JP2000125547A - 直流コンバータ - Google Patents
直流コンバータInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 直流コンバータの整流平滑回路から出力され
る直流電圧に含まれるリプル成分を効率よく低減する。 【解決手段】 本発明による直流コンバータでは、第２
の整流平滑回路２３から出力される直流電圧ＶCO2に含
まれるリプル電圧と逆位相のリプル電圧を含む直流電圧
ＶCO4をチョッパ回路２７からコンデンサ２８を介して
出力し、第１の整流平滑回路７からコンデンサ１０を介
して出力される直流電圧ＶCO3に加算する。これによ
り、直流電圧ＶCO3に含まれるリプル電圧を一定値に制
御し、直列接続されたコンデンサ１０、２８の両端から
リプル成分の少ない定電圧の直流出力電圧ＶOを負荷１
１に供給できる。したがって、チョッパ回路２７により
直流電圧ＶCO3に含まれるリプル電圧のみを定電圧制御
するため、チョッパ回路２７での電力損失は極めて少な
く、第１の整流平滑回路７から出力される直流電圧ＶCO
1に含まれるリプル成分を効率よく低減できる。
る直流電圧に含まれるリプル成分を効率よく低減する。 【解決手段】 本発明による直流コンバータでは、第２
の整流平滑回路２３から出力される直流電圧ＶCO2に含
まれるリプル電圧と逆位相のリプル電圧を含む直流電圧
ＶCO4をチョッパ回路２７からコンデンサ２８を介して
出力し、第１の整流平滑回路７からコンデンサ１０を介
して出力される直流電圧ＶCO3に加算する。これによ
り、直流電圧ＶCO3に含まれるリプル電圧を一定値に制
御し、直列接続されたコンデンサ１０、２８の両端から
リプル成分の少ない定電圧の直流出力電圧ＶOを負荷１
１に供給できる。したがって、チョッパ回路２７により
直流電圧ＶCO3に含まれるリプル電圧のみを定電圧制御
するため、チョッパ回路２７での電力損失は極めて少な
く、第１の整流平滑回路７から出力される直流電圧ＶCO
1に含まれるリプル成分を効率よく低減できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は力率改善機能を有す
る直流コンバータ、特に整流平滑回路から出力される直
流電圧に含まれるリプル成分を効率よく低減できる直流
コンバータに属する。
る直流コンバータ、特に整流平滑回路から出力される直
流電圧に含まれるリプル成分を効率よく低減できる直流
コンバータに属する。
【０００２】
【従来の技術】スイッチングレギュレータ等の直流コン
バータの入力電源部には整流ダイオード及び平滑コンデ
ンサから成るコンデンサ入力型の整流回路が一般的に使
用されている。しかしながら、コンデンサ入力型の整流
回路では正弦波交流入力電流の最大値付近のみに入力平
滑コンデンサへ充電電流が流れるため、入力電流波形の
導通角が狭く、入力力率が０.６前後と低い問題点があ
った。そこで、例えば図６に示すように入力力率低下の
原因となる入力電源部の入力平滑コンデンサを省略して
入力力率の改善を図ったフライバック型の直流コンバー
タが提案されている。図６に示す直流コンバータは、商
用交流電源１に接続されたブリッジ整流回路２と、１次
巻線３a及び２次巻線３bを有するトランス３と、ブリッ
ジ整流回路２の整流出力端子に直列に接続されたトラン
ス３の１次巻線３a及びスイッチング素子としてのＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ４と、トランス３の２次巻線３bに接続された
出力整流ダイオード５及び出力平滑コンデンサ６から成
る整流平滑回路７と、整流平滑回路７の出力電圧に応じ
てＭＯＳ-ＦＥＴ４のオン・オフ期間を制御する制御回
路８とを備えている。また、整流平滑回路７の出力側に
は定電圧レギュレータ９及びコンデンサ１０が接続さ
れ、コンデンサ１０と並列に負荷１１が接続されてい
る。
バータの入力電源部には整流ダイオード及び平滑コンデ
ンサから成るコンデンサ入力型の整流回路が一般的に使
用されている。しかしながら、コンデンサ入力型の整流
回路では正弦波交流入力電流の最大値付近のみに入力平
滑コンデンサへ充電電流が流れるため、入力電流波形の
導通角が狭く、入力力率が０.６前後と低い問題点があ
った。そこで、例えば図６に示すように入力力率低下の
原因となる入力電源部の入力平滑コンデンサを省略して
入力力率の改善を図ったフライバック型の直流コンバー
タが提案されている。図６に示す直流コンバータは、商
用交流電源１に接続されたブリッジ整流回路２と、１次
巻線３a及び２次巻線３bを有するトランス３と、ブリッ
ジ整流回路２の整流出力端子に直列に接続されたトラン
ス３の１次巻線３a及びスイッチング素子としてのＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ４と、トランス３の２次巻線３bに接続された
出力整流ダイオード５及び出力平滑コンデンサ６から成
る整流平滑回路７と、整流平滑回路７の出力電圧に応じ
てＭＯＳ-ＦＥＴ４のオン・オフ期間を制御する制御回
路８とを備えている。また、整流平滑回路７の出力側に
は定電圧レギュレータ９及びコンデンサ１０が接続さ
れ、コンデンサ１０と並列に負荷１１が接続されてい
る。
【０００３】図６に示す直流コンバータにおいて、図７
(Ａ)に示す商用交流電源１の交流入力電圧ＶACはブリッ
ジ整流回路２により全波整流され、図７(Ｃ)に示す脈流
電圧ＶRCに変換される。図７(Ｃ)に示すブリッジ整流回
路２の脈流電圧ＶRCはＭＯＳ-ＦＥＴ４のオン・オフ動
作によりトランス３の１次巻線３aに断続的に印加さ
れ、これにより２次巻線３bに発生する電圧が整流平滑
回路７により整流平滑される。このとき、整流平滑回路
７の出力平滑コンデンサ６の両端に図７(Ｄ)に示す直流
電圧ＶCO1が発生する。図７(Ｄ)に示す出力平滑コンデ
ンサ６の直流電圧ＶC O1は制御回路８に帰還され、直流
電圧ＶCO1が一定値となるようにＭＯＳ-ＦＥＴ４のオン
・オフ期間が制御回路８により制御される。これと同時
に、商用交流電源１の交流入力電流ＩACを図７(Ｂ)に示
すように正弦波状にして入力力率を改善するため、制御
回路８は図７(Ｃ)に示す脈流電圧ＶRCの周波数の１周期
以上の応答遅れをもって制御される。その結果、出力平
滑コンデンサ６の直流電圧ＶCO1は図７(Ｄ)に示すよう
に交流入力周波数の多くのリプル成分を含んだ波形とな
る。このため、図６に示す直流コンバータでは定電圧レ
ギュレータ９により出力平滑コンデンサ６の直流電圧Ｖ
CO1を安定化し、図７(Ｅ)に示す直流出力電圧ＶOをコン
デンサ１０を介して負荷１１に供給している。
(Ａ)に示す商用交流電源１の交流入力電圧ＶACはブリッ
ジ整流回路２により全波整流され、図７(Ｃ)に示す脈流
電圧ＶRCに変換される。図７(Ｃ)に示すブリッジ整流回
路２の脈流電圧ＶRCはＭＯＳ-ＦＥＴ４のオン・オフ動
作によりトランス３の１次巻線３aに断続的に印加さ
れ、これにより２次巻線３bに発生する電圧が整流平滑
回路７により整流平滑される。このとき、整流平滑回路
７の出力平滑コンデンサ６の両端に図７(Ｄ)に示す直流
電圧ＶCO1が発生する。図７(Ｄ)に示す出力平滑コンデ
ンサ６の直流電圧ＶC O1は制御回路８に帰還され、直流
電圧ＶCO1が一定値となるようにＭＯＳ-ＦＥＴ４のオン
・オフ期間が制御回路８により制御される。これと同時
に、商用交流電源１の交流入力電流ＩACを図７(Ｂ)に示
すように正弦波状にして入力力率を改善するため、制御
回路８は図７(Ｃ)に示す脈流電圧ＶRCの周波数の１周期
以上の応答遅れをもって制御される。その結果、出力平
滑コンデンサ６の直流電圧ＶCO1は図７(Ｄ)に示すよう
に交流入力周波数の多くのリプル成分を含んだ波形とな
る。このため、図６に示す直流コンバータでは定電圧レ
ギュレータ９により出力平滑コンデンサ６の直流電圧Ｖ
CO1を安定化し、図７(Ｅ)に示す直流出力電圧ＶOをコン
デンサ１０を介して負荷１１に供給している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図６に示す
従来の直流コンバータでは、整流平滑回路７の出力平滑
コンデンサ６から出力される全電力を定電圧レギュレー
タ９にて定電圧制御することにより、出力平滑コンデン
サ６の直流電圧ＶCO1に含まれるリプル成分を低減して
いる。このため、定電圧レギュレータ９において過大な
電力損失が発生し、効率が低下する欠点があった。
従来の直流コンバータでは、整流平滑回路７の出力平滑
コンデンサ６から出力される全電力を定電圧レギュレー
タ９にて定電圧制御することにより、出力平滑コンデン
サ６の直流電圧ＶCO1に含まれるリプル成分を低減して
いる。このため、定電圧レギュレータ９において過大な
電力損失が発生し、効率が低下する欠点があった。
【０００５】そこで、本発明は整流平滑回路から出力さ
れる直流電圧に含まれるリプル成分を効率よく低減でき
る直流コンバータを提供することを目的とする。
れる直流電圧に含まれるリプル成分を効率よく低減でき
る直流コンバータを提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明による直流コンバ
ータは、交流電源に接続された整流回路と、１次巻線及
び２次巻線を有するトランスと、前記整流回路に直列に
接続された前記トランスの１次巻線及びスイッチング素
子と、前記トランスの２次巻線に接続された第１の整流
平滑回路とを備え、前記スイッチング素子のオン・オフ
動作により前記整流回路の整流電圧を前記トランスの１
次巻線に断続的に印加し、これにより前記トランスの２
次巻線に発生する電圧を前記第１の整流平滑回路により
整流平滑して第１の直流出力を取り出す。この直流コン
バータでは、前記トランスに設けた３次巻線に第２の整
流平滑回路を接続し、前記第１の直流出力に含まれるリ
プル電圧と逆位相のリプル電圧を含む直流電圧を出力す
る定電圧手段を前記第２の整流平滑回路の出力端子に接
続し、前記定電圧手段の出力端子を前記第１の整流平滑
回路の出力端子と直列に接続し、前記定電圧手段及び前
記第１の整流平滑回路の出力端子から定電圧の第２の直
流出力を取り出す。
ータは、交流電源に接続された整流回路と、１次巻線及
び２次巻線を有するトランスと、前記整流回路に直列に
接続された前記トランスの１次巻線及びスイッチング素
子と、前記トランスの２次巻線に接続された第１の整流
平滑回路とを備え、前記スイッチング素子のオン・オフ
動作により前記整流回路の整流電圧を前記トランスの１
次巻線に断続的に印加し、これにより前記トランスの２
次巻線に発生する電圧を前記第１の整流平滑回路により
整流平滑して第１の直流出力を取り出す。この直流コン
バータでは、前記トランスに設けた３次巻線に第２の整
流平滑回路を接続し、前記第１の直流出力に含まれるリ
プル電圧と逆位相のリプル電圧を含む直流電圧を出力す
る定電圧手段を前記第２の整流平滑回路の出力端子に接
続し、前記定電圧手段の出力端子を前記第１の整流平滑
回路の出力端子と直列に接続し、前記定電圧手段及び前
記第１の整流平滑回路の出力端子から定電圧の第２の直
流出力を取り出す。
【０００７】スイッチング素子のオン・オフ動作により
トランスの３次巻線に発生した電圧を第２の整流平滑回
路で整流平滑して第１の直流出力と同様の直流出力を
得、この直流出力に含まれるリプル電圧と逆位相のリプ
ル電圧を含む直流電圧を定電圧手段から出力し、第１の
整流平滑回路の第１の直流出力に加算する。これによ
り、第１の直流出力に含まれるリプル電圧を一定値に制
御し、直列接続された定電圧手段及び第１の整流平滑回
路の出力端子からリプル成分の少ない定電圧の第２の直
流出力を発生できる。したがって、定電圧手段により第
１の直流出力に含まれるリプル電圧のみを定電圧制御す
るため、定電圧手段での電力損失は極めて小さく、第１
の整流平滑回路から出力される直流電圧に含まれるリプ
ル成分を効率よく低減できる。
トランスの３次巻線に発生した電圧を第２の整流平滑回
路で整流平滑して第１の直流出力と同様の直流出力を
得、この直流出力に含まれるリプル電圧と逆位相のリプ
ル電圧を含む直流電圧を定電圧手段から出力し、第１の
整流平滑回路の第１の直流出力に加算する。これによ
り、第１の直流出力に含まれるリプル電圧を一定値に制
御し、直列接続された定電圧手段及び第１の整流平滑回
路の出力端子からリプル成分の少ない定電圧の第２の直
流出力を発生できる。したがって、定電圧手段により第
１の直流出力に含まれるリプル電圧のみを定電圧制御す
るため、定電圧手段での電力損失は極めて小さく、第１
の整流平滑回路から出力される直流電圧に含まれるリプ
ル成分を効率よく低減できる。
【０００８】また、本発明によるもう一つの直流コンバ
ータは、１次巻線及び２次巻線を有する第１及び第２の
トランスと、交流電源に接続された第１の整流素子及び
前記第１のトランスの１次巻線及び第１のスイッチング
素子の直列回路と、該直列回路と逆極性で並列に接続さ
れた第２の整流素子及び前記第２のトランスの１次巻線
及び第２のスイッチング素子の直列回路と、前記第１及
び第２のトランスの２次巻線にそれぞれ接続されかつそ
れぞれの出力端子が並列に接続された第１及び第２の整
流平滑回路とを備え、前記交流電源の電圧の半周期毎に
前記第１及び第２のスイッチング素子を交互にオン・オ
フ動作させることによりそれぞれに接続された前記第１
及び第２のトランスの１次巻線に前記交流電源の半周期
間の電圧を交互に印加し、これにより前記第１及び第２
のトランスの２次巻線に発生する電圧を前記第１及び第
２の整流平滑回路により整流平滑して並列に接続された
前記各整流平滑回路の出力端子から第１の直流出力を取
り出す。この直流コンバータでは、前記第１又は第２の
トランスに設けた３次巻線に第３の整流平滑回路を接続
し、前記第１の直流出力に含まれるリプル電圧と逆位相
のリプル電圧を含む直流電圧を出力する定電圧手段を前
記第３の整流平滑回路の出力端子に接続し、前記定電圧
手段の出力端子を並列接続された前記第１及び第２の整
流平滑回路の出力端子と直列に接続し、前記定電圧手段
と前記第１及び第２の整流平滑回路の出力端子から定電
圧の第２の直流出力を取り出す。
ータは、１次巻線及び２次巻線を有する第１及び第２の
トランスと、交流電源に接続された第１の整流素子及び
前記第１のトランスの１次巻線及び第１のスイッチング
素子の直列回路と、該直列回路と逆極性で並列に接続さ
れた第２の整流素子及び前記第２のトランスの１次巻線
及び第２のスイッチング素子の直列回路と、前記第１及
び第２のトランスの２次巻線にそれぞれ接続されかつそ
れぞれの出力端子が並列に接続された第１及び第２の整
流平滑回路とを備え、前記交流電源の電圧の半周期毎に
前記第１及び第２のスイッチング素子を交互にオン・オ
フ動作させることによりそれぞれに接続された前記第１
及び第２のトランスの１次巻線に前記交流電源の半周期
間の電圧を交互に印加し、これにより前記第１及び第２
のトランスの２次巻線に発生する電圧を前記第１及び第
２の整流平滑回路により整流平滑して並列に接続された
前記各整流平滑回路の出力端子から第１の直流出力を取
り出す。この直流コンバータでは、前記第１又は第２の
トランスに設けた３次巻線に第３の整流平滑回路を接続
し、前記第１の直流出力に含まれるリプル電圧と逆位相
のリプル電圧を含む直流電圧を出力する定電圧手段を前
記第３の整流平滑回路の出力端子に接続し、前記定電圧
手段の出力端子を並列接続された前記第１及び第２の整
流平滑回路の出力端子と直列に接続し、前記定電圧手段
と前記第１及び第２の整流平滑回路の出力端子から定電
圧の第２の直流出力を取り出す。
【０００９】第１及び第２のスイッチング素子のオン・
オフ動作により第１又は第２のトランスの３次巻線に発
生した電圧を第３の整流平滑回路で整流平滑して第１の
直流出力と同様の直流出力を得、この直流出力に含まれ
るリプル電圧と逆位相のリプル電圧を含む直流電圧を定
電圧手段から出力し、第１の整流平滑回路の第１の直流
出力に加算する。これにより、第１の直流出力に含まれ
るリプル電圧を一定値に制御し、直列接続された定電圧
手段と第１及び第２の整流平滑回路の出力端子からリプ
ル成分の少ない定電圧の第２の直流出力を発生できる。
したがって、この直流コンバータにおいても第１の整流
平滑回路から出力される直流電圧に含まれるリプル成分
を効率よく低減できる。特に、この直流コンバータで
は、交流電源の電圧の半周期毎に第１及び第２のスイッ
チング素子を交互にオン・オフ動作し、それぞれに接続
された第１及び第２のトランスの１次巻線に交流電源の
半周期間の電圧を交互に印加する構成であるので、１次
側の整流素子の数を最小限に抑えることができる。した
がって、入力電源部における電力損失を低減できるの
で、第１の整流平滑回路から出力される直流電圧に含ま
れるリプル成分を更に効率よく低減できる。また、定電
圧手段により第２の直流出力を定電圧制御する場合は、
安定な第２の直流出力が得られる利点がある。
オフ動作により第１又は第２のトランスの３次巻線に発
生した電圧を第３の整流平滑回路で整流平滑して第１の
直流出力と同様の直流出力を得、この直流出力に含まれ
るリプル電圧と逆位相のリプル電圧を含む直流電圧を定
電圧手段から出力し、第１の整流平滑回路の第１の直流
出力に加算する。これにより、第１の直流出力に含まれ
るリプル電圧を一定値に制御し、直列接続された定電圧
手段と第１及び第２の整流平滑回路の出力端子からリプ
ル成分の少ない定電圧の第２の直流出力を発生できる。
したがって、この直流コンバータにおいても第１の整流
平滑回路から出力される直流電圧に含まれるリプル成分
を効率よく低減できる。特に、この直流コンバータで
は、交流電源の電圧の半周期毎に第１及び第２のスイッ
チング素子を交互にオン・オフ動作し、それぞれに接続
された第１及び第２のトランスの１次巻線に交流電源の
半周期間の電圧を交互に印加する構成であるので、１次
側の整流素子の数を最小限に抑えることができる。した
がって、入力電源部における電力損失を低減できるの
で、第１の整流平滑回路から出力される直流電圧に含ま
れるリプル成分を更に効率よく低減できる。また、定電
圧手段により第２の直流出力を定電圧制御する場合は、
安定な第２の直流出力が得られる利点がある。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、本発明による直流コンバー
タの一実施の形態を図１及び図２に基づいて説明する。
但し、これらの図面では図６及び図７に示す箇所と実質
的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略
する。図１に示すように、本実施の形態の直流コンバー
タは、図６に示す直流コンバータにおいて、定電圧レギ
ュレータ９を省略してトランス３の２次側に３次巻線３
cを設け、第２の出力整流ダイオード２１及び第２の出
力平滑コンデンサ２２から成る第２の整流平滑回路２３
をトランス３の３次巻線３cに接続し、２つのトランジ
スタ２４、２５及びリアクトル２６から成る定電圧手段
としてのチョッパ回路２７を第２の整流平滑回路２３の
出力端子に接続し、チョッパ回路２７の出力端子にコン
デンサ２８を接続すると共にコンデンサ２８を第１の整
流平滑回路７の出力端子に接続されたコンデンサ１０と
直列に接続して、コンデンサ１０、２８の直列回路から
負荷１１に第２の直流出力としての直流出力電圧ＶOを
供給するように構成したものである。チョッパ回路２７
を構成する２つのトランジスタ２４、２５は定電圧制御
回路２９により直流出力電圧ＶOに応じてそれぞれ交互
にオン・オフ制御される。その他の回路構成は図６に示
す直流コンバータと略同様である。
タの一実施の形態を図１及び図２に基づいて説明する。
但し、これらの図面では図６及び図７に示す箇所と実質
的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略
する。図１に示すように、本実施の形態の直流コンバー
タは、図６に示す直流コンバータにおいて、定電圧レギ
ュレータ９を省略してトランス３の２次側に３次巻線３
cを設け、第２の出力整流ダイオード２１及び第２の出
力平滑コンデンサ２２から成る第２の整流平滑回路２３
をトランス３の３次巻線３cに接続し、２つのトランジ
スタ２４、２５及びリアクトル２６から成る定電圧手段
としてのチョッパ回路２７を第２の整流平滑回路２３の
出力端子に接続し、チョッパ回路２７の出力端子にコン
デンサ２８を接続すると共にコンデンサ２８を第１の整
流平滑回路７の出力端子に接続されたコンデンサ１０と
直列に接続して、コンデンサ１０、２８の直列回路から
負荷１１に第２の直流出力としての直流出力電圧ＶOを
供給するように構成したものである。チョッパ回路２７
を構成する２つのトランジスタ２４、２５は定電圧制御
回路２９により直流出力電圧ＶOに応じてそれぞれ交互
にオン・オフ制御される。その他の回路構成は図６に示
す直流コンバータと略同様である。
【００１１】次に、図１に示す直流コンバータの動作に
ついて説明する。図２(Ａ)に示す商用交流電源１の交流
入力電圧ＶACはブリッジ整流回路２により全波整流さ
れ、図２(Ｃ)に示す脈流電圧ＶRCに変換される。図２
(Ｃ)に示すブリッジ整流回路２の脈流電圧ＶRCはＭＯＳ
-ＦＥＴ４のオン・オフ動作によりトランス３の１次巻
線３aに断続的に印加され、これにより２次巻線３bに発
生する電圧が第１の整流平滑回路７により整流平滑され
る。このとき、第１の整流平滑回路７の第１の出力平滑
コンデンサ６の両端には第１の直流出力として図２(Ｄ)
に示す直流電圧ＶCO 1が発生する。図２(Ｄ)に示す第１
の出力平滑コンデンサ６の直流電圧ＶCO1は制御回路８
に帰還され、直流電圧ＶCO1が一定値となるようにＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ４のオン・オフ期間が制御回路８により制御
される。これと同時に、商用交流電源１の交流入力電流
ＩACを図２(Ｂ)に示すように正弦波状にして入力力率を
改善するため、制御回路８は図２(Ｃ)に示す脈流電圧Ｖ
RCの周波数の１周期以上の応答遅れをもって制御され
る。その結果、第１の出力平滑コンデンサ６の直流電圧
ＶCO1は図２(Ｄ)に示すように交流入力周波数の多くの
リプル成分を含んだ波形となる。したがって、第１の整
流平滑回路７の出力端子に接続されたコンデンサ１０の
両端には図２(Ｄ)に示す直流電圧ＶCO1と同様の直流電
圧ＶCO3が発生する。
ついて説明する。図２(Ａ)に示す商用交流電源１の交流
入力電圧ＶACはブリッジ整流回路２により全波整流さ
れ、図２(Ｃ)に示す脈流電圧ＶRCに変換される。図２
(Ｃ)に示すブリッジ整流回路２の脈流電圧ＶRCはＭＯＳ
-ＦＥＴ４のオン・オフ動作によりトランス３の１次巻
線３aに断続的に印加され、これにより２次巻線３bに発
生する電圧が第１の整流平滑回路７により整流平滑され
る。このとき、第１の整流平滑回路７の第１の出力平滑
コンデンサ６の両端には第１の直流出力として図２(Ｄ)
に示す直流電圧ＶCO 1が発生する。図２(Ｄ)に示す第１
の出力平滑コンデンサ６の直流電圧ＶCO1は制御回路８
に帰還され、直流電圧ＶCO1が一定値となるようにＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ４のオン・オフ期間が制御回路８により制御
される。これと同時に、商用交流電源１の交流入力電流
ＩACを図２(Ｂ)に示すように正弦波状にして入力力率を
改善するため、制御回路８は図２(Ｃ)に示す脈流電圧Ｖ
RCの周波数の１周期以上の応答遅れをもって制御され
る。その結果、第１の出力平滑コンデンサ６の直流電圧
ＶCO1は図２(Ｄ)に示すように交流入力周波数の多くの
リプル成分を含んだ波形となる。したがって、第１の整
流平滑回路７の出力端子に接続されたコンデンサ１０の
両端には図２(Ｄ)に示す直流電圧ＶCO1と同様の直流電
圧ＶCO3が発生する。
【００１２】一方、ＭＯＳ-ＦＥＴ４のオン・オフ動作
によりトランス３の３次巻線３cにも電圧が発生し、３
次巻線３cの電圧が第２の整流平滑回路２３により整流
平滑される。このとき、第２の整流平滑回路２３の第２
の出力平滑コンデンサ２２の両端に第１の出力平滑コン
デンサ６の直流電圧ＶCO1と同様の直流電圧ＶCO2が発生
する。このため、第２の出力平滑コンデンサ２２の直流
電圧ＶCO2に含まれるリプル電圧は第１の出力平滑コン
デンサ６の直流電圧ＶCO1に含まれるリプル電圧と同位
相である。第２の出力平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖ
CO2はチョッパ回路２７に入力され、チョッパ回路２７
内の２つのトランジスタ２４、２５のオン・オフ動作に
より、図２(Ｅ)に示すように第２の出力平滑コンデンサ
２２の直流電圧ＶCO2に含まれるリプル電圧と逆位相の
リプル電圧を含む直流電圧ＶCO4がリアクトル２６を介
してコンデンサ２８の両端から出力される。図２(Ｅ)に
示すコンデンサ２８の両端に発生する直流電圧ＶCO4は
コンデンサ１０の両端に発生する直流電圧ＶCO3に加算
され、これにより図２(Ｆ)に示すようにリプル成分の極
めて少ない直流出力電圧ＶOがコンデンサ１０、２８の
直列回路から負荷１１に供給される。これと同時に、図
２(Ｆ)に示す直流出力電圧ＶOは定電圧制御回路２９に
帰還され、負荷１１に供給される直流出力電圧ＶOが一
定値となるようにチョッパ回路２７内の各トランジスタ
２４、２５のオン・オフ期間が定電圧制御回路２９によ
りそれぞれ制御される。
によりトランス３の３次巻線３cにも電圧が発生し、３
次巻線３cの電圧が第２の整流平滑回路２３により整流
平滑される。このとき、第２の整流平滑回路２３の第２
の出力平滑コンデンサ２２の両端に第１の出力平滑コン
デンサ６の直流電圧ＶCO1と同様の直流電圧ＶCO2が発生
する。このため、第２の出力平滑コンデンサ２２の直流
電圧ＶCO2に含まれるリプル電圧は第１の出力平滑コン
デンサ６の直流電圧ＶCO1に含まれるリプル電圧と同位
相である。第２の出力平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖ
CO2はチョッパ回路２７に入力され、チョッパ回路２７
内の２つのトランジスタ２４、２５のオン・オフ動作に
より、図２(Ｅ)に示すように第２の出力平滑コンデンサ
２２の直流電圧ＶCO2に含まれるリプル電圧と逆位相の
リプル電圧を含む直流電圧ＶCO4がリアクトル２６を介
してコンデンサ２８の両端から出力される。図２(Ｅ)に
示すコンデンサ２８の両端に発生する直流電圧ＶCO4は
コンデンサ１０の両端に発生する直流電圧ＶCO3に加算
され、これにより図２(Ｆ)に示すようにリプル成分の極
めて少ない直流出力電圧ＶOがコンデンサ１０、２８の
直列回路から負荷１１に供給される。これと同時に、図
２(Ｆ)に示す直流出力電圧ＶOは定電圧制御回路２９に
帰還され、負荷１１に供給される直流出力電圧ＶOが一
定値となるようにチョッパ回路２７内の各トランジスタ
２４、２５のオン・オフ期間が定電圧制御回路２９によ
りそれぞれ制御される。
【００１３】図１に示す実施の形態の直流コンバータで
は、第２の整流平滑回路２３から出力される直流電圧Ｖ
CO2に含まれるリプル電圧と逆位相のリプル電圧を含む
直流電圧ＶCO4をチョッパ回路２７からコンデンサ２８
を介して出力し、第１の整流平滑回路７からコンデンサ
１０を介して出力される直流電圧ＶCO3に加算する。こ
れにより、直流電圧ＶCO3に含まれるリプル電圧を一定
値に制御し、直列接続されたコンデンサ１０、２８の両
端からリプル成分の少ない定電圧の直流出力電圧ＶOを
負荷１１に供給できる。したがって、チョッパ回路２７
により直流電圧ＶCO3に含まれるリプル電圧のみを定電
圧制御するため、チョッパ回路２７での電力損失は極め
て少なく、第１の整流平滑回路７から出力される直流電
圧ＶCO1に含まれるリプル成分を効率よく低減できる。
また、この実施の形態ではチョッパ回路２７により負荷
１１に供給する直流出力電圧ＶOを一定値に制御するた
め、安定な直流出力電圧ＶOを負荷１１に供給できる利
点がある。
は、第２の整流平滑回路２３から出力される直流電圧Ｖ
CO2に含まれるリプル電圧と逆位相のリプル電圧を含む
直流電圧ＶCO4をチョッパ回路２７からコンデンサ２８
を介して出力し、第１の整流平滑回路７からコンデンサ
１０を介して出力される直流電圧ＶCO3に加算する。こ
れにより、直流電圧ＶCO3に含まれるリプル電圧を一定
値に制御し、直列接続されたコンデンサ１０、２８の両
端からリプル成分の少ない定電圧の直流出力電圧ＶOを
負荷１１に供給できる。したがって、チョッパ回路２７
により直流電圧ＶCO3に含まれるリプル電圧のみを定電
圧制御するため、チョッパ回路２７での電力損失は極め
て少なく、第１の整流平滑回路７から出力される直流電
圧ＶCO1に含まれるリプル成分を効率よく低減できる。
また、この実施の形態ではチョッパ回路２７により負荷
１１に供給する直流出力電圧ＶOを一定値に制御するた
め、安定な直流出力電圧ＶOを負荷１１に供給できる利
点がある。
【００１４】図１に示す実施の形態の直流コンバータは
変更が可能である。例えば、図３に示す実施の形態の直
流コンバータは、図１に示す直流コンバータにおいて、
ブリッジ整流回路２を省略して商用交流電源１に第１の
入力整流ダイオード３０及び第１のトランス３の１次巻
線３a及び第１のＭＯＳ-ＦＥＴ４の直列回路を接続し、
前記の直列回路と逆極性で並列に第２の入力整流ダイオ
ード３１及び第２のトランス３２の１次巻線３２a及び
第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３３の直列回路を接続し、第２の
トランス３２の２次巻線３２bと第１の出力平滑コンデ
ンサ６との間に第３の出力整流ダイオード３４を接続し
て主コンバータ部の回路構成を変更したものである。即
ち、第３の出力整流ダイオード３４及び第１の出力平滑
コンデンサ６は第２のトランス３２の２次巻線３２bに
接続される整流平滑回路を構成する。その他の回路構成
は図１に示す直流コンバータと略同様である。図３に示
す直流コンバータでは、商用交流電源１の電圧ＶACの半
周期毎に第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ４、３３を交互
にオン・オフ動作させることにより、それぞれに接続さ
れた第１及び第２のトランス３、３２の１次巻線３a、
３２aに商用交流電源１の半周期間の電圧ＶACを交互に
印加し、これにより第１及び第２のトランス３、３２の
２次巻線３b、３２bに発生する電圧をそれぞれ第１の出
力整流ダイオード５及び第３の出力整流ダイオード３４
により整流して第１の出力平滑コンデンサ６の両端から
先述の図１に示す実施の形態と略同様の直流電圧Ｖ CO1
を得ている。これ以降の動作については、先述の図１に
示す実施の形態と略同様であるので説明は省略する。し
たがって、図３に示す実施の形態においても図１に示す
実施の形態と同様に第１の整流平滑回路７から出力され
る直流電圧Ｖ CO1に含まれるリプル成分を効率よく低減
できる。また、チョッパ回路２７により負荷１１に供給
する直流出力電圧ＶOを一定値に制御するため、安定な
直流出力電圧ＶOを負荷１１に供給できる利点がある。
特に、図３に示す直流コンバータでは図１に示す場合に
比較して入力電源部の入力整流ダイオードの数を少なく
できるので、入力電源部における電力損失を低減でき、
第１の整流平滑回路７から出力される直流電圧ＶCO1に
含まれるリプル成分を図１に示す実施の形態よりも更に
効率よく低減することが可能となる。
変更が可能である。例えば、図３に示す実施の形態の直
流コンバータは、図１に示す直流コンバータにおいて、
ブリッジ整流回路２を省略して商用交流電源１に第１の
入力整流ダイオード３０及び第１のトランス３の１次巻
線３a及び第１のＭＯＳ-ＦＥＴ４の直列回路を接続し、
前記の直列回路と逆極性で並列に第２の入力整流ダイオ
ード３１及び第２のトランス３２の１次巻線３２a及び
第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３３の直列回路を接続し、第２の
トランス３２の２次巻線３２bと第１の出力平滑コンデ
ンサ６との間に第３の出力整流ダイオード３４を接続し
て主コンバータ部の回路構成を変更したものである。即
ち、第３の出力整流ダイオード３４及び第１の出力平滑
コンデンサ６は第２のトランス３２の２次巻線３２bに
接続される整流平滑回路を構成する。その他の回路構成
は図１に示す直流コンバータと略同様である。図３に示
す直流コンバータでは、商用交流電源１の電圧ＶACの半
周期毎に第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ４、３３を交互
にオン・オフ動作させることにより、それぞれに接続さ
れた第１及び第２のトランス３、３２の１次巻線３a、
３２aに商用交流電源１の半周期間の電圧ＶACを交互に
印加し、これにより第１及び第２のトランス３、３２の
２次巻線３b、３２bに発生する電圧をそれぞれ第１の出
力整流ダイオード５及び第３の出力整流ダイオード３４
により整流して第１の出力平滑コンデンサ６の両端から
先述の図１に示す実施の形態と略同様の直流電圧Ｖ CO1
を得ている。これ以降の動作については、先述の図１に
示す実施の形態と略同様であるので説明は省略する。し
たがって、図３に示す実施の形態においても図１に示す
実施の形態と同様に第１の整流平滑回路７から出力され
る直流電圧Ｖ CO1に含まれるリプル成分を効率よく低減
できる。また、チョッパ回路２７により負荷１１に供給
する直流出力電圧ＶOを一定値に制御するため、安定な
直流出力電圧ＶOを負荷１１に供給できる利点がある。
特に、図３に示す直流コンバータでは図１に示す場合に
比較して入力電源部の入力整流ダイオードの数を少なく
できるので、入力電源部における電力損失を低減でき、
第１の整流平滑回路７から出力される直流電圧ＶCO1に
含まれるリプル成分を図１に示す実施の形態よりも更に
効率よく低減することが可能となる。
【００１５】本発明の実施態様は前記の各実施の形態に
限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、上
記の各実施の形態では１次〜３次巻線３a〜３cがそれぞ
れ独立してコアに巻装された一般的な巻線構造のトラン
ス３を使用した形態を示したが、図４又は図５に示すよ
うにコアに巻装された単一の巻線間に少なくとも１つの
中間タップが設けられた単巻線トランス（オートトラン
ス）やチョークコイル又は空芯のコイルを使用すること
も可能である。図４は、トランス３の代わりに中間タッ
プ３５aを有する単巻線トランス３５を使用した実施の
形態を示し、単巻線トランス３５の巻線の一端３５bと
他端３５cとの間を１次巻線、中間タップ３５aと一端３
５bとの間を２次巻線、他端３５cと中間タップ３５aと
の間を３次巻線として使用している。図５は、トランス
３の代わりに２つの中間タップ３６a、３６bを有する空
芯のコイル３６を使用した実施の形態を示し、コイル３
６の巻線の一端３６cと中間タップ３６aとの間を１次巻
線、中間タップ３６bと一端３６cとの間を２次巻線、他
端３６dと中間タップ３６bとの間を３次巻線として使用
している。また、上記の各実施の形態では定電圧手段と
して２つのトランジスタ２４、２５及びリアクトル２６
から成るチョッパ回路２７を使用した形態を示したが、
定電圧レギュレータ等のドロッパ回路も使用可能であ
る。更に、上記の各実施の形態ではフライバック型の直
流コンバータに本発明を適用した形態を示したが、フラ
イバック型に限定することなく、フォワード型又は共振
型等の他方式の直流コンバータにも本発明を適用するこ
とが可能である。
限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、上
記の各実施の形態では１次〜３次巻線３a〜３cがそれぞ
れ独立してコアに巻装された一般的な巻線構造のトラン
ス３を使用した形態を示したが、図４又は図５に示すよ
うにコアに巻装された単一の巻線間に少なくとも１つの
中間タップが設けられた単巻線トランス（オートトラン
ス）やチョークコイル又は空芯のコイルを使用すること
も可能である。図４は、トランス３の代わりに中間タッ
プ３５aを有する単巻線トランス３５を使用した実施の
形態を示し、単巻線トランス３５の巻線の一端３５bと
他端３５cとの間を１次巻線、中間タップ３５aと一端３
５bとの間を２次巻線、他端３５cと中間タップ３５aと
の間を３次巻線として使用している。図５は、トランス
３の代わりに２つの中間タップ３６a、３６bを有する空
芯のコイル３６を使用した実施の形態を示し、コイル３
６の巻線の一端３６cと中間タップ３６aとの間を１次巻
線、中間タップ３６bと一端３６cとの間を２次巻線、他
端３６dと中間タップ３６bとの間を３次巻線として使用
している。また、上記の各実施の形態では定電圧手段と
して２つのトランジスタ２４、２５及びリアクトル２６
から成るチョッパ回路２７を使用した形態を示したが、
定電圧レギュレータ等のドロッパ回路も使用可能であ
る。更に、上記の各実施の形態ではフライバック型の直
流コンバータに本発明を適用した形態を示したが、フラ
イバック型に限定することなく、フォワード型又は共振
型等の他方式の直流コンバータにも本発明を適用するこ
とが可能である。
【００１６】
【発明の効果】本発明によれば、チョッパ回路やドロッ
パ回路等の定電圧手段により整流平滑回路の直流出力に
含まれるリプル電圧のみが定電圧制御されるので、定電
圧手段の電力損失による効率の低下が少なく、整流平滑
回路から出力される直流電圧に含まれるリプル成分を効
率よく低減できる。したがって、低損失で高安定な直流
出力が得られると共に入力力率が１に極めて近い直流コ
ンバータを実現することが可能となる。
パ回路等の定電圧手段により整流平滑回路の直流出力に
含まれるリプル電圧のみが定電圧制御されるので、定電
圧手段の電力損失による効率の低下が少なく、整流平滑
回路から出力される直流電圧に含まれるリプル成分を効
率よく低減できる。したがって、低損失で高安定な直流
出力が得られると共に入力力率が１に極めて近い直流コ
ンバータを実現することが可能となる。
【図１】 本発明による直流コンバータの一実施の形態
を示す電気回路図
を示す電気回路図
【図２】 図１に示す直流コンバータの各部の電圧及び
電流を示す波形図
電流を示す波形図
【図３】 図１に示す直流コンバータの変更実施の形態
を示す電気回路図
を示す電気回路図
【図４】 単巻線トランスを使用した本発明の変更実施
の形態を示す電気回路図
の形態を示す電気回路図
【図５】 空芯のコイルを使用した本発明の変更実施の
形態を示す電気回路図
形態を示す電気回路図
【図６】 従来の直流コンバータを示す電気回路図
【図７】 図６に示す直流コンバータの各部の電圧及び
電流を示す波形図
電流を示す波形図
１．．．商用交流電源（交流電源）、２．．．ブリッジ
整流回路、３．．．トランス、３a．．．１次巻線、３
b．．．２次巻線、３c．．．３次巻線、４．．．ＭＯＳ
-ＦＥＴ（スイッチング素子）、５．．．第１の出力整
流ダイオード、６．．．第１の出力平滑コンデンサ、
７．．．第１の整流平滑回路、８．．．制御回路、
９．．．定電圧レギュレータ、１０．．．コンデンサ、
１１．．．負荷、２１．．．第２の出力整流ダイオー
ド、２２．．．第２の出力平滑コンデンサ、２３．．．
第２の整流平滑回路、２４，２５．．．トランジスタ、
２６．．．リアクトル、２７．．．チョッパ回路（定電
圧手段）、２８．．．コンデンサ、２９．．．定電圧制
御回路、３０．．．第１の入力整流ダイオード（第１の
整流素子）、３１．．．第２の入力整流ダイオード（第
２の整流素子）、３２．．．第２のトランス、３２
a．．．１次巻線、３２b．．．２次巻線、３３．．．第
２のＭＯＳ-ＦＥＴ（第２のスイッチング素子）、３
４．．．第３の出力整流ダイオード、３５．．．単巻線
トランス、３５a．．．中間タップ、３５b．．．一端、
３５c．．．他端、３６．．．コイル、３６a，３６
b．．．中間タップ、３６c．．．一端、３６d．．．他
端
整流回路、３．．．トランス、３a．．．１次巻線、３
b．．．２次巻線、３c．．．３次巻線、４．．．ＭＯＳ
-ＦＥＴ（スイッチング素子）、５．．．第１の出力整
流ダイオード、６．．．第１の出力平滑コンデンサ、
７．．．第１の整流平滑回路、８．．．制御回路、
９．．．定電圧レギュレータ、１０．．．コンデンサ、
１１．．．負荷、２１．．．第２の出力整流ダイオー
ド、２２．．．第２の出力平滑コンデンサ、２３．．．
第２の整流平滑回路、２４，２５．．．トランジスタ、
２６．．．リアクトル、２７．．．チョッパ回路（定電
圧手段）、２８．．．コンデンサ、２９．．．定電圧制
御回路、３０．．．第１の入力整流ダイオード（第１の
整流素子）、３１．．．第２の入力整流ダイオード（第
２の整流素子）、３２．．．第２のトランス、３２
a．．．１次巻線、３２b．．．２次巻線、３３．．．第
２のＭＯＳ-ＦＥＴ（第２のスイッチング素子）、３
４．．．第３の出力整流ダイオード、３５．．．単巻線
トランス、３５a．．．中間タップ、３５b．．．一端、
３５c．．．他端、３６．．．コイル、３６a，３６
b．．．中間タップ、３６c．．．一端、３６d．．．他
端
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5G065 AA05 AA06 DA06 DA07 EA06 HA04 HA13 JA01 KA02 KA05 LA01 MA01 MA03 MA10 NA09 5H730 AA14 AA18 BB14 BB43 BB57 BB82 BB85 CC04 DD04 EE02 EE07 EE23 EE24 EE73 EE76 FD01
Claims (3)
- 【請求項１】 交流電源に接続された整流回路と、該整
流回路に直列に接続された１次巻線及び２次巻線を有す
るトランスと、前記１次巻線に直列に接続されたスイッ
チング素子と、前記トランスの２次巻線に接続された第
１の整流平滑回路とを備え、前記スイッチング素子のオ
ン・オフ動作により前記整流回路の整流電圧を前記トラ
ンスの１次巻線に断続的に印加し、これにより前記トラ
ンスの２次巻線に発生する電圧を前記第１の整流平滑回
路により整流平滑して第１の直流出力を取り出す直流コ
ンバータにおいて、 前記トランスに設けた３次巻線に第２の整流平滑回路を
接続し、前記第１の直流出力に含まれるリプル電圧と逆
位相のリプル電圧を含む直流電圧を出力する定電圧手段
を前記第２の整流平滑回路の出力端子に接続し、前記定
電圧手段の出力端子を前記第１の整流平滑回路の出力端
子と直列に接続し、前記定電圧手段及び前記第１の整流
平滑回路の出力端子から定電圧の第２の直流出力を取り
出すことを特徴とする直流コンバータ。 - 【請求項２】 １次巻線及び２次巻線を有する第１及び
第２のトランスと、交流電源に接続された第１の整流素
子及び前記第１のトランスの１次巻線及び第１のスイッ
チング素子の直列回路と、該直列回路と逆極性で並列に
接続された第２の整流素子及び前記第２のトランスの１
次巻線及び第２のスイッチング素子の直列回路と、前記
第１及び第２のトランスの２次巻線にそれぞれ接続され
かつそれぞれの出力端子が並列に接続された第１及び第
２の整流平滑回路とを備え、前記交流電源の電圧の半周
期毎に前記第１及び第２のスイッチング素子を交互にオ
ン・オフ動作させることによりそれぞれに接続された前
記第１及び第２のトランスの１次巻線に前記交流電源の
半周期間の電圧を交互に印加し、これにより前記第１及
び第２のトランスの２次巻線に発生する電圧を前記第１
及び第２の整流平滑回路により整流平滑して並列に接続
された前記各整流平滑回路の出力端子から第１の直流出
力を取り出す直流コンバータにおいて、 前記第１又は第２のトランスに設けた３次巻線に第３の
整流平滑回路を接続し、前記第１の直流出力に含まれる
リプル電圧と逆位相のリプル電圧を含む直流電圧を出力
する定電圧手段を前記第３の整流平滑回路の出力端子に
接続し、前記定電圧手段の出力端子を並列接続された前
記第１及び第２の整流平滑回路の出力端子と直列に接続
し、前記定電圧手段と前記第１及び第２の整流平滑回路
の出力端子から定電圧の第２の直流出力を取り出すこと
を特徴とする直流コンバータ。 - 【請求項３】 前記定電圧手段により前記第２の直流出
力を定電圧制御する請求項１又は２に記載の直流コンバ
ータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10289589A JP2000125547A (ja) | 1998-10-12 | 1998-10-12 | 直流コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10289589A JP2000125547A (ja) | 1998-10-12 | 1998-10-12 | 直流コンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000125547A true JP2000125547A (ja) | 2000-04-28 |
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ID=17745199
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|---|---|---|---|
| JP10289589A Pending JP2000125547A (ja) | 1998-10-12 | 1998-10-12 | 直流コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000125547A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006094585A (ja) * | 2004-09-21 | 2006-04-06 | Mels Corp | 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2013042565A (ja) * | 2011-08-11 | 2013-02-28 | Matsusada Precision Inc | 電源回路及びそれを用いたパルス出力回路 |
| CN103259437A (zh) * | 2012-02-15 | 2013-08-21 | 欧司朗股份有限公司 | 负载驱动器和用于减小负载驱动器的输出纹波电流的方法 |
| CN104054226A (zh) * | 2011-10-17 | 2014-09-17 | 金斯顿女王大学 | 具有高功率系数的脉动抵消变换器 |
| JP5982050B1 (ja) * | 2015-06-03 | 2016-08-31 | 財團法人工業技術研究院Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｒｅｓｅａｒｃｈ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ | 電力調整回路 |
| CN107196514A (zh) * | 2017-06-29 | 2017-09-22 | 上海电气富士电机电气技术有限公司 | 一种功率单元的电源系统 |
| EP3255768A1 (en) * | 2016-06-10 | 2017-12-13 | Power Integrations, Inc. | Power supply with power factor correction and output-referenced energy reservoir |
| WO2023213613A1 (en) * | 2022-05-06 | 2023-11-09 | Signify Holding B.V. | Driver arrangement including power factor correction circuitry |
-
1998
- 1998-10-12 JP JP10289589A patent/JP2000125547A/ja active Pending
Cited By (13)
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