CN104956577A

CN104956577A - 用于反向升压模式的负电流感测反馈

Info

Publication number: CN104956577A
Application number: CN201480005857.0A
Authority: CN
Inventors: J·D·拉特库斯基; L·K-A·马特
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2013-01-28
Filing date: 2014-01-21
Publication date: 2015-09-30
Anticipated expiration: 2034-01-21
Also published as: EP2949031B1; US20140210433A1; EP2949031A1; US9442503B2; JP2016504909A; KR101749292B1; JP6109962B2; KR20150111969A; WO2014116607A1; CN104956577B

Abstract

用于向处于反向升压模式的降压转换器的控制环提供负电流信息的技术。在一方面，流过电感器的负电流以及正电流被感测并被提供以在该降压转换器的控制环中调整斜坡电压。该技术可防止反向升压模式期间流过电感器的电流变得无限制地越来越负；由此该技术减小当目标输出电压从第一电平降低到第二电平时的稳定时间。在一方面，负电流感测可通过感测流过该降压转换器的充电开关(或PMOS开关)的负电流来提供。可从用于生成斜坡电压的电流中减去所感测的负电流。

Description

用于反向升压模式的负电流感测反馈

相关申请的交叉引用

本国际申请要求于2013年1月28日提交的题为“NEGATIVE CURRENTSENSE FEEDBACK FOR REVERSE BOOST MODE(用于反向升压模式的负电流感测反馈)”的美国非临时申请S/N.13/752,197的权益，通过援引将其全部明确纳入于此。

背景

领域

本公开涉及用于在降压转换器中利用负电流感测反馈的技术。

背景技术

降压转换器常用在电气设备中以将电压从第一电平(例如，从电池源)步降到更低的第二电平。在典型应用中，降压转换器将电流提供给负载，并且通常不被配置成从负载汲取电流。在这些应用中，当期望减小降压转换器的目标输出电压电平时，降压转换器将减小提供给负载的电流，或者停止向负载提供电流，从而依赖于负载来最终将输出电压放电到期望值。如果负载电阻很小，则输出电压可能要花很长时间来放电到较低的目标电平。

在电流模式降压转换器(例如，迫使连续条件模式(或即CCM)的电流模式降压转换器)的一种现有技术实现中，在“反向升压(reverse boost)模式”期间允许电感器电流变为负。在反向升压模式中，电感器可从负载汲走电流，由此允许降压转换器更快地对负载放电。然而，在此类现有技术实现中，电感器电流可能无限地变得越来越负。而且，当输出电压达到较低的目标电平时，仍将需要使负电感器电流回到正电平以驱动负载。这不期望地导致了下冲，并延长了系统的稳定时间。

将期望提供用于将反向升压模式中的降压转换器配置成减少目标电平转变期间的输出电压下冲和稳定时间的技术。

附图简述

图1解说了降压转换器的现有技术实现。

图2解说了当Vfb≈Vref时，例如在降压转换器的稳态操作期间，降压转换器中存在的示例性信号波形。

图3解说了图1中所示的降压转换器的示例性实现。

图4解说在与其中期望将Vout从第一电平V1快速降低到小于V1的第二电平V2的场景相关联的瞬态时段期间降压转换器中存在的示例性信号波形。

图5解说在其中将Vout的目标值从第一电平V1降低到显著小于V1的第二电平V2的转变期间降压转换器中存在的示例性电压和电流波形。

图6解说本公开的一示例性实施例，其中流过PMOS开关P1的负电流被感测并反馈到降压转换器的控制环。

图7解说在Vout从V1转变到V2时的时段期间降压转换器中存在的示例性信号波形，其中流过P1的负电流作为反馈被提供至上文所述的控制环。

图8解说了在Vout从V1转变到V2期间降压转换器中存在的示例性电压和电流波形，其中流过P1的负电流被用于根据本公开来调整控制环。

图9解说了图6中的降压转换器的示例性实现。

图10解说根据本公开的一方法的示例性实施例。

详细描述

以下参照附图更全面地描述本公开的各个方面。然而，本公开可用许多不同形式来实施并且不应解释为被限定于本公开通篇给出的任何具体结构或功能。相反，提供这些方面是为了使得本公开将是透彻和完整的，并且其将向本领域技术人员完全传达本公开的范围。基于本文中的教导，本领域技术人员应领会，本公开的范围旨在覆盖本文中所披露的本公开的任何方面，不论其是与本公开的任何其他方面相独立地还是组合地实现的。例如，可以使用本文所阐述的任何数目的方面来实现装置或实践方法。另外，本公开的范围旨在覆盖使用作为本文中所阐述的本公开的各种方面的补充或者另外的其他结构、功能性、或者结构及功能性来实践的此类装置或方法。应当理解，本文中所披露的本公开的任何方面可由权利要求的一个或多个元素来实施。

下面结合附图阐述的详细描述旨在作为对本发明的示例性方面的描述，而非旨在代表可在其中实践本发明的仅有示例性方面。贯穿本描述使用的术语“示例性”意指“用作示例、实例或解说”，并且不应当一定要解释成优于或胜过其他示例性方面。本详细描述包括具体细节以用于提供对本发明的示例性方面的透彻理解。对于本领域技术人员将显而易见的是，没有这些具体细节也可实践本发明的示例性方面。在一些实例中，公知的结构和器件以框图形式示出以免湮没本文中给出的示例性方面的新颖性。在本说明书以及权利要求书中，术语“模块”和“块”可以可互换地使用以表示被配置成执行所描述操作的实体。

图1解说了降压转换器100的现有技术实现。注意，图1仅是为解说目的而示出的，并且并不旨在限定本公开的范围。例如，将领会，本公开的技术可现成应用于纳入了例如替换类型的开关、电路拓扑、反馈配置等的其他降压转换器实现(未示出)。此类替换示例性实施例被构想为落在本公开的范围之内。

在图1中，降压转换器100包括输入(例如生成电压电平Vbatt的电池)以及由开关控制块140配置成对电感器L交替地充电和放电的开关晶体管P1和N1。该电感器耦合至负载ZL，且来自电感器L的电流支持该负载处的输出电压Vout。流过P1的电流被标记为I_P1，而流过N1的电流被标记为I_N1。进一步提供正电流传感器102以用于感测I_P1的正分量I_P1p，其中“正”I_P1在本文被定义为在从P1的源极到P1的漏极的方向上流动，如图1中所标记的。将P1和N1的漏极相耦合的节点支持开关电压VSW。例如，根据如下文中进一步描述的控制环机制，开关控制块140基于从Vout导出的输入信号130a来控制开关N1、P1。

具体而言，电压感测块105感测输出电压Vout并生成信号105a(或“Vfb”)。放大器110从参考电压Vref中减去Vfb以生成经放大输出误差信号110a(或“Verr”)。Verr被环路滤波器120滤波以生成信号120a(或“环路滤波器输出”)。通过PWM比较器130将环路滤波器输出与项“Ramp(斜坡)”比较。当P1导通时，Ramp可计算如下(等式1)：

Ramp＝(I_P1p·Rsns1)+Slope comp+Offset；

其中I_P1p是通过P1的所感测正电流，Rsns1是电阻(图1中未示出)，Slope comp(斜率补偿)是斜率补偿项，而Offset(偏移)是斜坡偏移项。

注意，在每个循环期间，当P1断开时，控制块140可将Ramp的值重置回Offset。具体而言，当P1断开时，I_P1p自动变为0，而Slope comp项可由控制块140手动重置。比较器130的输出信号130a可以是脉冲宽度调制(PWM)输出电压，或即V_PWM。V_PWM被提供至开关控制块140，该开关控制块140产生分别用于P1和N1的栅极控制电压P_ctrl和N_ctrl，以将晶体管开关导通或断开。

将领会，可通过例如恰适地设置参考电压Vref或通过调整块105中的分压比来将降压转换器输出电压Vout配置成接近目标电压电平。注意，因为Ramp是部分地基于所感测的P1电流I_P1来生成的(例如，通过等式1中示出的I_P1的正分量I_P1p)，所以降压转换器100的控制也可被称为“电流模式控制”型。

图2解说了当Vfb≈Vref时，例如在降压转换器100的稳态操作期间，降压转换器100中存在的示例性信号波形。注意，图2仅意在解说在一个可能时间区间期间并与一种可能操作状况相对应的降压转换器操作，而不旨在暗示所示各信号之间的任何类型的固定或通用关系。

在图2中，降压转换器100被同步到时钟信号CLK，且在第一循环的开始t1处启用P1。从时间t1到t2，P1导通且N1断开。此时间区间具有历时TON，并且还被标示为“充电阶段”，因为在此时间期间，预期跨L的正压降(Vbatt–Vout)用正电流IL对电感器充电。在充电阶段期间，由于不断增加的电感器电流以及还有Slope comp的倾斜特性，看到信号Ramp从t1处的电平Offset增加到t2处的环路滤波器输出。参考图1，可以看出，在时间t2，当Ramp不再小于环路滤波器输出时，V_PWM将从低翻转到高。

响应于V_PWM中的此翻转，开关控制块140将重新配置开关P1、N1以使得从t2开始，N1导通而P1断开。从时间t2到t3的区间具有历时TOFF，并且对应于“放电阶段”，其中流过L的电流IL减小，即，IL经由N1通过地(GND)放电。注意，从时间t2到t3的区间可对应于其中Ramp被重置回Offset的区间。在t3，新CLK循环开始，且放电阶段转变回充电阶段。

图3解说了图1中所示的降压转换器100的示例性实现100.1。注意，图3仅出于解说目的来示出，而并不旨在将本公开的范围限于所示降压转换器或正电流感测块的任何特定实现。

在图3中，提供正电流传感器102.1以用于感测流过P1的正电流I_P1p。具体而言，传感器102.1包括当P1导通时将正电源电压(Vbatt)耦合到放大器301的负(-)输入的馈通PMOS晶体管PE1。放大器301的正(+)输入被耦合至P1的漏极电压(VSW)。以此方式，放大器301在PMOS晶体管P2的栅极处生成与(VSW–Vbatt)成比例的电压。跨P1的正源漏压降(例如，由于P1的串联导通电阻所引起的压降)从而将被301放大并被耦合至P2的栅极，这将生成漏极电流I(I_P1p)，该漏极电流是流过P1的正电流I_P1p的函数。

从传感器102.1，所生成的电流I(I_P1p)与电流Offset相组合以产生跨R1和R2的电压V1。V1被耦合至电容器C1的第一极板。同时，电流源Slopecomp在C1的第二极板处生成电压V2。C1的第二极板和地之间的电压V2(在图3中也被标记为“Ramp”)对应于可被提供至PWM比较器130的电压Ramp。注意，提供重置开关S1以用于周期性地重置跨C1的电压，例如，可基于由块140生成的控制信号(未示出)将S1保持在重置中，直到每个循环的开始为止。

将领会，通过设置放大器110处的参考电压Vref，或者通过调整块105中的电压感测分压比，TON相对于TOFF的历时可被调整以使得Vout被配置成接近期望目标电平。具体而言，当期望减小Vout时，可减小TON(并增大TOFF)，由此减小每个循环递送至负载的电流IL。相反，当期望增大Vout时，可增大TON(并减小TOFF)，由此增大每个循环递送至负载的电流IL。

为了快速减小Vout，启用N1以对Vout放电。在某些情况下，此时可能存在跨该电感器施加的大的负电压，从而导致电感器电流快速地斜坡下降。如果启用N1达足够长的历时，则电感器电流可最终变成净负值。在降压转换器的某些实现中，为了防止负电流流过电感器L，一旦电流IL变为负则自动禁用N1，在此时P1和N1两者均被关断。在此事件中，如果期望进一步减小输出电压Vout，则依赖于负载ZL来对输出电压Vout放电，因为没有其他显著的电流放电路径可用。注意，如果负载阻抗ZL很小，则Vout可能要花很长时间来达到最终目标值。

在某些实现中，为了提高可减小Vout的速率，可允许电感器电流IL变为负，即，电感器L可通过地从负载ZL汲取电流IL。这种操作模式也被称为降压转换器的“强迫连续条件模式(CCM)”或“反向升压模式”。注意，在反向升压模式期间，当N1导通时，IL可从ZL通过地流过N1。而且，当P1导通时，IL可从Vout通过Vbatt流过P1。实际上，当N1导通且P1断开且电感器电流为负时，则能量从负载传递到该电感器。随后，当N1断开且P1导通时，存储在该电感器中的能量被返回到输入(例如电池)。

图4解说在与其中Vout从第一电平V1快速降低到小于V1的第二电平V2的场景相关联的瞬态时段期间降压转换器100中存在的示例性信号波形。具体而言，Vref可被设置成小于所采样的电压Vfb的值，从而导致环路滤波器输出小于Ramp。在此情况下，充电阶段将仅持续从t1’到t2’的最小历时TON’，在此期间P1将导通且N1将断开。注意，在所示实例中，TON’为每个循环期间P1总是导通的非零最小时间区间，而不管Ramp和环路滤波器输出之间的关系如何。

在t2’处，放电阶段开始并持续达历时TOFF’直到t3’。注意，即便环路滤波器输出小于Ramp，P1在TON’期间也开启，因为图4中所示的降压转换器实现100为所有循环强加了最小导通时间TON’。注意，尽管图4中的最小导通时间TON’被示为非零时间区间，但在替换示例性实施例中，最小历时TON’可为0，在这种情况下当环路滤波器输出小于Ramp时P1可在整个时间上关闭。进一步注意，图4中的波形是按比例绘制的，并且进一步不旨在暗示最小导通时间TON’和循环历时之间的任何特定关系。

图5解说在其中将Vout的目标值从第一电平V1降低到显著小于V1的第二电平V2的转变期间降压转换器100中存在的示例性电压和电流波形。注意，图5中的波形仅是为解说目的示出的，而不旨在暗示信号波形必然将具有所示轮廓。

在图5中，在时间T1之前，电流IL初始具有正值I1，且相应的输出电压Vout具有第一值V1。在T1处，IL开始减小，例如响应于Vout的设定点从V1减小到较低电平V2。随着IL减小，该IL最终变为负，从而在时间T2跨越0电流。当IL变为负时(假定负载电流为0)，Vout相应地开始在T2减小。在T2之后，一旦相应的Vout变得小于V2，则IL将最终开始增加(在减小到低达I3之后)，并且再一次变为正。相结合地，Vout也将开始增大，并在时间T3附近最终稳定到接近其目标电平。此后，IL和Vout将稳定到其稳态电平(例如，IL在I2，而Vout在V2)，直到Vout的目标值的下一次变化。

从上面描述中将领会，存在与使用反向升压模式来快速减小Vout相关联的至少两个问题。第一，在反向升压模式期间，流过N1的电流IL可能变得无限地越来越负，由于该系统的有限的功率处理能力，这可能具有负面后果。第二，由于如下文进一步描述的系统的下冲特性，可能花相当大量的附加时间来使Vout达到目标电平。

具体而言，在图5中，可以看到，在T1之后，Vout的电平两次跨越目标值V2：在时间T2.1一次，且在T3又一次。在T2.1和T3之间的时间历时中，Vout可被表征为处于“下冲”状态，其中Vout的瞬态值暂时小于目标值V2，并随后增大回到V2。例如，在T2.1和T3之间，Vout可减小到低至V3，然后再次开始增大。将看到，此下冲至少部分是由于在T2之后建立的大的负电流IL所引起的。需要大量时间来从电感器L放电该负电流并将L重新充电为正的稳态电流以保持目标输出电压V2。将领会，前述场景对于实现反向升压模式的电流模式降压转换器的快速稳定时间构成障碍。

将期望提供用于将关于电感器电流IL的信息反馈回控制环中，特别是在Vout接近目标电压时减退流过IL的负电流量以减小下冲和稳定时间的技术。

图6解说本公开的一示例性实施例，其中流过PMOS开关P1的负电流被感测并反馈到降压转换器600的控制环。注意，除非另外指明，否则图1和6中的类似地标记的元件可对应于执行类似功能性的元件。在图6中，提供负电流传感器602以用于感测流过P1的负电流I_P1n的幅值。(注意，根据本文采用的约定，对于I_P1测得的负值将对应于正I_P1n。)在所示的示例性实施例中，负电流传感器602的输出I_P1n被用来生成比较器130的“经调整ramp”信号，其中当P1导通时经调整ramp被定义如下(式2)：

经调整ramp＝(I_P1p·Rsns1)–(I_P1n·Rsns2)+Slope comp+Offset；

其中I_P1n是所感测的流过P1的负电流，而Rsns2是电阻(在图6中未示出)。通过将式2与式1进行比较，将良好，当电感器电流IL为正时，经调整ramp等于Ramp；然而，当IL为负时，由于项(I_P1n·Rsns2)，经调整ramp将小于Ramp。而且，随着IL变得越来越负，经调整ramp将越来越小于Ramp。

从图6中将相应地领会，比较器130的正(+)输入端子处的经调整ramp的更低值将生成具有比Ramp的相应值更长的TON/更短的TOFF的PWM输出电压130a。换言之，使用根据式2的经调整ramp，PMOS导通时间将随着电感器电流IL变得越来越负而逐步增大，这进而将阻止IL进一步无限制地变得越来越负。

图7解说在Vout从V1转变到V2时的时段期间降压转换器600中存在的示例性信号波形，其中流过P1的负电流作为反馈被提供至上文所述的控制环。注意，图7仅是为解说目的而示出的，而不旨在将本公开的范围限定于所示的任何示例性信号波形。

在图7中，经调整ramp被示出为虚线。所示时间区间(例如，从t1*之前到t6*之后)对应于Vout从V1转变到V2的时间段，并且尤其是其中负电流IL流过电感器L。在这些时间期间，当P1导通时，I_P1n将具有正幅值(由于负IL被检测)，并且从而经调整ramp将相应地根据式2减小。例如，在图7中，对于时间t1*和t2*之间的历时TON*，P1导通，且看到经调整ramp从t1*之前大于环路滤波器输出的电平Offset减小到t1*处小于环路滤波器输出的电平。在t2*之后，对于t2*和t3*之间的历时TOFF*，P1断开且N1导通。在t3*处，重复该循环。

图8解说了在Vout从V1转变到V2期间降压转换器600中存在的示例性电压和电流波形，其中流过P1的负电流被用于根据本公开来调整控制环。注意，图8中的波形仅是为解说目的示出的，而不旨在暗示信号波形必然将具有所示轮廓。注意，除非另外注明，否则图5和8中类似地标记的变量可具有类似值；例如，图8中的V1和V2的示例性电平可对应于参考图5描述的相同电平。

在图8中，与图5类似，电流IL初始在T1处具有正值I1，且相应的输出电压Vout具有第一值V1。在T1处，IL开始减小，例如响应于Vout的设定点从V1减小到较低电平V2。随着IL减小，该IL最终变为负，从而在时间T2跨越0。当IL变为负时，则由传感器602感测到的I_P1n将为正。如上文先前描述的，正I_P1n相对于Ramp减小经调整ramp，由此相对于图5中概述的实现增大P1导通时间TON*。IL减小到低至I3*，然后再次增大到I2。

由于经调整ramp中的项I_P1n的存在，将领会，I3*显著大于(即，负得少于)图5中所示的负电流I3。相应地，看到Vout在时间T3*稳定到目标值V2，该时间T3*显著早于与图5中概述的实现相对应的时间T3。从而从上述描述中可以领会，与降压转换器100相比，对于降压转换器600，从V1转变到V2所需的时间将显著更少。

将领会，本文描述的技术的优点在于：通过纳入负P1电流I_P1n以按所述方式根据式2生成经调整ramp，例如由开关控制块140纳入的相同控制逻辑可在最小修改的情况下被重用，由此向控制系统引入最小的附加复杂度。具体而言，可为降压转换器100采用线性和连续控制技术。而且，该控制系统有利地不需要容适分开的“前向降压”和“反向升压”状态之间的切换，由此改善了系统稳定性。

图9解说了降压转换器600的示例性实现600.1。注意，图9仅是为解说目的而示出的，而不旨在将本公开的范围仅限于图6中所示的降压转换器600的示例性实施例。

在图9中，图6的传感器602是使用包括将VSW耦合到放大器910的正(+)输入的馈通PMOS晶体管PE2的电路系统602.1来实现的。放大器910的负(-)输入被耦合到Vbatt。以此方式，放大器910生成与NMOS晶体管N2的栅极处的(VSW减去Vbatt)正比例的电压，NMOS晶体管N2的漏极被耦合至PE2的漏极。N2的栅极电压被进一步提供至NMOS晶体管N3(其也被标示为“负电流”晶体管)，该NMOS晶体管N3的漏极被耦合至节点699。节点699进而经由R2耦合至V3’，其中V3’也耦合至正电流传感器102.1的输出。节点699进一步经由R3耦合至V1’，其中V1’被耦合至Offset电流源C1和开关S1。

具体而言，在反向升压模式期间，当P1导通时预计VSW大于Vbatt，并且从而预计N3将被导通，从而生成漏极电流I(I_P1n)，该漏极电流是负P1电流的线性函数，其极性如所指示的。将看到，从本来将流过电阻器R1和R2的电流Offset和I(I_P1p)中减去了I(I_P1n)，并且从而作为I(I_P1n)的结果，电容器C1的第一极板处的电压V1’预计相应地更小。

图10解说根据本公开的一方法1000的示例性实施例。注意，方法1000仅是为解说目的而示出的，而并不旨在限定本公开的范围。

在框1010，电感器的第一节点被选择性地耦合至电源电压。

在框1020，电感器的第一节点被选择性地耦合至地。

在框1030，该选择性耦合被配置成设置耦合至该电感器的第二节点的负载处的输出电压。该配置可包括将经滤波误差电压与经调整ramp电压相比较。

在框1040，感测流过该电感器的负电流，其中该经调整ramp电压包括响应于负电流被感测到而减小该经调整ramp电压的加性项。

注意，尽管上文已描述了其中将PMOS晶体管用作将电感器L耦合至Vbatt的充电开关(例如，在图6的示例性实施例600中)的示例性实施例，然而所述技术可容易地被用在采用除PMOS晶体管以外的元件用于充电开关的替换示例性实施例中。例如，在一替换示例性实施例(未示出)中，还可利用NMOS开关，且根据本文描述的技术，流过该NMOS(充电)开关的负电流可被感测并利用。此类替换示例性实施例被构想为落在本公开的范围之内。

将领会，纳入降压转换器的任何类型的应用都可利用本公开的技术。例如，在某些示例性实施例中，纳入本文描述的技术的降压转换器可被应用于本领域已知的平均功率跟踪(APT)方案、开关模式电池充电器(SMBC)、以及快速瞬态电源(FTS)方案。构想了这样的示例性实施例是落在本公开的范围之内的。

在本说明书中并且在权利要求书中，将理解，当一元件被称为“连接至”或“耦合至”另一元件时，该元件可以直接连接或耦合至该另一元件或者可存在居间元件。相反，当一元件被称为“直接连接至”或“直接耦合至”另一元件时，不存在居间元件。此外，当一元件被称为“电耦合”到另一元件时，其指示在此类元件之间存在低电阻路径，而当一元件被称为仅是“耦合”至另一元件时，在此类元件之间可能有也可能没有低电阻路径。

本领域技术人员应理解，信息和信号可使用各种不同技术和技艺中的任何一种来表示。例如，贯穿上面描述始终可能被述及的数据、指令、命令、信息、信号、位(比特)、码元、和码片可由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子、或其任何组合来表示。

本领域技术人员将可进一步领会，结合本文中公开的示例性方面描述的各种解说性逻辑块、模块、电路、和算法步骤可被实现为电子硬件、计算机软件、或两者的组合。为清楚地解说硬件与软件的这一可互换性，各种解说性组件、块、模块、电路、和步骤在上面是以其功能性的形式作一般化描述的。此类功能性是被实现为硬件还是软件取决于具体应用和施加于整体系统的设计约束。技术人员可针对每种特定应用以不同方式来实现所描述的功能性，但此类实现决策不应被解读为致使脱离本发明的示例性方面的范围。

结合本文中公开的示例性方面描述的各种解说性逻辑块、模块、以及电路可用设计成执行本文中描述的功能的通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑器件、分立的门或晶体管逻辑、分立的硬件组件、或其任何组合来实现或执行。通用处理器可以是微处理器，但在替换方案中，该处理器可以是任何常规的处理器、控制器、微控制器、或状态机。处理器还可以被实现为计算设备的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核心协同的一个或多个微处理器、或任何其他此类配置。

结合本文中所公开的示例性方面所描述的方法或算法的步骤可以直接在硬件中、在由处理器执行的软件模块中、或在这两者的组合中实施。软件模块可驻留在随机存取存储器(RAM)、闪存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM(EPROM)、电可擦式可编程ROM(EEPROM)、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM、或本领域中所知的任何其他形式的存储介质中。示例性存储介质被耦合到处理器以使得该处理器能从/向该存储介质读和写信息。替换地，存储介质可以被整合到处理器。处理器和存储介质可驻留在ASIC中。ASIC可驻留在用户终端中。替换地，处理器和存储介质可作为分立组件驻留在用户终端中。

在一个或多个示例性方面，所描述的功能可在硬件、软件、固件或其任何组合中实现。如果在软件中实现，则各功能可以作为一条或多条指令或代码存储在计算机可读介质上或藉其进行传送。计算机可读介质包括计算机存储介质和通信介质两者，包括促成计算机程序从一地向另一地转移的任何介质。存储介质可以是能被计算机访问的任何可用介质。作为示例而非限定，这样的计算机可读介质可包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储、磁盘存储或其它磁存储设备、或能被用来携带或存储指令或数据结构形式的期望程序代码且能被计算机访问的任何其它介质。任何连接也被正当地称为计算机可读介质。例如，如果软件是使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)、或诸如红外、无线电、以及微波之类的无线技术从web网站、服务器、或其它远程源传送而来，则该同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL、或诸如红外、无线电、以及微波之类的无线技术就被包括在介质的定义之中。如本文中所使用的盘(disk)和碟(disc)包括压缩碟(CD)、激光碟、光碟、数字多用碟(DVD)、软盘和蓝光碟，其中盘常常磁性地再现数据而碟用激光光学地再现数据。上述的组合应当也被包括在计算机可读介质的范围内。

提供了以上对所公开的示例性方面的描述是为了使得本领域任何技术人员皆能够制作或使用本发明。对这些示例性方面的各种修改对于本领域技术人员而言将是显而易见的，并且本文中定义的普适原理可被应用于其他示例性方面而不会脱离本发明的精神或范围。由此，本公开并非旨在被限定于本文中示出的示例性方面，而是应被授予与本文中公开的原理和新颖性特征一致的最广义的范围。

Claims

1.一种装置，包括：

充电开关，其被配置成将电感器的第一节点选择性地耦合到电源电压；

放电开关，其被配置成将所述电感器的所述第一节点选择性地耦合到地；

控制块，其被配置成控制所述充电开关和所述放电开关以设置耦合到所述电感器的第二节点的负载处的输出电压，所述控制环包括将经滤波误差电压与经调整斜坡电压进行比较的比较器；

负电流感测块，其被配置成感测流过所述电感器的负电流，其中所述经调整斜坡电压包括响应于负电流被感测到而减小所述经调整斜坡电压的加性项。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，进一步包括正电流感测块，以用于感测流过所述电感器的正电流，其中所述经调整斜坡电压进一步包括响应于正电流被感测到而增大所述经调整斜坡电压的加性项。

3.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述充电开关包括PMOS晶体管，并且所述放电开关包括NMOS晶体管。

4.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述负电流感测块被配置成感测流过所述充电开关的负电流。

5.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述负电流感测块包括放大器，所述放大器被配置成感测与负电感器电流相对应的跨所述充电开关的压降。

6.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述负电流感测块进一步包括：

耦合至所述充电开关的控制电压的馈通晶体管，其中所述放大器的输入端子耦合至所述馈通晶体管；

所述放大器的所述输出耦合至负电流晶体管，其中所述负电流晶体管的漏极耦合至用于生成与所述经调整斜坡电压成比例的电流的电路系统。

7.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述用于生成与所述经调整斜坡电压成比例的电流的电路系统包括偏移电流源、电容器C1、以及斜率补偿电流源。

8.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述充电开关包括NMOS晶体管。

9.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述控制块被配置成实现线性及连续控制环系统以设置所述输出电压。

10.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述开关、控制块、以及负电流感测块被纳入在降压转换器中，且所述降压转换器被用在平均功率跟踪方案、开关模式电池充电器、或快速瞬态电源降压转换器中。

11.一种方法，包括：

将电感器的第一节点选择性地耦合至电源电压；

将所述电感器的所述第一节点选择性地耦合至地；

配置所述选择性耦合以设置耦合至所述电感器的第二节点的负载处的输出电压，所述配置包括将经滤波误差电压与经调整斜坡电压进行比较；以及

感测流过所述电感器的负电流，其中所述经调整斜坡电压响应于负电流被感测到而降低。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，进一步包括：

感测流过所述电感器的正电流，其中所述经调整斜坡电压响应于正电流被感测到而增大。

13.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述感测流过所述电感器的负电流包括感测流过充电开关的负电流以用于将所述电感器的所述第一节点选择性地耦合至所述电源电压。

14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述感测所述负电流包括感测跨所述充电开关的压降。

15.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述充电开关包括PMOS晶体管。

16.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述感测流过充电开关的负电流是在当所述充电开关被启用以将所述电感器的所述第一节点耦合至所述电源电压时的时间区间期间执行的。

17.一种设备，包括：

用于将电感器的第一节点选择性地耦合至电源电压的装置；

用于将所述电感器的所述第一节点选择性地耦合至地的装置；

用于将所述选择性耦合配置成设置耦合至所述电感器的第二节点的负载处的输出电压的装置，所述配置包括将经滤波误差电压与经调整斜坡电压进行比较；以及

用于感测流过所述电感器的负电流的装置。

18.如权利要求17所述的设备，其特征在于，进一步包括用于感测流过所述电感器的正电流的装置。

19.如权利要求17所述的设备，其特征在于，所述用于感测流过所述电感器的负电流的装置进一步包括用于感测流过所述充电开关的负电流的装置。

20.如权利要求19所述的设备，其特征在于，所述用于感测流过所述充电开关的负电流的装置包括用于感测跨所述充电开关的压降的装置。