压VAC 404上的高电压浪涌或例如输出电流的突变，可能需要使功率因数校正特征暂时无效(override)，以防止储存电容器CRES 430上的过量电压或电压不足。
图5是包括反激式转换器的示例性ac-dc电源的示意图500，该图示出了控制器、调节器电路、开关和感测电路的进一步细节。图5的示例性ac-dc电源具有许多与图4的实施例相同的特征和元件。
在图5的示例性ac-dc电源中，全波桥式整流器506接收ac输入电压VAC 504，以相对于输入返回508在输入电容器CIN 510上产生dc经整流输入电压VRECT 512。与在图4的实施例中一样，电容器CIN 510足够小以允许经整流输入电压VRECT 512在每个ac线路周期中两次变为基本上为零。能量传递元件T1 518可以为作为反激式转换器的dc-dc转换器提供电流隔离，该反激式转换器具有输入绕组520、第一输出绕组524和第二输出绕组522。
来自第二输出绕组522的电流由二极管D1 526整流，以在储存电容器CRES 530上产生储存器电压VRES 534。在其他实施例中，二极管D1 526可以被由控制器562驱动的开关替换。替换二极管D1的晶体管开关可以被配置为同步整流器。储存器电压VRES 534相对于输出返回532为正。晶体管开关S2 528传导来自第一输出绕组524的电流，以在输出电容器CO536上产生经调节输出电压VO 546。经调节输出电压VO 546相对于输出返回532也为正。输出绕组522和输出绕组524各自均使一端耦接在公共节点处，处于保证储存器电压VRES 534不小于经调节输出电压VO 546的布置。
调节器电路540接收储存器电压VRES 534以产生调节器电路输出电流IRO 538。负载548接收负载电流IL 544，该负载电流IL是调节器电路输出电流IRO 538与来自经调节输出电压VO 546的输出电流IO 542之和。
控制器562包括输入控制器563和输出控制器566。输入控制器563通过可以提供单向通信或双向通信的电流隔离器567与输出控制器566电流隔离。电流隔离器567可以依赖于光耦合、磁耦合或电容耦合来实现输入控制器563和输出控制器566之间的电流隔离通信。在一个实施例中，控制器562可以包括来自加利福尼亚圣何塞的电力集成公司(PowerIntegrations)的FluxLinkTM通信技术，以在不使用磁性材料的情况下跨过集成电路中的隔离屏障进行通信。
在图5的示例性ac-dc电源中，输入控制器563在输入电压感测端子V 580处根据通过电阻器578的电流来感测经整流输入电压VRECT 512。在一个实施例中，对经整流输入电压VRECT 512的这种感测可以用于影响控制器563对开关S1 516的切换，使得ac输入电流IAC502的波形与ac输入电压VAC 504的波形具有基本上相同的形状。在另一实施例中，对经整流输入电压VRECT 512的感测可以用于：当输入电压504在例如供电轨上遭雷击期间达到过高的值时，提供保护模式，诸如关闭控制器563。输入控制器563使晶体管开关S1 516导通和关断，以在控制器562的漏极端子D576处传导脉动的dc输入电流IS1 514。输入电容器CIN 510对脉动的dc输入电流IS1 514的高频分量进行滤波，使得ac输入电流IAC504在任何时刻的幅度基本上都是脉动的dc输入电流IS1 514的平均，该平均是在切换周期中取得的。输入控制器563切换半导体开关S1 516，使得ac输入电流IAC 502的波形与ac输入电压VAC 504的波形处于基本上相同的形状，并且来自ac输入电压VAC 504的平均功率足以提供负载548的需求加上功率转换电路中的功率损耗。换言之，ac输入电流IAC 502与ac输入电压VAC504成比例，使得电源以相对高的功率因数运行。
在图5的示例性ac-dc电源中，输出控制器566在控制器562上的第一反馈端子FB1588处根据电阻器572中的电流来感测经调节输出电压VO 546。输出控制器566在控制器562上的第二反馈端子FB2 590处根据电阻器574中的电流来感测储存器输出电压VRES 534。输出控制器566根据在控制器562上的负载返回端子RTN 569和接地GND端子594之间的电阻器568上的电压来感测负载电流IL 544。输出控制器566在控制器562上的正激(forward)端子FWD 584处根据电阻器582中的电流来感测二极管D3 527的阴极上的电压。当开关S1 516传导输入电流IS1 514时，二极管D3 527的阴极上的电压相对于接地端子GND 594为正。在其他实施例中，二极管D3 527可以被由控制器562驱动的开关替换。替换二极管D3 527的晶体管开关可以被配置为同步整流器。在晶体管开关S2 528上的二极管D2 570允许输出绕组524在晶体管开关S1 516传导输入电流IS1 514时将电流传导至正激端子FW584。在一些实施例中，二极管D2 570可以是晶体管528的内部寄生二极管。在其他实施例中，二极管D2 570可以是分立二极管。
在图5的示例性ac-dc电源中，输出控制器566通过用来自控制器562上的第一驱动端子DR1 586的驱动信号使晶体管开关S2 528导通和关断来调节输出电压VO 546或负载电流IL 544。输出控制器566从控制器562上的第二驱动端子DR2 592提供驱动信号以操作调节器电路540。图5的实施例中的调节器电路540被配置成在本领域被称为降压转换器的开关转换器。在运行中，降压转换器的输入处的电压(VRES 534)大于降压转换器的输出处的电压(VO 546)。在其他实施例中，在储存器电压VRES 534小于输出电压VO 546的情况下，调节器电路540可以被配置成被称为升压转换器的另一类型开关转换器。在另外的其他实施例中，调节器电路540可以被配置成本领域已知的、可以使其输出电压大于或小于输入电压的其他类型的开关转换器。
图5的调节器电路540中的降压转换器可以以开关模式或线性模式运行。来自驱动端子DR2 592的驱动信号可以是用于使调节器晶体管541导通和关断以在开关模式下运行的开关信号。替代地，来自驱动端子DR2 592的驱动信号可以是使调节器晶体管541以线性模式运行的非开关模拟信号。换言之，取决于来自驱动端子DR2 592的驱动信号，图5的实施例中的调节器电路540可以作为开关调节器或线性调节器运行。控制器562可以响应于输入电压和输出负载条件在线性模式下运行和在开关模式下运行之间进行选择，以提供处于最高系统效率的操作。
图6是反激式电源的示意图600，该图例示出了图5的电源可以如何被扩展为包括多个输出的一个实施例。能量传递元件T1 618的输入绕组620接收相对于输入返回608为正的经整流ac输入电压VRECT 612。能量传递元件T1 618的输入绕组620接收通过开关S1的电流IS1 614。能量传递元件T1 618具有第一输出绕组624、第二输出绕组622和第三输出绕组625。认识到，根据本发明的教示的原理可以进一步被扩展以提供可以由多个储存器输出和多个调节器电路增补的多个经调节输出。
类似于图5的实施例，输出控制器666通过可以提供单向通信或双向通信的电流隔离器667与输入控制器663电流隔离。在图6的实施例中，输入控制器在初级返回端子PRTN679处参考电源的输入侧。晶体管开关S1 616、输入控制器663和输出控制器666可以是集成电路和分立器件的任何组合，处于单个封装或多个封装中。
如图5的实施例中一样，晶体管开关616的漏极端子676接收脉动的dc开关电流IS1614。输入控制器663可以在输入电流感测端子665处接收晶体管开关电流信号665。
来自第二输出绕组622的电流由二极管D1 626整流，以在储存电容器CRES 630上产生储存器电压VRES 634。在其他实施例中，二极管D1 626可以被由输出控制器666驱动的开关替换。替换二极管D1的晶体管开关被配置为同步整流器。储存器电压VRES 634相对于输出返回632为正。晶体管开关S2 628传导来自第一输出绕组624的电流，以在输出电容器CO636上产生经调节输出电压VO 646。经调节输出电压VO 646相对于输出返回632也为正。输出绕组622和输出绕组624各自均使一端耦接在公共节点处，处于保证储存器电压VRES 634不小于经调节输出电压VO 646的布置。
调节器电路640接收储存器电压VRES 634，以产生调节器电路输出电流IRO 638。负载648接收负载电流IL 644，该负载电流为调节器电路输出电流IRO 638与来自经调节输出电压VO 646的输出电流IO 642之和。
晶体管开关S3 629传导来自第三输出绕组625的电流，以在辅助输出电容器CA637上产生辅助的经调节输出电压VA 546。辅助的经调节输出电压VA 647相对于输出返回632为正。输出绕组624和输出绕组625各自均使一端耦接在公共节点处，处于保证输出电压VO646不小于辅助的经调节输出电压VA647的布置。
在图6的示例性ac-dc电源中，输入控制器663在输入电压感测端子V 680处根据通过电阻器678的电流来感测经整流输入电压VRECT 612。在一个实施例中，对经整流输入电压612的这种感测可以用于影响控制器663对开关S1 616的切换，以实现相对较高的功率因数。在另一实施例中，对经整流输入电压VRECT 612的感测可以用于：当输入的经整流输入电压VRECT 612在例如供电轨上遭雷击期间达到过高的值时，提供保护模式，诸如关闭控制器663。
在图6的示例性电源中，输出控制器666在第一反馈端子FB1 688处根据电阻器672中的电流来感测经调节输出电压VO 646。输出控制器666在第二反馈端子FB2 690处根据电阻器674中的电流来感测储存器输出电压VRES 634。输出控制器566根据负载返回端子RTN669和接地GND端子694之间的电阻器668上的电压来感测负载电流IL 644。输出控制器666在正激端子FWD 684处根据电阻器682中的电流来感测二极管D3 627的阴极上的电压。当开关S1 616传导输入电流IS1 614时，二极管D3 627的阴极上的电压相对于接地端子GND 694为正。在其他实施例中，二极管D3 627可以被由输出控制器666驱动的开关替换。替换二极管D3 627的晶体管开关可以被配置为同步整流器。在晶体管开关S2 628上的二极管D2 670代表晶体管628的内部寄生二极管。二极管D5 673防止输出电容器CO 636通过寄生二极管D2 670放电。
在图6的示例性电源中，输出控制器666在第三反馈端子VAO693处感测经调节的辅助输出电压VA 647。在图6的实施例中，辅助输出电压VA 647足够低(例如，不超过约5伏)以允许由输出控制器666直接感测，而经调节输出电压VO 646和储存器输出电压VRES 634通常可以大于50伏。输出控制器666可以包括在低压集成电路内。
在图6的示例性电源中，输出控制器666通过用来自输出控制器666上的第一驱动端子DR1 686的驱动信号使晶体管开关S2 628导通和关断来调节输出电压VO 646或负载电流IL 644。输出控制器666从第二驱动端子DR2 692提供驱动信号以操作调节器电路640。图6的实施例中的调节器电路640被配置成本领域被称为降压转换器的开关转换器。在运行中，降压转换器的输入处的电压(VRES 634)大于降压转换器的输出处的电压(VO 646)。在其他实施例中，在储存器电压VRES 634小于输出电压VO 646的情况下，调节器电路640可以被配置成被称为升压转换器的另一类型开关转换器。在另外的其他实施例中，调节器电路640可以被配置成本领域已知的、可以使其输出电压大于或小于输入电压的其他类型的开关转换器。输出控制器666通过用来自第三驱动端子DR3 687的驱动信号使晶体管开关S3 628导通和关断来调节经调节的辅助输出电压VA 647。
晶体管开关S3 629上的二极管D4 671允许输出绕组625在晶体管开关S1 616传导输入电流IS1 614时将电流传导到正激端子FW 684。在一些实施例中，二极管D4 671可以是晶体管629的内部寄生二极管。在其他实施例中，二极管D4 671可以是分立二极管。
图7是包括反激式转换器的另一示例性ac-dc电源的示意图700，该图示出了控制器、调节器电路、开关、感测电路和LED负载的细节。图7的示例性ac-dc电源具有许多与图5和图6的实施例相同的特征和元件。
在图7的示例性ac-dc电源中，能量传递元件T1 718的输入绕组720接收相对于输入返回708为正的dc经整流输入电压VRECT 712。能量传递元件T1 718还具有第一输出绕组723和第二输出绕组725。在图7的实施例中，能量传递元件T1 718在输入返回708和输出返回732之间提供电流隔离。
二极管D2 774和晶体管开关S2 728传导来自第一输出绕组723的经整流输出电流IO 742，以将输出电容器CO 736基本上充电到dc输出电压VO 746，该dc输出电压足以使LED负载748传导经调节负载电流IL 744。输出电压VO 746相对于输出返回732为正。
二极管D1 726对来自第二输出绕组725的电流进行整流，以在储存电容器CRES 730上产生储存器电压VRES734。储存器电压VRES734相对于输出返回732为正。在图7的实施例中，输出绕组723和725被配置成产生大于储存器电压VRES 734的输出电压VO 746。调节器电路740接收储存器电压VRES734以产生调节器电路输出电流IRO 738。在图7的实施例中，调节器电路740被配置成升压转换器，该升压转换器将其输出电流IRO 738递送至大于其输入电压VRES 734的输出电压VO 746。
晶体管开关729传导来自第二输出绕组725的电流，以在辅助输出电容器CA737上产生经调节的辅助输出电压VA 747。经调节的辅助电压VA 747相对于输出返回732为正。在一个实施例中，经调节的辅助电压VA 747可以为约5伏，输出电压VO 746可以为约50伏，并且储存器电压VRES734可以在约10伏至约40伏之间变化。
控制器762包括输入控制器763和输出控制器766。输入控制器763通过可以提供单向通信或双向通信的电流隔离器767与输出控制器766电流隔离。电流隔离器767可以依赖于光耦合、磁耦合或电容耦合来实现输入控制器763和输出控制器766之间的电流隔离通信。在一个实施例中，控制器762可以包括来自加利福尼亚圣何塞的电力集成公司的FluxLinkTM通信技术，以在不使用磁性材料的情况下跨过集成电路中的隔离屏障进行通信。
在图7的示例性ac-dc电源中，输入控制器763在输入电压感测端子V 780处根据通过电阻器778的电流来感测经整流输入电压VRECT 712。在一个实施例中，对经整流输入电压VRECT 712的这种感测可以用于影响控制器763对开关S1 716的切换，以在电源的ac输入处(图7中未示出)实现相对较高的功率因数。在另一实施例中，对经整流输入电压VRECT 712的感测可以用于：当经整流输入电压VRECT 712在例如供电轨上遭雷击期间达到过高的值时，提供保护模式，诸如关闭控制器763。输入控制器763使晶体管开关S1 716导通和关断，以在控制器762的漏极端子D776处传导脉动的dc输入电流IS1 714。钳位电路713保护晶体管开关S1 716免受可能在晶体管开关716关断时在能量传递元件T1 718的输入绕组720处出现的潜在的损坏电压。输入控制器763切换晶体管开关S1 716，使得电源以相对高的功率因数运行。
在图7的示例性ac-dc电源中，输出控制器766用分压电阻器770和771在控制器762上的第一反馈端子FB1 788处感测辅助输出电压VA 747。输出控制器766用分压电阻器772和773在控制器762上的第二反馈端子FB2 790处感测经调节输出电压VO 746。输出控制器766根据在控制器762上的负载返回端子RTN769和接地GND端子794之间的电阻器768上的电压来感测负载电流IL 744。输出控制器766在控制器762上的正激端子FWD 784处根据电阻器782中的电流来感测二极管D3 727的阴极上的电压。当晶体管开关S1 716传导输入电流IS1 714时，二极管D3 727的阴极上的电压相对于接地端子GND 794为正。在其他实施例中，二极管D3 727可以被由控制器762驱动的开关替换。替换二极管D3727的晶体管开关可以被配置为同步整流器。
在图7的示例性ac-dc电源中，输出控制器766通过用来自控制器762上的第一驱动端子DR1 786的驱动信号使晶体管开关S2 728导通和关断来调节输出电压VO 746或负载电流IL 744。输出控制器766从控制器762上的第二驱动端子DR2 792提供驱动信号，以操作调节器电路740中的晶体管开关741。在图7的实施例中的调节器电路740被配置成在本领域被称为升压转换器的开关转换器。在运行中，升压转换器的输入处的电压(VRES734)小于升压转换器的输出处的电压(VO 746)。在图7中，开关S2 728被示出为p沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，但是本领域技术人员将认识到，在其他实施例中，可以使用n沟道MOSFET并且其可以由控制器766以各种方式驱动，包括使用充电泵或辅助变压器绕组，以提供所需的驱动电压。
图8是描述了从具有功率因数校正和输出相关能量储存器的单级ac-dc电源提供经调节输出的方法的流程图800。
在步骤805中开始之后，电源接收ac输入电压。然后，在步骤815中，电源控制ac输入电流的形状接近ac输入电压的形状，使得电源可以以高功率因数运行。在具有功率因数校正的电源中，必须调整输入电流的幅度以提供所需的输出功率。
接下来，在步骤820中，电源设置ac输入电流和ac输入电压之间的比率，以在ac输入电压的半周期期间提供经调节输出所需的平均功率。该比率通常在ac输入电压的至少一个半周期的持续时间内基本上是固定的，使得ac输入电流接近ac输入电压的形状。由于输入功率在ac输入电压的一个半周期内不恒定，因此大于平均负载功率的功率必须从经调节输出递送出去，并且必须对小于平均负载功率的功率进行增补。电源包括用以存储和释放与输入功率相关联的、不同于负载所需的平均功率的能量的储存器输出。
在步骤825中，电源在ac输入电压的每个半周期期间将在输入处接收的能量递送至经调节输出和储存器输出。在步骤830中，电源确定如何分配输入能量。如果输入能量足够高以提供经调节输出，则流程进行到步骤850，在该步骤中将经调节输出所需的能量递送至经调节输出，并且然后到步骤845，在该步骤中将过剩能量递送至储存器输出。如果输入能量不足以提供经调节输出，则流程进行到步骤835，在该步骤中将来自输入的所有能量递送至经调节输出，并且在步骤840中从储存器输出传递能量以对经调节输出进行调节。从框840和845，过程返回到步骤810并继续。
以上对本发明的所例示的实施例的描述，包括摘要中所描述的内容，并不旨在是穷举所公开的确切形式或限制于所公开的确切形式。虽然本文为了说明的目的描述了本发明的具体实施方案和实施例，但是在不脱离本发明的更广泛的精神和范围的情况下，可以进行各种等同修改。实际上，认识到，具体的示例性电压、电流、频率、功率范围值、时间等是为了解释的目的提供的，并且在根据本发明的教示的其他实施方案和实施例中也可以采用其他值。

Claims (42)

1.一种交流-直流电源，包括：
直流-直流转换器，所述直流-直流转换器耦接到所述交流-直流电源的输入，其中，所述交流-直流电源的输入被配置为被耦接以接收交流输入电压和交流输入电流，其中，所述直流-直流转换器包括经调节输出和储存器输出，其中，所述经调节输出和所述储存器输出与所述交流-直流电源的输入电流隔离并且所述经调节输出用于耦接到负载并且向其提供功率；
控制器，所述控制器被耦接以接收来自所述直流-直流转换器的感测信号，其中，所述控制器被耦接以响应于所述感测信号控制所述直流-直流转换器以对所述直流-直流转换器的所述经调节输出进行调节，其中，所述控制器还被耦接以控制所述交流输入电流的波形具有与所述交流输入电压的波形基本上相同的形状，其中，所述控制器包括：
输入控制器，所述输入控制器被耦接以向耦接到所述直流-直流转换器的能量传递元件的初级绕组的输入开关提供第一驱动信号；以及
输出控制器，所述输出控制器被耦接以向耦接到所述直流-直流转换器的所述能量传递元件的输出绕组的输出开关提供第二驱动信号，其中，所述输入控制器与所述输出控制器电流隔离，且所述输入控制器与所述输出控制器跨过集成电路封装中的电流隔离屏障进行通信；以及
调节器电路，所述调节器电路耦接到所述经调节输出和所述储存器输出，其中，所述调节器电路包括开关模式功率转换器，其中，所述控制器耦接到所述调节器电路以控制能量从所述储存器输出通过所述调节器电路到所述经调节输出的传递。
2.根据权利要求1所述的交流-直流电源，还包括耦接到所述交流-直流电源的输入和所述直流-直流转换器的整流器，其中，所述整流器被耦接以向所述直流-直流转换器提供直流输入电压和直流输入电流。
3.根据权利要求2所述的交流-直流电源，其中，所述输入控制器包括电压感测端子，所述电压感测端子被耦接以以通过电阻器的电流的形式感测由所述整流器提供的所述直流输入电压。
4.根据权利要求1所述的交流-直流电源，其中，所述直流-直流转换器是反激式转换器。
5.根据权利要求1所述的交流-直流电源，其中，所述调节器电路被耦接以从所述控制器接收调节器电路驱动信号。
6.根据权利要求1所述的交流-直流电源，其中，所述输入控制器包括输入电流感测端子，所述输入电流感测端子被耦接以感测通过所述输入开关的直流输入电流。
7.根据权利要求1所述的交流-直流电源，其中，所述第二驱动信号与所述第一驱动信号有关，使得在所述输入开关闭合时所述输出开关断开。
8.根据权利要求1所述的交流-直流电源，其中，所述调节器电路是降压转换器。
9.根据权利要求1所述的交流-直流电源，其中，所述调节器电路是升压转换器。
10.根据权利要求1所述的交流-直流电源，其中，所述经调节输出被耦接以向负载提供功率，其中，所述交流-直流电源还包括耦接到所述储存器输出的储存电容器，其中，所述储存器输出被耦接以在从所述交流-直流电源的输入接收的瞬时功率大于由所述负载接收的功率时对所述储存电容器充电，并且其中，所述储存器输出被耦接以在从所述交流-直流电源的输入接收的所述瞬时功率小于由所述负载接收的所述功率时使所述储存电容器放电。
11.根据权利要求10所述的交流-直流电源，其中，所述储存电容器上的电压在每四分之一线路周期在最小值和最大值之间变化。
12.根据权利要求8所述的交流-直流电源，其中，所述降压转换器被耦接以接收来自所述控制器的调节器电路驱动信号，以作为开关调节器运行。
13.根据权利要求8所述的交流-直流电源，其中，所述降压转换器被耦接以接收来自所述控制器的调节器电路驱动信号，以作为线性调节器运行。
14.根据权利要求1所述的交流-直流电源，其中，由所述控制器从所述直流-直流转换器接收的所述感测信号包括输出电压感测信号、储存器电压感测信号、输入电压感测信号和输入电流感测信号。
15.根据权利要求1所述的交流-直流电源，其中，所述控制器接收来自所述电源的输入和输出的信号，以将所述交流输入电流、输出电压和负载电流保持在期望的运行限度内。
16.根据权利要求1所述的交流-直流电源，其中，所述控制器被耦接以在每个半线路周期响应于输出电压和期望值之间的差异来调整所述交流输入电流与所述交流输入电压的比例。
17.根据权利要求1所述的交流-直流电源，其中，所述输入控制器被配置为切换所述输入开关，使得所述交流输入电流的所述波形为与所述交流输入电压的所述波形基本上相同的形状，并且来自所述交流输入电压的平均功率足以提供向其提供功率的负载的需求加上所述交流-直流电源中损失的功率。
18.一种提供根据权利要求1-17中任一项的交流-直流电源的经调节输出的方法，包括：
在所述交流-直流电源的输入处接收交流输入电压；
控制交流输入电流的形状接近交流输入电压的形状；
控制所述交流输入电流的幅度，以在所述交流输入电压的半周期期间提供所述交流-直流电源的经调节输出所需的平均功率；
在所述交流输入电压的所述半周期期间，将在所述交流-直流电源的输入处接收的能量递送至所述交流-直流电源的所述经调节输出和所述交流-直流电源的储存器输出；
如果在所述交流-直流电源的输入处接收的能量足以提供所述交流-直流电源的所述经调节输出，从所述交流-直流电源的输入递送足够的能量以调节所述交流-直流电源的所述经调节输出，并将来自所述交流-直流电源的输入的过剩能量递送至所述交流-直流电源的所述储存器输出；以及
如果在所述交流-直流电源的输入处接收的能量不足以提供所述交流-直流电源的所述经调节输出，将来自所述交流-直流电源的输入的能量递送至所述交流-直流电源的所述经调节输出，并从所述交流-直流电源的所述储存器输出传递能量以调节所述交流-直流电源的所述经调节输出，其中，能量从所述储存器输出传递以通过包括开关模式功率转换器的调节器电路调节所述交流-直流电源的所述经调节输出。
19.根据权利要求18所述的方法，还包括对所述交流-直流电源的输入处的所述交流输入电压进行整流。
20.根据权利要求18所述的方法，还包括：
感测所述交流-直流电源的输入电压；
感测所述交流-直流电源的输入电流；
感测所述交流-直流电源的输出电压；以及
感测所述交流-直流电源的储存器电压。
21.根据权利要求18所述的方法，还包括：
感测所述交流-直流电源的输入电压；
感测所述交流-直流电源的输入电流；
感测所述交流-直流电源的输出电流；以及
感测所述交流-直流电源的储存器电压。
22.根据权利要求18所述的方法，还包括：将所述交流-直流电源的所述输入与所述交流-直流电源的所述经调节输出电流隔离并与所述交流-直流电源的所述储存器输出电流隔离。
23.根据权利要求18所述的方法，其中，所述将来自所述交流-直流电源的输入的过剩能量递送至所述交流-直流电源的所述储存器输出包括：用来自所述交流-直流电源的输入的所述过剩能量对耦接到所述交流-直流电源的所述储存器输出的储存电容器充电。
24.根据权利要求18所述的方法，其中，所述从所述交流-直流电源的所述储存器输出传递能量以调节所述交流-直流电源的所述经调节输出包括：使耦接到所述交流-直流电源的所述储存器输出的储存电容器向所述交流-直流电源的所述输出放电，以调节所述交流-直流电源的所述输出。
25.根据权利要求18所述的方法，其中，控制所述交流输入电流的所述幅度，以提供所述经调节输出所需的所述平均功率包括：在每个半线路周期响应于输出电压和期望值之间的差异来调整交流输入电流与所述交流输入电压的比例。
26.一种用于交流-直流电源的控制器，包括：
感测信号输入端，所述感测信号输入端被耦接以从直流-直流转换器接收感测信号，其中，所述直流-直流转换器耦接到所述交流-直流电源的输入，其中，所述交流-直流电源的输入被耦接以接收交流输入电压和交流输入电流，其中，所述直流-直流转换器包括经调节输出和储存器输出，其中所述经调节输出用于耦接到负载并且向其提供功率；
驱动信号输出端，所述驱动信号输出端耦接到所述直流-直流转换器，其中，所述驱动信号输出端被耦接以响应于所述感测信号控制所述直流-直流转换器对所述直流-直流转换器的所述经调节输出进行调节，其中，所述驱动信号输出端还被耦接以控制所述交流输入电流的波形具有与所述交流输入电压的波形基本上相同的形状；
输入控制器，所述输入控制器被耦接以通过所述驱动信号输出端向输入开关提供第一驱动信号，所述输入开关耦接到所述直流-直流转换器的能量传递元件的初级绕组；以及
输出控制器，所述输出控制器被耦接以通过所述驱动信号输出端向输出开关提供第二驱动信号，所述输出开关耦接到所述直流-直流转换器的所述能量传递元件的输出绕组，其中，所述输入控制器和所述输出控制器电流隔离。
27.根据权利要求26所述的控制器，其中，整流器耦接到所述交流-直流电源的输入和所述直流-直流转换器，其中，所述整流器被耦接以向所述直流-直流转换器提供直流输入电压和直流输入电流。
28.根据权利要求26所述的控制器，其中，所述经调节输出和所述储存器输出与所述交流-直流电源的输入电流隔离。
29.根据权利要求28所述的控制器，其中，所述直流-直流转换器是反激式转换器。
30.根据权利要求28所述的控制器，其中，所述控制器包括耦接到调节器电路的调节器电路驱动信号输出端，其中，所述调节器电路耦接到所述经调节输出和所述储存器输出，其中，所述调节器电路驱动信号输出端被耦接以控制能量从所述储存器输出通过所述调节器电路到所述经调节输出的传递。
31.根据权利要求30所述的控制器，其中，所述调节器电路是线性调节器。
32.根据权利要求30所述的控制器，其中，所述调节器电路是开关调节器。
33.根据权利要求30所述的控制器，其中，所述调节器电路被耦接以从所述调节器电路驱动信号输出端接收调节器电路驱动信号。
34.根据权利要求32所述的控制器，其中，所述调节器电路是升压转换器。
35.根据权利要求32所述的控制器，其中，所述调节器电路是降压转换器。
36.根据权利要求35所述的控制器，其中，所述降压转换器被耦接以从所述调节器电路驱动信号输出端接收调节器电路驱动信号，以作为开关调节器运行。
37.根据权利要求35所述的控制器，其中，所述降压转换器被耦接以从所述调节器电路驱动信号输出端接收调节器电路驱动信号，以作为线性调节器运行。
38.根据权利要求26所述的控制器，其中，由所述感测信号输入端从所述直流-直流转换器接收的所述感测信号是在多个感测信号输入端处接收的多个感测信号中之一，并且其中，所述感测信号包括输出电压感测信号、储存器电压感测信号、输入电压感测信号和输入电流感测信号。
39.根据权利要求26所述的控制器，其中，由所述感测信号输入端从所述直流-直流转换器接收的所述感测信号是在多个感测信号输入端处接收的多个感测信号中之一，并且其中，所述感测信号包括输出电流感测信号、储存器电压感测信号、输入电压感测信号和输入电流感测信号。
40.根据权利要求26所述的控制器，其中，所述经调节输出被耦接以向负载提供功率，其中，所述交流-直流电源还包括耦接到所述储存器输出的储存电容器，其中，所述储存器输出被耦接成当从所述交流-直流电源的输入接收的瞬时功率大于由所述负载接收的功率时对所述储存电容器充电，并且其中，所述储存器输出被耦接成当从所述交流-直流电源的输入接收的所述瞬时功率小于由所述负载接收的所述功率时使所述储存电容器放电。
41.根据权利要求40所述的控制器，其中，所述控制器被耦接成当所述储存电容器上的电压超过最大值时暂时停止控制所述交流输入电流的所述波形具有与所述交流输入电压的波形基本上相同的形状。
42.根据权利要求40所述的控制器，其中，所述控制器被耦接成当所述储存电容器上的电压小于最小值时暂时停止控制所述交流输入电流的所述波形具有与所述交流输入电压的波形基本上相同的形状。
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