CN102498653A - Dc-dc转换器的改进 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及用于在DC-DC转换器中提供电流限制的设备和方法，尤其涉及适于启动运行模式的方法和设备。当高侧供应开关(10)为通时，本发明对照峰值电流极限阈值(5001)监测电感器(L)电流。如果电感器电流达到峰值电流极限阈值，则截断高侧开关。当低侧开关为断时，对照谷值电流阈值(5002)监测电感器电流。只要电感器电流在谷值电流阈值以上，则禁止低侧开关的接通。以此方式提供了电流限制，且避免了步进的问题。描述了利用无损电流感测的实施方案。本发明可在启动运行模式中实施，其中转换器纯粹由随时间增加的峰值电流极限和谷值电流阈值控制。

Description

DC-DC转换器的改进
本发明涉及电压转换器，尤其涉及DC-DC或开关式电压调节器，并涉及用于控制这样的调节器的方法和设备，特别是提供了限流控制(current limiting control)，例如用于保护免受电流过载或短路接地状况和/或在启动期间的限流控制。
电压转换器(例如DC-DC转换器)用在一系列不同应用中。图1示出了一个典型应用，其中DC-DC转换器100向处理器电路101(其可以例如是便携式电子装置的处理器)供应电压VOUT(102)。DC-DC转换器100接收输入电压VIN(103)和外部时钟信号CLK(104)，并输出所要求的电压输出VOUT(102)。通常，所要求的处理器供应电压随着处理器频率而变化，处理器频率可随着处理负载而变化。当处理负载轻时，处理器降低工作频率，从而降低所要求的电压，以节约电能。因此，处理器电路101向DC-DC转换器100提供电压选择信号VSEL(105)，以选择合适的电压输出VOUT。所述电压选择信号可以是用于控制该DC-DC转换器的可编排(programmable)元件(例如电平移变器(level shifter))的数字信号，如下文将要描述的。DC-DC转换器100还可在多种模式下工作，如下文将要描述的，且该处理器电路可通过合适的模式控制信号MODE(106)选择特定工作模式。应理解，DC-DC转换器可用于向处理器之外的装置子系统提供电能，且本文描述的实施方案总体适用于许多DC-DC转换器或者用于许多应用的开关式电压调节器。
在图2中以简化形式示出了一个常规电流模式降压(buck)(即，步降(step down))DC-DC转换器200。转换器200包括两个嵌套的(nested)反馈环路：一个内部电流控制环路和一个外部电压控制环路。
电流控制环路模块201取得一个输入信号VERROR和一个从输出级反馈回的电流感测信号ISNS，并为输出级202产生脉宽调制驱动信号。输出级输出节点LX上的电压以受控占空比在地电压和供应电压VIN之间切换，从而在电感器L中产生三角电流波形。电感器L和输出电容器C1作为滤波器，以确保输出节点203处的平均电压VOUT。
在运行中，电感器电流被感测，并与VERROR比较。所以该反馈环路产生根据输入信号VERROR而变化的输出感测电流(output sensedcurrent)。在许多常规DC-DC转换器中，感测到的电流是峰值电流，尽管已知的是在一些转换器中使用平均电流。替代地，最小或“谷值”电流可被用于控制转换器的占空比。
所输送的输出电流的变体(通过输出滤波器L、C1被平滑)把输出电压调节在VOUT。该电压VOUT被反馈(通过电平移变器或电压移变器模块204向下变压至合适的电压VOUT_LS)回到电压误差放大器模块205的输入。电压误差放大器模块205将这个经处理的VOUT与所供应的参考电压VREF比较，并提供误差信号VERROR，该误差信号驱动上述内部反馈环路以闭合外部反馈环路，从而将VOUT稳定在期望的电压。
电平移变器204被示为电阻分压器(resistive potentialdivider)。该电平移变器对VOUT的电平施加变换，以使得当VOUT等于期望的输出电压或目标输出电压时，电平移变信号VOUT_LS与参考电压VREF有已知的关系(例如，当VOUT恰好为期望的输出电压时，电平移变信号VOUT_LS可等于VREF)。电平移变器204可以是(机械地或数字地)可编排的，以提供不同的电压缩放(scaling)或移变电路，从而允许该转换器可配置以输出不同的VOUT值。例如，电平移变器204可以是通过数字多位信号(digital multi-bit signal)(例如图1中示出的由处理器产生的VSEL信号)可编排的。
电压误差放大器模块205被示为包括驱动RC网络207的运算跨导放大器(Operational Transconductance Amplifier)(OTA)206，但是可包括其他放大器。RC网络207或其他阻抗提供闭环稳定性。
电流环路控制模块201从输出级202接收信号208，信号208经过电流传感器放大器模块209以预处理(pre-condition)，例如缩放或选通(strobe)代表电感器电流的信号，从而产生方便的电流感测信号ISNS。占空调制器(duty modulator)210将该ISNS信号与输入VERROR比较，以得出合适占空比的驱动信号，从而通过开关驱动器缓冲器级211驱动输出级装置(10、20)通和断。占空调制器210可要求时钟信号212和斜波发生器(ramp generator)213产生必要的脉冲序列，如本领域技术人员应理解的。斜波发生器213可产生斜率补偿斜波信号(slope compensation ramp signal)VISLP，该VISLP可整个或部分地被添加到该ISNS信号和/或该VERROR信号，以防止次谐波振荡，如本领域技术人员应理解的。
输出级202总体会具有：高侧驱动器器件，例如PMOS晶体管10，以将输出切换至高侧供应轨214(VIN)；以及低侧驱动器器件，例如NMOS晶体管20，以将输出切换至低侧供应轨215(地)。输出级202也被要求提供关于电感器电流信号208的信息(即指示)，以反馈至电流控制模块201。
在总体上的电子设备中，尤其是对于快速移动件——例如便携式消费装置(例如移动电话、MP3播放器等)，有着持续不断的推动力去使用最新的处理器技术，以在增加装置容量和特征集合的同时减少功率和成本。随着下一代处理器变得可用，使用了比前一代处理器更低的运行电压，以允许工艺特征尺寸(即W/L)减小，使得集成度更高。这在减小芯片(die)尺寸、降低芯片成本和减少功率消耗方面是有利的。
这些趋势导致DC-DC转换器在服务这些应用上有两种设计挑战：一种由低电压值的选择引起；另一种由电池技术落后于向更低处理器供应电压的转变引起。
(i)在盛行的处理器负载和电池状况下，处理器供应电压的减小要求对DC-DC转换器输出电压的严格得多的控制(在绝对意义上)。如果对处理器供应电压的控制不足，则会发生欠压或过压问题，这两者都是不期望的。
(ii)由于电池端子电压尚未可察觉地下降，且DC-DC转换器的占空比由VOUT/VIN的比值给出，所以占空比必须减小。这，与小外部部件将DC-DC转换器推至高运行频率的期望结合，导致了极短的开关通(即导通)时间。对于功率开关通常不能提供由晶体管特征尺寸减小引起的切换速度增加，因为接口部件必须额定为电池电压。
由于功率开关的小导通时期(conduction period)(即通时间)难于控制，所以使用传统峰值电流模式控制方法以足够的准确度控制较低的处理器输出电压变得愈发困难。谷值电流模式(VCM)是已经提出的一种控制DC-DC转换器的替代方法。这种DC-DC环路控制方法控制输入晶体管的断(即非导通)时间，而不是导通时间。对于所要求的低占空比，非导通时间长于导通时间，因此更容易控制。也已知VCM提供了内在更高的带宽和改进的瞬时响应。
DC-DC转换器的一个已知问题是，转换器启动(start-up)时的电压过冲和大冲击电流。这对于谷值电流模式转换器尤其是一个问题，因为高侧装置驱动器电流仅被间接控制。使这些问题最小化但允许启动到满负荷的启动模式是有利的。
DC-DC转换器的另一个已知问题是，为电流过载情形提供限流保护，例如防止短路接地。常规的限流方案通常出于限流目的而监测PMOS电流，并在达到电流极限时截断PMOS。然而，在短路接地情形中，电感器两端的电压差在PMOS导通期间可以是高的，且在NMOS导通期间可以是零，结果是电感器电流缓慢衰减。即使短时期(足以允许与电流极限比较)接通PMOS，也可以使电流在该循环的剩余时间的增加比衰减多。这导致了电感器电流所谓的阶梯步进(stair-stepping)，其中电感器电流在逐周期基础上(on a cycle-by-cycle basis)倾斜上升(ramp up)。
因此，本发明的一个目的是，提供至少减轻上述问题中的至少一些的用于控制DC-DC转换器的方法和设备。
因此，根据本发明，提供了一种DC-DC转换器中的电流限制方法，包括：当高侧开关为接通时，监测指示所述转换器中的电流的第一信号是否在第一阈值以上；若所述第一信号在所述第一阈值以上，则截断所述高侧开关；当所述高侧开关为截断时，监测指示所述转换器中的电流的第二信号是否在第二阈值以上；若所述第二信号在所述第二阈值以上，则禁止接通所述高侧开关。
本发明的这方面的方法提供了一种DC-DC转换器中的电流限制方法。本领域技术人员应容易明了，DC-DC转换器包括一个通过分别控制高侧开关和低侧开关来在高侧电压供应和低侧电压供应之间切换的元件，例如电感器。所述高侧开关和所述低侧开关可包括晶体管，例如分别为PMOS开关和NMOS开关。该方法通过当高侧开关为通时对照第一阈值监测指示所述转换器中的电流(即流经所述电感器的电流)的第一信号来提供电流限制。如果该电流上升到所述第一阈值以上，则所述高侧开关被截断。换言之，所述第一阈值作为在所述转换器中流动的电流的峰值电流极限。该方法还涉及，当所述高侧开关为断时，对照第二阈值监测指示该电流(即该电感器电流)的第二信号。如果所述第二信号在所述第二阈值以上，则禁止接通所述高侧开关。因此，所述高侧开关可仅当所述电感器电流不在所述第二阈值(其作为谷值电流阈值)以上时才接通。使用两个阈值提供了一种既控制所传送的峰值电流又控制平均电流的电流控制方法。当然应理解，在DC-DC转换器的电流模式控制中，该转换器的占空比是基于所述电感器电流与电压误差信号的比较确定的，所述电压误差信号在峰值电流模式中有时被称作峰值阈值，或在谷值电流模式中有时被称作谷值阈值。本方法的第一阈值和第二阈值提供了峰值电流极限和谷值电流阈值，但它们是对电压误差阈值的分立极限，并被施加以提供电流限制。
本方法避免了可以发生在短路接地类型情形中(其中输出节点的电压是低的)的阶梯步进问题。在这种情形中，所述高侧开关为通时的电流增加速率可以显著大于所述低侧开关为通时的电流减小速率。在这种情形中，即使所述高侧开关仅在每个周期的一小部分上接通，所导致的电流增加也会大于随后在该周期的剩余时间期间的电流减小。本发明的这方面的方法避免了该问题，如将在下文更详细描述的。
该电流限制方法可在正常运行——即涉及转换器的正常使用的运行——期间被应用，以免受电流过载/短路接地。该方法可附加地或替代地用在使电压过冲和冲击电流最小化的开启(start)DC-DC转换器的方法中，如将在下文更详细描述的。启动(start-up)指的是DC-DC转换器从不活跃(inactive)到正常运行的转变时期。启动模式被有用地采用在输出电压显著低于目标输出电压以及/或者任何负载电容器或类似物被基本放电时。
如果确定了所述第一信号在所述第一阈值以上，且所述高侧开关因此被截断，则所述低侧开关也可被接通。在稳态运行中，所述第一信号达到所述第一阈值可以指示不期望的大电流，因此接通所述低侧开关会帮助减小该电流。
然而，在一些情形中，例如在所施加的电流极限相对低的情况下(诸如在启动期间可以使用的)，如果所述低侧开关为接通，则该电流可以在所述高侧开关接通之前减小到零然后变为负。负电流或反向电流实际上导致所供应的电荷被浪费。这是不期望的，尤其是在启动模式中，因为这减小了平均电流，从而减小了输出电压，因此可以潜在显著地增加启动持续时间。在一个极端情况中，电流反向可意味着平均电流从不会达到足以开始正常调节的高度。
因此，在一个实施方案中，当达到所述峰值电流极限时，所述高侧开关被截断，但是所述低侧开关保持在截断状态。如下文更详细描述的，如果所述低侧开关为断且电感器中有电流流动(例如，如果所述高侧开关已经被截断，或如果所述低侧开关在电感器电流达到零之前被截断)，该电流会流经一个并联路径(parallel path)，诸如二极管。如本领域技术人员应理解的，晶体管开关可以具有关联的寄生体二极管(parasitic body diode)。电流可流经该寄生二极管，直到电感器电流达到零。该二极管不会导通反向电流，因此电感器电流不会变为负，即不会反向。使大电流经过体二极管可能是不期望的，但是在一些实施方案中，可以与所述低侧开关并联设置外部二极管或其他单向载流器件，以当所述低侧开关为断时传导电流。
如果所述第一信号上升到所述第一阈值以上，即所述电感器电流达到所述峰值电流极限，则所述高侧开关被截断。此时所述低侧开关也可被接通，以使得该电流开始减小。在一些实施方案中，所述低侧开关保持为通，以再循环电流，直到所述高侧开关恢复接通。如果所述第二信号(即所述转换器电感器电流)在所述第二阈值以上，则禁止接通所述高侧开关。因此，所述高侧开关可在一个或多个后续周期中被禁止接通。因此，所述低侧开关可在一个或多个周期中保持接通。一旦所述高侧开关不再被禁止接通，所述低侧开关就会在所述高侧开关接通时截断。
然而，如上文所述，如果所施加的电流极限相对低，则当所述低侧开关接通时，该电流可以在所述高侧开关接通之前减小到零然后变为负。因此，该方法可涉及产生低侧截断控制信号，以在所述高侧开关接通之前截断所述低侧开关。所述低侧截断控制信号可通过对照第三阈值监测所述第二信号来产生，所述第三阈值可以例如被设置为接近零电流。替代地，当所述高侧开关为断时，可对照所述第三阈值监测指示所述电感器中的电流的第三信号。该第三信号(其不同于用于对照所述谷值电流阈值进行监测的信号)也可由所述低侧开关的属性——例如NMOS的源漏电压——得出。简单的比较器电路可被用于对照所述第三阈值进行监测。
所述方法涉及：如果所述第二信号在所述第二阈值以上，即所述转换器电感器电流在谷值电流阈值以上，则禁止接通所述高侧开关。如果所述电感器电流随后下降使得所述第二信号达到所述第二阈值，则不再禁止接通所述高侧开关。然而，所述高侧开关不必当所述第二信号刚一不再在所述第二阈值以上时就立即接通。取而代之，所述高侧开关仅响应第一控制信号而接通，所述第一控制信号由所述转换器根据其运行模式而产生。
例如，在相关的运行模式中，例如在峰值电流模式转换器的正常运行中，所述高侧开关可正常地响应时钟信号来接通。因此所述第一控制信号可从时钟信号得出。在这样一个实施方案中，如果所述高侧开关因达到所述峰值电流极限而被截断，且转换器电流随后在下一个时钟脉冲之前落至所述谷值电流阈值以下(即所述第二信号落至所述第二阈值)，则所述高侧开关在此时不会接通。取而代之，所述高侧开关仅在下一个时钟脉冲处才会接通，与所述转换器的正常运行一致。
如果所述第二信号仅在下一个时钟脉冲之后才达到所述第二阈值，则所述高侧开关可根据所述第一控制信号的性质而接通或不接通。如果所述第一控制信号产生一个接通所述高侧开关的请求(其维持到所述高侧开关确实接通)，则所述高侧开关一不再被禁止接通就接通。在该情况下，当截断时，所述高侧开关在下一个时钟脉冲或所述第二信号达到所述第二阈值之中的较迟者时恢复接通。然而，如果所述第一控制信号产生接通所述高侧开关的相继(successive)请求(与合适的时钟脉冲同步)但是没有维持应求(on-request)，那么如果所述第二信号在这样的请求之间落至所述第二阈值，则所述高侧开关仅在下一个这样的应求(即相关时钟边沿)时才会接通。
在谷值电流模式中，对所述高侧开关的控制基于的是电感器电流与电压误差(加上斜率补偿)的比较，因此所述第一控制信号可包括该比较的结果。因此，所述高侧开关是否当所述第二信号刚一落至所述第二阈值时就立即接通取决于该比较的电流状态。
如上文提及的，该方法可在启动运行模式中使用。在启动运行模式中，该电流控制可被用作控制所述高侧开关和所述低侧开关的唯一方法，换言之，使用了电流环路控制，而实际上忽略了正常电压环路和电流环路。在启动运行模式期间，电压环路控制可被留作不活跃的或禁用的。因此，在启动运行模式期间，所述高侧开关会被接通，直到所述第一信号达到所述第一阈值。此时，所述高侧开关会被截断，且所述高侧开关的随后接通会被禁止，直到所述第二信号达到所述第二阈值。优选地，在启动模式中，所述高侧开关的接通由从时钟信号——优选地是恒定频率的时钟信号——得出的第一控制信号控制。因此，当所述高侧开关在达到所述第一阈值时被截断时，所述高侧开关保持截断，至少直到下一个时钟脉冲。这可提供恒定频率的启动运行模式。
如上文提及的，在启动运行模式中，所应用的电流极限可以是低的，至少初始是低的。因此，当所述低侧开关为通时，该电流可以在所述高侧开关响应下一个时钟脉冲而接通之前落至零或变为负。因此，如上文提及的，该方法可涉及在电流变为负之前截断所述低侧开关。
在启动运行模式期间，所述第一阈值和/或所述第二阈值可随时间增加。所述第一阈值设置启动运行模式期间的峰值电流，且通过随时间增加该阈值可限制从供应源(supply)汲取的最大电流。优选地，这两个阈值在启动运行模式期间都增加。通过在一段时间上增加所述第一阈值和所述第二阈值两者，所述转换器的电压输出会随时间增加，且可控制峰值电流输出和平均电流输出。便利地，所述第一阈值和/或所述第二阈值以一系列步进增加。在一个实施方案中，所述第二阈值的初始水平可以是零，即：在所述高侧开关可以恢复接通之前，所述电感器电流必须落至零。
所述第一阈值和/或所述第二阈值可在启动运行模式期间逐渐增加，直到输出电压达到所设置的输出电压阈值。一旦达到所述输出电压阈值，所述转换器可转变至正常运行模式。在正常运行模式中，电压环路控制被激活。
正常运行模式可以是峰值电流模式或谷值电流模式。因此，该方法可涉及在启动运行模式期间响应时钟信号接通所述高侧开关，并随后在谷值电流正常运行模式中响应所述时钟信号接通所述低侧开关。
一旦达到正常运行模式，可禁用电流限制。换言之，电流限制可仅在启动运行模式期间被应用。然而，该方法可涉及在正常运行期间应用新的第一阈值和第二阈值，以提供过流/短路接地保护。
在一些实施方案中，所述第二阈值可被设置在所述第一阈值以下的水平，但这不是必然的。所述第二阈值可被设置在与所述第一阈值相同或高于所述第一阈值的水平(在实际电感器电流的方面)。所述第一阈值和所述第二阈值之一或两者可以响应所述转换器的运行条件而改变。
在一些实施方案中，如果所述高侧开关基于所述第一阈值而被截断，则所述高侧开关的接通仅基于所述第二阈值而被禁止。换言之，仅当已经达到所述峰值电流极限时，才执行所述谷值电流阈值。然而，在其他实施方案中，这些阈值被独立地监测，且如果所述第二信号在所述第二阈值以上，则禁止接通所述高侧开关，无论先前是否已经达到所述峰值电流极限。
所述第一阈值和所述第二阈值中的至少一个可根据下列中的至少一个而变化：高侧供应电压、所述转换器的输出电压、切换频率，以及所述电感器的电感。因此，所述阈值可基于所述高侧供应电压——即所述转换器的输入电压——而被设置。尤其是对于电池供电的装置，所述输入电压可随时间变化，因此所述阈值可相应地被调节。此外，所述阈值可基于所述输出电压而被调节，例如由电压选择信号指示的。所述阈值也可随着切换频率和/或电感器的电感值而变化。所述切换频率可以对于特定装置是固定的，或者可以在使用中可变。电感器的电感是该装置的一个固定方面，但是相同设计的转换器可以使用不同的电感器，因此基于电感和/或运行频率设置所述阈值的能力是有利的。
在本发明的另一方面，提供了一种DC-DC转换器，包括：电感器，其操作性(operably)连接在第一节点和输出节点之间；高侧开关，其操作性连接在高侧供应输入节点和所述第一节点之间；低侧开关，其操作性连接在低侧供应输入节点和所述第一节点之间；开关控制电路，其能运行以控制所述高侧开关和所述低侧开关；其中所述开关控制电路包括：第一限流电路，其用于，如果指示所述电感器中的电流的第一信号超过第一阈值，则截断所述高侧开关；以及第二限流电路，其用于，如果指示所述电感器中的电流的第二信号超过第二阈值，则禁止接通所述高侧开关。
所述高侧开关可包括P沟道晶体管，且所述第一限流电路可包括第一比较器，该第一比较器被布置以比较所述P沟道晶体管的源-漏电压与所述第一阈值。所述低侧开关可包括N沟道晶体管，所述第二限流电路可包括第二比较器，该第二比较器被布置以比较所述N沟道晶体管的源-漏电压与所述第二阈值。
所述开关控制电路可被配置为在启动运行模式中基于时钟信号控制所述高侧开关的接通。
优选地，所述第一限流电路被配置为在启动运行模式中随时间增加所述第一阈值，且/或其中所述第二限流电路被配置为在所述启动运行模式中随时间增加所述第二阈值。
所述开关控制电路可被配置为：如果所述电感器中的电流在所述低侧开关为通时达到第三阈值，则截断所述低侧开关。
所述开关控制电路可被配置为在正常运行模式中提供谷值电流模式控制。
在本发明的又一方面，提供了一种控制DC-DC转换器的方法，所述DC-DC转换器包括电感器，该电感器操作性连接至PMOS开关和NMOS开关，该方法包括：对照PMOS电流极限监测所述PMOS开关电流；若达到所述PMOS电流极限，则截断所述PMOS开关；对照NMOS电流极限监测所述NMOS开关电流；若达到所述NMOS电流极限，则保持所述NMOS接通并禁止所述PMOS开关接通。
在本发明的另一方面，提供了一种开启DC-DC转换器的方法，包括下列步骤：设置第一电流极限和第二电流极限；接收包括一系列时钟脉冲的时钟信号；以及监测至少一个指示所述转换器中的电流的信号；其中所述方法包括重复的下列步骤：当所述至少一个指示所述电感器中的电流的信号达到所述第一电流极限时，截断高侧开关，并保持所述高侧开关为断，直到至少下一个时钟脉冲，以及随后在所述至少一个指示所述电感器中的电流的信号达到所述第二电流极限之后接通所述高侧开关。
在该方法中，在第一运行模式中，所述随后接通所述高侧开关的步骤可以包括：在所述至少一个指示所述电感器中的电流的信号达到所述第二电流极限的时刻之后跟随的第一个时钟脉冲处，接通所述高侧开关。
在第二运行模式中，所述随后接通所述高侧开关的步骤可以包括：在所述下一个时钟脉冲之后或所述至少一个指示所述电感器中的电流的信号达到所述第二电流极限之中的较迟发生者时，接通所述高侧开关。
所述方法可包括：在至少第一时期期间在所述第一运行模式中运行，且在至少第二时期期间在所述第二运行模式中运行。
所述方法还可包括如下步骤：如果所述电感器电流在第三阈值以下，则截断所述低侧开关。
所述第一电流极限和所述第二电流极限中的至少可随时间增加。
在本发明的又一方面，提供了一种为DC-DC转换器提供电流极限的方法，所述DC-DC转换器包括高侧供应开关和低侧供应开关，该方法包括：提供第一控制信号，用于在正常运行中接通所述高侧供应开关；以及当所述高侧供应开关为通时，对照第一阈值监测所述电感器中的电流，当所述高侧供应开关为断时，对照第二阈值监测所述电感器中的电流；其中如果超过所述第一阈值，则截断所述高侧开关，且其中当超过所述第二阈值时，禁止接通所述高侧开关；且其中，当所述高侧开关没有被禁止接通时，所述高侧开关响应所述第一控制信号而接通。
本发明的又一方面提供了一种启动DC-DC转换器的方法，包括：应用第一电流极限，以通过截断高侧供应开关来提供峰值电流极限；以及应用第二电流极限，以禁止接通所述高侧供应开关；其中，当所述高侧供应开关没有被禁止接通时，所述高侧供应开关响应恒定频率时钟信号而接通。
上文描述的DC-DC转换器可在集成电路——例如功率管理集成电路——中实施。所描述的DC-DC转换器可在例如下列电子装置中实施：便携式计算装置、膝上计算机、个人数字助理、个人媒体播放器、MP3播放器、便携式电视机、移动通信装置、移动电话、导航设备、GPS装置或游戏控制台。
本发明总体涉及在DC-DC转换器的启动和正常运行中提供短路保护的电流限制，尤其是在谷值电流模式控制中。
通过如下方式解决(谷值电流模式)DC-DC转换器启动时的过度输出电压过冲和过度冲击电流的问题：忽略电压控制环路，并用电流控制输出级使输出电压倾斜上升，所述电流控制输出级具有被设置为随时间增加的(一序列)值的正电流极限和负电流极限。一旦在正常运行中，所述电路还可用于电流限制/短路保护。所述阈值可以在启动模式期间步进增加，或者可以是倾斜的(ramped)阈值。同一输出级也可用在正常模式中，如同在启动模式中那样。一旦输出电压达到预定的阈值，启动模式可结束。
如果在预定时间之后没有达到所述电压阈值，则可禁用所述转换器，并可标记短路。
所述电流可通过功率开关的漏-源电压来感测，且电流极限可通过附接至其的比较器来感测。所述电流在电流模式中可通过在输出端具有比较器的电流感测放大器来感测，或者通过电阻器和直接电压测量所感测。
一旦被截断，所述PMOS就不能被启用，直到下一个时钟边沿和达到谷值极限之中的较迟者。
一些启动电流限制水平可以使用基于VIN和VOUT(以及L和f)的查找表来设置。
如果电感器电流接近零，则所述NMOS可被截断。
优选地，所述启动模式与误差电压补偿节点(其被预设为转变至正常控制所要求的标称值)结合，以减小电压过冲和下冲。
尽管在启动运行模式中是有用的，但是电流限制也可用在正常运行中，不论有或没有PMOS极限触发条件。
现在参考下列附图仅通过实施例描述本发明，其中：
图1示出了被布置为向处理器电路供电的DC-DC转换器的一个典型布置；
图2示出了一个常规的DC-DC转换器；
图3示出了在正常运行中的单个周期期间的电感器电流和电压波形；
图4示出了常规的电流限制方案中的问题；
图5示出了根据本发明的电流限制的一个实施方案的运行；
图6示出了根据本发明的DC-DC转换器的一个实施方案；
图7示出了可在启动运行模式期间应用的电流极限的一个实施例；
图8示出了使用图7中示出的电流极限在启动运行模式的第一部分期间的电感器电流波形；
图9示出了使用图7中示出的电流极限在启动运行模式的第二部分期间的电感器电流波形，其中占空比小于50％；
图10示出了使用图7中示出的电流极限在启动运行模式的第二部分期间的电感器电流波形，其中占空比大于50％；
图11是示出了根据本发明一个实施方案的电流限制的步骤的流程图；
图12a是示出了根据本发明一个实施方案的启动运行模式中的大致步骤的流程图；
图12b是示出了图12a中示出的过程的开关控制步骤的流程图。
如上文讨论的，图2示出了一个常规的DC-DC转换器。如上文讨论的，在运行中，表示电感器中的电流的信号与VERROR信号作比较，以控制开关10和20。
可以使用与该电感器或相应晶体管串联的串联电阻器来感测电感器电流。然而，使用这种串联电阻器引入了一个额外的电阻性功率损耗源头，从而降低了转换器的效率。效率，尤其对于电池供电的装置而言，是一个重要的考虑因素。因此，优选的是使用“无损”感测技术，例如感测PMOS两端的因其导通电阻(on resistance)而产生的漏-源电压。这给出了一个与PMOS电流成比例的电压。
在常规峰值模式DC-DC转换器的运行中，PMOS开关在时钟信号212的边沿处接通。在无损电流感测方法中，即在没有感测电阻器的实施方案中，PMOS的漏-源电压被监测，以得出一个与经过PMOS 10从而经过电感器L的电流成比例的电流信号。该电流信号(被恰当地缩放)与阈值VERROR信号作比较。当该电流达到该阈值时，该PMOS被开关驱动器211截断，且NMOS接通，即，该切换发生在电感器电流的峰值处。实践中，斜率补偿斜波信号在比较之前被施加至该电流信号或该VERROR信号之任一或两者，以防止次谐波振荡(sub-harmonicoscillation)。因此效果是，该电流信号被与在每个周期上倾斜的阈值比较。
该电流控制环路的带宽大，从而在逐周期基础上产生了合适的脉宽，而外部的电压控制环路的带宽相对小，所以可以通过假定基本静态的输入电压VERROR来分析该电流环路。
对于每个时钟周期的一部分D，电感器L的端子LX被切换至VIN，对于每个周期的其余部分1-D，电感器L的端子LX被切换至地。因此节点LX的平均电压是D*VIN。输出电容器C1足够大，从而电压VOUT在每个周期内基本恒定，因此VOUT处的平均电压也是D*VIN。因此，对于相对于VIN为小的VOUT，占空比D＝VOUT/VIN可以是小的。
而且，时钟频率趋于更快，以允许使用值更小、尺寸更小的电感器，这会进一步缩短PMOS导通时间，以及缩短可用于感测其电流的时间。
如前文提及的，控制非常短的切换时间是困难的。因此一个替代的控制模式使用谷值电流模式(VCM)控制。在VCM中，NMOS开关20在时钟边沿处被接通，且电感器中的电流在NMOS导通期间被监测。当电感器电流落至VERROR阈值(被斜率补偿斜波修改)时，该NMOS截断，且该PMOS接通，即，该切换是由最小的电感器电流或谷值电流控制的。对于短占空比，该NMOS开关的接通时间可以显著长于该PMOS开关，因此谷值电流模式控制可使得在低输出电压对DC-DC转换器的控制的某些方面变得容易。
图3示出了在一组重复周期的一个周期期间，输出级输出端子LX处的电感器电流和电压。实线(solid curve)1001示出了针对较大平均电流的波形，虚线(dashed curve)1002示出了针对较小电流的波形(假定VIN和VOUT恒定)。图3的上部分示出了节点LX处的电流曲线，图3的下部分示出了电压。在示出的周期的第一部分，即在t1和t2之间，NMOS导通且LX接近地(near ground)，而该电感器的另一端被输出电容器保持在VOUT。因此该电流以斜率dIL/dt＝VOUT/L减小。在该周期的第二部分期间，即在t2和t3之间，PMOS导通且节点LX的电压接近供应源VIN，而该电感器的另一端被输出电容器保持在VOUT，因此该电流以斜率dIL/dt＝(VIN-VOUT)/L增大。如果负载电流需求减小，则电流波形维持在基本相同的斜率，但是向下移动，以减小供应至该电容器并最终供应至负载的平均电流，如代表较小平均电流的虚线1002示出的。如图3的下部示出的，在传递该电流时，由于导通的NMOS或PMOS的I.R降，LX处的电压没有确实达到地或VIN。对于具有良好效率的转换器，这些I.R降与VOUT相比是小的，所以不会大大影响电流波形，但是在图3中出于解释的目的而被夸大了。
DC-DC转换器通常设有限流电路，用于限制该转换器输送的最大电流。这是为了防止该转换器在电流过载情形或大电流故障(例如短路接地情形)中输送非常高的输出电流。应理解，许多情形都可导致电流过载，但是在没有电流限制的情况下，短路接地将通常导致大电流过载。将根据短路接地情形描述本发明的实施方案，但是应理解，本方法和设备适用于任何类型的电流过载或大电流故障。
如上文提及的，当该PMOS开关为通时，该电流以斜率dIL/dt＝(VIN-VOUT)/L增加。然而，在短路接地情形中，VOUT可被拉低，并可以为零或接近零。因此，当该PMOS为通时，该电感器两端的电压降大约为VIN。因此，当该PMOS开关为通时，该电流有非常陡的增加。相反，当该NMOS开关为通时，该电感器电流以斜率dIL/dt＝VOUT/L减小，但是VOUT接近零，因此电流有非常平缓的减小。
显著的过流流经DC-DC转换器可导致对连接至DC-DC转换器的电能域(power domain)中的电路造成损坏，或者对该转换器本身造成损坏。过流流经电感器可导致电感毁灭性地减小，这实际上加剧了该问题，因为电流斜率随着电感减小而增加。如果该情形持续，则增加的过流可导致转换器毁坏。在一些转换器中，即使电感器能够处理特定过流，但是其他电路甚至连线、封装或pcb可被大过流损坏。
因此，一般向该DC-DC转换器应用电流过载极限，以在使用中限制该电感器中的最大电流。如果该电流达到该电流极限，则该PMOS截断且该NMOS接通，不论在该周期中的何处。如上文提及的，可通过监测专用感测电阻器来确定该电感器中的电流，但是感测电阻器的存在会导致正常运行中有电阻损耗，从而降低该转换器的效率。因此，在一些应用中，无损感测是优选的。
在无损类型控制中，当该PMOS为通时的电感器电流是通过监测该PMOS为通时的电气属性来确定的。然而这会导致被称作阶梯步进的问题，这是因为PMOS电流仅在该PMOS为通时才能被确定，且在接通该PMOS、确定该电流在该电流极限以上与随后的截断该PMOS之间将有有限时延。该有限时延是由比较器传播时延及类似物引起的。这实际上意味着，即使当该PMOS接通时该电感器电流大于该电流极限，在该PMOS能被截断之前仍会有一最小段时间该PMOS为通。根据VIN、电感器电感和时钟频率(即每个周期的持续时间)，会产生如下的情形：在该最小PMOS导通时期期间的电流增加大于随后在该周期的剩余部分中因该NMOS导通而引起的电流减小。因此每个周期该电感器电流都增加，即使已经超过该电流极限。
图4示出了该方法的问题。图4表示了运行在谷值模式中的电感器中的电流。相同的问题也会发生在运行在峰值模式中的转换器。
在时刻tA，发生短路接地情形。为了便于解释，如图4中示出的，短路接地发生在NMOS截断且PMOS接通的时刻。然而显然，短路接地可发生在该周期中的任何点。随着该PMOS接通，由于压降等于电感器两端的几乎全部VIN，电感器电流迅速增加。在时刻tB，达到电流极限4001。然而，由于比较器中的传播时延和其他电路时延，该PMOS开关仅随后在时刻tC处才被截断。tB和tC之间的时间差等于tmin，tmin是由于限流电路引起的PMOS最小导通时期。在点tC，该PMOS实际被截断，该NMOS被接通，且该电流开始减小。然而，因为该电感器两端仅有小电压或没有电压，该电流以相对低的速率减小。
在时刻tD，接收下一个时钟脉冲。在谷值电流模式中，该时钟脉冲在正常运行中将控制PMOS的截断和NMOS的接通。在该情况下，该NMOS已经是通的，并保持为通。然而，电压误差可相对大(因为输出电压已经被拉低)，因此该PMOS可在时刻tE相对快地接通进入该周期。此时，电感器电流仍在该电流极限以上，但是该电流极限仅当该PMOS为通时才被应用。当该PMOS接通时，相关的比较器会确定该电流在该电流极限以上，并进行动作来截断该PMOS。然而，再一次，传播时延意味着该PMOS不会被立即截断，而它实际上仅在随后的时刻tF才被截断。因此，再一次，有一个导通时期tmin，此期间会传送更多的电流。因此可看出，在该方案中，电感器电流可在每一个周期中增加，这是因为检验PMOS电流的步骤所增加的电流比在该周期的剩余部分中衰减的电流更多。
因此，在本发明的一个实施方案中，通过应用两个电流阈值来提供电流限制。第一阈值是当该PMOS为接通时施加在该电流上的峰值电流极限。第二阈值是当该PMOS为截断时所应用的谷值电流阈值。该谷值电流阈值也被用于控制该PMOS，其中如果该电流大于该谷值电流阈值，则该PMOS的接通被禁止。当然应理解，这里提及的阈值是电流极限阈值，不同于用在该电流控制环路中来控制该PMOS或该NMOS的切换的电压误差阈值VERROR。
因此，如果该PMOS为接通且达到峰值电流极限，则该PMOS被截断。然而，如果该电感器中的电流在该谷值电流阈值以下(此时该PMOS在正常运行下会被接通)，该PMOS随后才会被接通。
该峰值电流极限用作极限，且如上文描述的，如果该PMOS为接通且该电流达到该电流极限，则该PMOS被截断，无论处于该周期中的何点。如所提及的，在该限流电路中会有传播时延，这意味着该PMOS实际上仅在短时间之后才被截断，但是总体而言，当达到该峰值电流极限时，该PMOS被尽快地截断。
如所提及的，当达到该峰值电流极限时，该PMOS被截断。此时，该NMOS可被接通，以减小电感器电流。对于在正常运行时应用电流限制，很可能的是，达到该峰值电流极限会将该PMOS截断并将该NMOS接通。然而在一些情形中(例如如果该峰值电流极限相对低)，达到该峰值电流极限可以导致该PMOS截断，但是该NMOS可以不必然接通。如果该NMOS保持为断，则电流会流经并联路径。如本领域技术人员应理解的，NMOS器件通常具有与之关联的寄生体二极管。如果该NMOS没有被接通且电流流经该电感器，则该电流会继续流经该体二极管，直到该电流达到零(该二极管不会传导反向电流)。因此，在低的峰值电流极限，(例如如下文将描述的可用在启动运行模式中)，达到峰值电流极限可导致该PMOS被截断，且电感器电流被允许通过传导经过该体二极管(或另一个专门布置用于提供并联路径的分立的外部二极管)来减小到零。然而，在较高的电流极限，可能不期望大电流经过该体二极管，因此达到该峰值电流极限可导致该PMOS截断且该NMOS接通。
该谷值电流阈值优选地用作阈值。当该电流在该谷值电流阈值以上时，该PMOS的接通被禁止。然而，当该谷值电流落在该阈值以下时，该PMOS可被接通——根据该转换器的正常运行。即，不是该电流刚一落至该谷值电流阈值以下该PMOS就必然接通。
在一个运行在峰值模式中的转换器中，该PMOS通常由时钟信号的相关时钟边沿接通，且只要电感器电流信号在VERROR以下(包括斜率补偿)该PMOS就保持为通。因此，在一个峰值模式实施方案中，如果该PMOS在一个周期中被接通，并由于达到电流极限而被截断，则该NMOS会保持为通，至少直到下一个周期，即使电感器电流在谷值电流阈值以下，这是因为该PMOS的接通是由时钟边沿控制的。然而，如果在下一个时钟边沿处电感器电流仍在谷值电流阈值以上，则该PMOS的接通被禁止，直到该电流落至谷值电流阈值以下。
在一个实施方案中，一旦该电感器电流落至该谷值电流阈值以下，该PMOS的接通就不再被禁止。在峰值电流模式控制下，这因此可意味着，无论该电感器电流在该周期的何点落至该谷值电流阈值以下，该PMOS都被接通。因此，在该实施方案中，在该PMOS的接通被禁止的情形中，在一个周期的开始处，由于该电感器电流在该谷值电流阈值以上，该PMOS的接通不必然与时钟边沿同步。一旦接通，该PMOS就保持为通，直到该电感器中的电流达到VERROR(包括斜率补偿)或者达到该峰值电流极限。
在另一个实施方案中，该PMOS的接通总是与时钟边沿同步。因此，一旦电感器电流(当该PMOS为断时)落至该谷值电流阈值以下，该PMOS就在下一个相关时钟边沿接通。
在一个谷值电流模式转换器中，该PMOS的接通是基于电感器电流与误差电压信号VERROR的比较而被控制的。因此，在一个谷值电流模式转换器中，一旦电流落至谷值电流阈值以下，如果电流信号在VERROR以下(包括斜率补偿)，该PMOS就会接通。如果短路接地情形持续，则很可能的是，该PMOS会在电流落至谷值电流阈值以下之后非常短的时间后被接通，这是因为短路接地会导致人为的高占空比，但是应注意，电流落至谷值电流阈值以下只不过是允许该PMOS被接通——这本质上没有迫使该PMOS接通。
在所有情况下，该转换器优选地被布置为使得该PMOS在单个周期中的接通不超过一次。在谷值电流模式转换器中，一旦该PMOS已经接通，则它通常保持为通，直到该周期结束。如果该PMOS为接通且达到峰值电流极限，则该PMOS会被截断。如果在一些实施方案中，电感器电流继而在该周期结束之前衰落至谷值电流阈值以下，则可能的是该PMOS会在同一周期中回到通状态(因为电感器电流和VERROR之间的经过斜率补偿的比较可表明该PMOS应为通)。如果该PMOS在一个周期中不止一次地被接通，则会发生非常高频的电流振荡。对于由固定频率时钟控制的转换器，会失去运行的固定频率性质。进而，该转换器会被更糟糕地控制，并且会出现音调。因此，该转换器可优选地被布置为使得，如果该PMOS在一个周期中被截断，则它保持为断，直到至少下一个周期。然而，技术人员当然会明了，有可能实现如下的转换器，其中该PMOS在一个周期期间可以不止一次地接通。
图5示出了本发明的运行在谷值电流模式中的转换器的运行。当该PMOS为通时，峰值电流极限5001被施加至电感器电流，当该PMOS为断时，谷值电流阈值5002被施加至电感器电流。在图5中，峰值电流极限5001与图4中示出的电流极限4001相同，且为了便于比较，电流斜率和比较器传播时延被示为与图4中相同。在该实施方案中，达到该峰值电流极限导致该PMOS截断且该NMOS接通。
再一次，短路接地情形发生在时刻tA，与该PMOS的接通一致。因此电流迅速倾斜上升，直到在时刻tB达到峰值电流极限。如上文关于图4提及的，传播时延意味着该PMOS实际上在时刻tC被截断，时刻tC是该NMOS接通且该电流开始减小的时刻。在时刻tD，接收到下一个时钟脉冲，且在时刻tE，该PMOS一般会基于占空比控制器而接通。然而，在时刻tE，电感器电流在谷值电流阈值5002以上，所以该PMOS的接通被禁止。在该周期的剩余部分上以及(在所示出的实施例中)在下一个周期上，电感器电流缓慢减小，直到在时刻tG达到谷值电流阈值。在该时间点，该PMOS的接通不再被禁止。随着短路接地情形继续，且占空比控制器被迫使进入高占空比，该PMOS在时刻tH之后非常短的时间后被接通。当该PMOS的接通处于禁止时，正常电压和电流控制环路仍可在背景中运行，因此可已经有信号指示该PMOS应接通。达到谷值电流阈值只是为该等待中的请求解禁，所以在该PMOS接通之前仅有最小的逻辑/驱动器延迟。因此电感器电流再一次迅速倾斜上升，直到达到该电流极限，且该PMOS再一次被迫使截断。只要短路接地继续，该模式就重复。
因此可看到，通过使用两个电流阈值(一个峰值电流阈值，其当该PMOS为通时被监测，并被作为一个极限；以及一个谷值电流极限，其当该PMOS为断时被监测，并被作为一个阈值)，可实现过流保护，并可避免阶梯步进问题。
当该PMOS为断时对照谷值电流阈值监测电感器电流避免了阶梯步进问题，因为PMOS绝不会被接通，除非电感器电流已经减小至谷值电流阈值以下。峰值电流极限提供了电流限制，以限制在任一个周期中的电流增加量。如果施加谷值电流阈值而不施加峰值电流极限，则可能的是，该PMOS在谷值电流阈值以下时被接通，并在一个周期的大部分上保持为通(如虚线5003示出的)。即使在一个周期中，该电流也可增加至相当大的可导致损坏的水平。因此，峰值电流极限对任一个周期中的最大电流增加提供了限制。
在一些实施方案中，控制电路可被布置为检测指示短路接地或其他电流过载情形的行为，例如峰值电流极限被相继触发若干次以及/或者电感器电流在谷值电流阈值以上并保持在谷值电流阈值以上长达若干个周期。附加地或替代地，欠压阈值可被用于检测输出电压在特定阈值以下，该特定阈值可与目标输出电压编排在一起，或者与目标输出电压分立。如果检测到短路接地情形，则该控制电路可禁用该转换器。
应注意，尽管在图5中示出谷值电流阈值极限低于峰值电流阈值，但是谷值电流阈值可被设置为与峰值电流阈值处于同一水平或者高于峰值电流阈值。可达到的最大电感器电流由如下因素确定：峰值电流极限或谷值电流阈值中的较高者，以及在与一旦处于峰值电流极限或以上的截断PMOS关联的传播时延期间的电流增加量。第一阈值和第二阈值，即峰值电流极限和谷值电流阈值，可相应地被设置。
应理解，术语例如在阈值“以上(above)”或“以下(below)”用在本说明书中指的是实际电感器电流大于实际阈值。与阈值或极限的实际比较可以通过多种方式完成。例如，与电感器电流反相关的信号可以与一个阈值比较，且该信号具有小于该阈值的值意味着电感器电流在该电流极限以上。因此术语“以上”或“以下”指的是阈值的相应侧，其中“以上”意味着当转换成电感器中的实际电流时已经超过该阈值(电感器电流大于相关极限)，且术语“以下”意味着尚未超过该阈值。还应注意，可能的是，对于该周期的至少一部分，电感器电流可以为负，从而谷值电流极限可以是负电流极限。在电感器电流方面，比负电流极限的负值量小的电感器电流(或零或正电流)在该阈值“以上”。还应理解，根据所使用的电路，电感器电流确切地等于该阈值可触发与电流在该阈值以上相同的响应，或者触发与电流在该阈值以下相同的响应。因此，等于峰值电流阈值的电流可触发该PMOS截断以及该NMOS接通。电感器电流一等于谷值电流阈值，就可停止由谷值电流阈值引起的禁止信号。
在转换器的正常运行期间，峰值电流极限和谷值电流阈值可以在理论上是固定的，尽管偏置、温度等的变化可导致所施加的实际极限有变化。替代地，在使用中可调节峰值电流极限和谷值电流阈值之一或两者，以根据转换器的运行特性提供不同的极限。然而，在正常的稳态运行(steady state operation)中，峰值电流极限和谷值电流阈值都被设置在预期的峰值和谷值电流以上。
在一些实施方案中，谷值电流阈值的效果——即禁止该PMOS接通——可仅响应峰值电流极限的触发而实施。在一个实施方案中，其中峰值电流极限被设置在与谷值电流阈值相同或高于谷值电流阈值的水平，可假定，如果达到峰值电流极限且该PMOS随后被截断，则当该NMOS接通时的电流会大于该谷值电流阈值。因此可插入一个禁止PMOS信号(或一个禁止标记状态置位)，其响应达到该峰值电流极限来禁止接通该PMOS。然后，对照谷值电流阈值测量在该PMOS为断时的电感器电流，直到达到该谷值电流阈值，此时该禁止信号被中止(或者该标记状态被清除)，从而允许该PMOS再一次接通。按此方式，谷值电流阈值仅被用于在该PMOS因达到峰值电流极限而截断之后禁止PMOS的接通。
然而，在另一些实施方案中，峰值电流极限和谷值电流阈值是独立应用的，其中如果该电流在谷值电流阈值以上则禁止接通该PMOS，即使该PMOS是作为正常控制模式的一部分而不是因达到峰值电流极限而截断的。这避免了如下的故障状况发生：如果该PMOS接通持续非常短的时间，则在正常控制模式中，峰值极限检测电路可能没有时间去触发。在这样的情况下，该PMOS为接通时的电流可能会在峰值电流极限以上，但是因为该PMOS具有这样小的导通时期，峰值电流极限没有被触发。即使这样短的导通时间也可导致电流一个周期又一个周期地增加到不可接受的高水平。通过确保当电感器电流在谷值电流阈值以上时禁止该PMOS的接通，即使当峰值电流极限没有被触发时也会避免这样的高电流情形。
当该PMOS为通时该电感器中的电流优选地通过测量该PMOS开关被为接通时的电气特性来确定。如上文提及的，当为接通时，该PMOS的源漏电压与该PMOS中流动的电流成比例，从而与该电感器中的电流成比例。当该PMOS为断时该电感器中的电流优选地通过测量该NMOS开关的电气特性(即该NMOS的源漏电压)来确定。因此本发明应用一种无损技术来确定电感器中的电流。
在相对高的电流负载下，大多数DC-DC转换器运行在连续导通模式(CCM)中，其中总是有电流在电感器中流动，且PMOS和NMOS之一在该周期的一部分上总是为通(忽略切换步骤中的一个非常短的时间，其中一个开关的截断与另一个开关的接通错开，以避免形成从VIN到地的直接路径)。因此，通过在PMOS为通时监测PMOS以及在NMOS为通时监测NMOS，总是有效地监测电感器中的电流。一些DC-DC转换器也能运行(operable)在被称作不连续(discontinuous)导通模式(DCM)的模式中，其中NMOS在PMOS接通前被截断，以防止电感器中的电流变得过于负。电感器中的负电流有效地将电荷从输出释放电至地，因而降低了转换器在低电流需求时的效率。
在短路接地情形中，电流需求表观上会增加，因此该转换器很可能会开始按照CCM运行，因此可通过监测经过该PMOS和/或经过该NMOS的电流来在全部每个周期中监测该电感器中的电流。然而，如果要施加一个低电流极限以使得该转换器按照DCM机制运行，则应理解，当该NMOS为截断时电流信息实际上丢失了。
如果在该NMOS截断的时刻该电感器中仍有电流，则该电流会流经一个并联路径，例如与该NMOS关联的寄生体二极管。如上文提及的，NMOS晶体管开关通常会具有与之关联的内在寄生漏-体(drain-bulk)二极管。当该NMOS为接通时，该二极管分流至地。然而，如果该NMOS器件截断而仍有电流从地流向漏节点，则该寄生二极管可接通并允许电流流动，直到该电感器电流达到零。一旦该电感器电流达到零，该二极管就会截断，它不会传导反向电流。
在一些实施方案中，可专门提供一个分立的二极管(或者其他单向电流器件)与下侧开关20并联，以控制当该下侧开关为断时的电流。该分立的二极管可被布置为允许当该下侧开关为截断时(在该PMOS接通之前)允许前向电流(forward current)的流动，但是防止电流在该电感器中反向。可使用任何合适的二极管，例如低压降二极管(lowdrop diode)或肖特基二极管。
然而，在任何情况下，当该NMOS为截断时出现的经过并联路径的任何电流都不能通过监测该NMOS的源-漏电压来确定。
在DCM中，该NMOS在接近零电感器电流处被截断。因此，出于应用电流极限的目的，该NMOS的截断可有效地被作为零电流的指示。附加地或替代地，谷值电流阈值可被设置为不低于该NMOS被截断处的阈值，以使得在该NMOS被截断之前总是达到谷值电流阈值。以此方式，监测当该NMOS为接通时监测该NMOS就足以允许检测何时达到谷值电流阈值。
图6示出了根据本发明一个实施方案的DC-DC转换器电路。与图2中示出的元件类似的元件以相同的参考符号标记。
例如，在与上文关于图2描述的类似的布置中，图6中示出的转换器具有PMOS开关10和NMOS开关20，连接在节点LX的两侧。来自输出节点203的电压反馈环路经由可编排电平移变器204反馈至误差放大器206，以向占空调制器210提供电压误差信号VERROR。电流感测电路209向该占空调制器提供电流感测信号ISNS，该占空调制器也从斜率补偿斜波发生器213接收斜率补偿信号。
占空调制器210接收这些信号，且时钟信号212产生脉宽调制信号PWM，以驱动开关驱动器211，从而运行该PMOS和该NMOS。
在图6中示出的电路中，该电流感测电路被布置为监测当该NMOS为接通时的源-漏电压。因此图6中示出的电路使用无损电流感测方法，并可在谷值电流模式中运行。本领域技术人员应理解，在谷值电流模式中，响应时钟信号，该PMOS被截断且该NMOS被接通，且ISNS与VERROR(包括斜率补偿信号VISLP)的比较确定了该PMOS在一个周期中的何时被接通。
图6还包括峰值电流极限监测电路601和谷值电流阈值监测电路602。该峰值电流极限电路可以通过简单的比较器来实现，该比较器将该PMOS漏-源电压与已编排的电压阈值进行比较(如图6中示出的)，或者可替代地使用电流感测放大器之后是电流比较器或电阻器及电压比较器。类似地，谷值电流阈值监测器可包括简单的比较器，该比较器将该NMOS源-漏电压与合适的极限进行比较，如示出的，但是也可以实施其他布置，例如电流感测放大器。该电流感测放大器可用于产生电流感测信号ISNS和一个待被用于监测谷值电流阈值的信号，但是在一些实施方案中，优选的是为谷值电流阈值采用分立的监测电路，如示出的。
在运行中，该峰值电流极限电路监测该PMOS的源-漏电压(当为接通时)，该源-漏电压与流经该PMOS的电流成比例，具有合适的电压电平。如果该源漏电压与该电压阈值交叉，这指示经过该PMOS的电流，从而流过电感器的电流，已经达到该电流极限。此时，该比较器的输出ILIMPOS从低变到高(或反之)，且该占空调制器做出动作来截断PMOS开关10并接通NMOS开关20。
谷值电流阈值电路以类似的方式做出动作，将该NMOS源漏电压(当为接通时)与合适的电压阈值进行比较，并产生输出信号ILIMNTHR，其指示该电流是在相关阈值以上还是在相关阈值以下。占空比调制器210从该谷值电流阈值电路接收ILIMNTHR信号，并且在该信号指示该电感器电流大于该阈值的任何时期期间不接通该PMOS。
尽管图6示出了一个谷值电流模式DC-DC转换器，但是应理解，可以与运行在峰值电流模式中的转换器一样容易地实施上文描述的电流限制。如图6中示出的，该电流限制电路可以与任何电流感测电路分立，且因为该PMOS电流和该NMOS电流都被监测，所以正常运行中的控制模式对该限流布置没有影响。
然而，如上文提及的，谷值电流模式转换器在要求低输出电压的情形中可以尤其有利，这是因为对谷值电流的控制使得更容易实现小占空比。在这样的VCM转换器中，可以有利的是运行在DCM中，其中在该PMOS被接通之前该NMOS被截断，以防止显著负的电流。因此，图6中示出的实施方案具有零交叉检测电路603，用于监测该NMOS的源漏电压，且当该源漏电压达到阈值Iped时，产生信号ILIM_ZC，以使得占空调制器210截断该NMOS。阈值Iped被设置在这样的水平，以使得电感器电流不会变为负，从而允许电压偏置和传播时延。因此，该NMOS通常会在某个小的正电流处截断。如上文提及的，该电流随后会流经一个寄生二极管，直到该电流衰落至零，此时该寄生二极管会停止导通，且该电感器中的电流会保持在零，直到该PMOS接通。
为了允许当该NMOS为断时的电流环路控制，图6中示出的转换器实施方案对该NMOS为断时的电感器电流进行仿真。该电流通过如下方式被仿真：当该NMOS为断时将电流感测放大器209的输出保持在该NMOS截断之前刚刚的值，并且还通过向斜率补偿斜波发生器213产生的斜波添加一个附加的斜率来仿真电感器电流的变化。响应信号ILIM_ZC指示电感器电流已经达到Iped阈值水平，该占空调制器产生一个保持信号和一个仿真信号，该保持信号使得电流感测放大器209保持其电流输出值，该仿真信号使得该斜率补偿电路产生的斜波包括一个附加的斜率成分。该附加的斜率对在导通期间经过并联路径(例如该NMOS的体二极管)电感器中电流的变化进行仿真。因此，该附加的斜率被应用直到电感器电流达到零，而电感器电流达到零是通过N二极管检测电路604检测节点LX处的电压何时与阈值交叉来测量的。当该NMOS接通并导通时，节点LX的电压会接近地。当该NMOS被截断但电流流经该NMOS的寄生二极管时，节点LX处的电压会落至地以下的二极管电压。然而，一旦电感器电流达到零，节点LX就会高涨(flyhigh)，因此节点LX处的电压与零交叉可被用于确定电感器电流已经达到零。因而，此时，该仿真信号被停止，且该斜率补偿信号产生的斜波的斜率回到对于斜率补偿必要的斜率。
图11示出了说明根据本发明一个实施方案的电流限制的大致步骤的流程图。为了便于解释，该流程图始于接通高侧开关(即PMOS 10)1101。该高侧开关根据转换器的正常控制模式来接通，例如在峰值模式转换器中，该高侧开关的接通可以是响应时钟边沿的，而在谷值模式转换器中，该高侧开关可以通过电压和电流控制环路来接通。当该高侧开关为接通时，指示电感器电流的第一信号(即从该PMOS的源-漏电压得出的信号)被监测1102。将第一信号与峰值电流极限进行比较1103。如果第一信号在任何时刻超过第一电流极限，则该高侧开关被截断1104，且低侧开关(例如NMOS 20)被接通。此时，指示电感器电流的第二信号(例如该NMOS的源-漏电压)被监测1107。
然而，如果没有超过该峰值电流极限，则在某点，该正常控制将截断PMOS 1105，即在峰值转换器中电感器电流将已经达到VERROR阈值，或者在谷值模式转换器中将接收下一个时钟边沿。之后，正常控制环路会继续接通低侧开关1106，且在该情况下，指示电感器电流的第二信号会再一次被监测。
将第二信号与该谷值电流阈值进行比较1108。如果第二信号在该谷值电流阈值以上，且只要其保持在该阈值以上，则该高侧开关的接通被禁止1109。然而，一旦达到该谷值电流阈值，则该高侧开关可根据正常控制再一次被接通1101。
对于DC-DC转换器，尤其是例如图6中示出的VCM DC-DC转换器，本发明的电流限制可被用在一种新的启动模式中。
谷值电流模式DC-DC转换器的最大技术挑战之一是，如何以如下的方式启动：防止过度的输出电压过冲(由启动时的重置清理(resetwind-up)引起)，使冲击电流最小化(由于PMOS电流仅被间接控制)，且仍允许启动进入满载(从而电流不能仅被限制到正常电流极限以下的“安全”值)。
DC-DC转换器的一个有利的启动模式可以按照与上文描述的类似方式使用两个电流阈值，即：第一阈值是峰值电流极限，且第二阈值是谷值电流阈值。在该启动模式中，该DC-DC转换器的电压环路实际上被忽略，且驱动器级被使用电流环路控制，直到输出电压VOUT已经达到所设置的电压阈值Vth。在该启动模式期间，所输送的电流随时间增加。
通过在启动时期期间实施一系列低峰值电流极限，可以控制最大电流，从而控制平均电流，从而对冲击电流提供控制，这趋于因较小的电流需求而导致较小的过冲。
此外，如果VERROR信号线在启动期间被预充电至一个接近于预期运行值的电压值，则该启动方法还可减小电压过冲。
峰值电流极限可以按照各种方式增加，但是在一个方便的实施方案中，峰值电流极限以若干步进增加。这意味着电感器电流和负载电流之间的差可以仅小于或等于启动序列期间的步进的大小。在启动序列结束时，电感器中的电流会接近于所要求的负载电流，所以电感器电流不需要变化很多来达到调节，且过冲被最小化。
通过使用在整个启动序列中变化两个电流极限，可方便地实施增加的输出电流：第一个是峰值PMOS电流极限，用于准确地限制最大输入电流，即使该系统要变成次谐波的；第二个电流极限是谷值NMOS电流极限，用于改善对平均输出电流的控制。
在启动期间该调节器正常可设有时钟。在启动模式期间，时钟信号的时钟边沿被用于确定何时接通该PMOS。在峰值电流模式转换器中，时钟信号控制该PMOS在正常运行中的接通，因此该启动模式使用相同的总体控制模式，但是没有使用电压环路来截断该PMOS，而是仅使用电流环路。然而，在谷值电流模式转换器中，在正常运行中，时钟信号控制该NMOS的接通。因此该启动运行模式提供了显著不同于正常运行的启动过程。
如果使用正常VCM控制而没有任何电流限制地开启谷值电流模式转换器，则在第一个周期中，该NMOS会相当快地截断，且该PMOS会在该周期的剩余时间上保持为通。随着输出电压缓慢增加，这个行为会在若干周期上重复，且电感器电流会迅速增加，导致大的冲击电流和电压过冲。类似的行为会发生在未受限的峰值电流模式转换器中：在启动期间，输出电压初始会为低，因此占空比会高。启动时的状况与短路接地情形中盛行的状况在许多方面是类似的，且本发明人已经意识到，可使用相同的技术在启动模式以及在稳态运行时提供有效的电流限制。
如所提及的，在该新的启动模式中，该PMOS响应时钟脉冲的合适边沿而接通。在每个运行周期中，当PMOS电流达到峰值电流极限阈值IPLIMIT然后生效时，电流控制截断该PMOS(并接通该NMOS)。然后，该NMOS在下一个时钟边沿截断(除非NMOS电流尚未落至谷值电流阈值IVLIMIT然后生效)，在该情况下，该PMOS直到NMOS电流落至IVLIMIT才被接通。因此，该峰值电流极限被用于控制该PMOS何时截断和该NMOS何时接通。这限制了任何周期中的电流增加量。在电感器电流没有减小至谷值电流阈值以下时防止该PMOS接通防止了电感器电流太快地增加，并对平均电流提供了控制。
如上所述，该PMOS优选地在任何周期中最多接通一次。因此，如果该PMOS被截断(因为达到峰值电流极限)且电感器电流随后在该周期结束之前落至谷值电流阈值，则该PMOS保持为断，直到下一个周期开始。此时，相关时钟边沿会再一次接通该PMOS。
在第一运行模式中，该PMOS的接通总是与时钟边沿同步。换言之，该PMOS仅在电感器电流达到谷值电流阈值后的一个时钟边沿处才接通。这样，该PMOS在一个周期的开始处接通，并且保持接通，直到达到峰值电流极限。此时该PMOS被截断且该NMOS被接通。然后电感器电流衰落，直到达到谷值电流阈值，这可以是一个或多个周期之后。该PMOS仅在下一个相关时钟边沿处才恢复接通。
在第二运行模式中，一达到谷值电流阈值就接通该PMOS(优选地受制于该PMOS在一个周期中最多接通一次的要求)。因此，如果该PMOS被截断且电感器电流随后在同一周期中落至谷值电流阈值以下，则该PMOS在下一时钟边沿处接通。然而，如果电感器电流仅在一个后续周期才达到谷值电流阈值，则一达到谷值电流阈值(即在该周期中的任何时刻)就接通该PMOS。
在第一运行模式中，该PMOS的接通仅发生在时钟边沿处。这可导致运行的频率减小，因为该转换器会等待一个时钟边沿来接通该PMOS。这与第二运行模式相比确实导致了输出中的脉动增加，尽管第二运行模式不会一贯在时钟边沿处接通该PMOS。
启动方案可使用第一运行模式或第二运行模式运行。在一个实施方案中，可以在启动方案期间针对一个或多个时期使用一种运行模式，而可以在启动时期的剩余期间使用另一种运行模式。
在启动模式的初始部分期间，电感器中的电流可以是低的，并且，尤其是如果该PMOS仅在时钟边沿处接通，可能会有如下的时期，其中如果该NMOS保持接通则电感器电流会反向。因此，可在电流接近零时截断该NMOS，以避免NMOS电流反向并对负载进行放电。存在各种用于截断该NMOS以防止负电流的配置。例如，在图6中示出的转换器中，可使用如上文所述的零交叉检测电路603来截断该NMOS，用阈值Iped来保证没有反向电流，而不管偏置和传播时延如何。
如上文提及的，由于比较器和PMOS预驱动器中的传播时延，该PMOS会有最小的导通时间，因此PMOS电流可以些微过冲。然而，与时钟频率相比该最小时间是短的，所以该过冲会是小的。
通过响应时钟信号来控制该PMOS的接通，并截断该NMOS以防止负电流，启动运行模式可以按照恒定频率运行。该恒定频率可以与转换器在正常运行时的运行频率相同，且可包括少量频率抖动。因此该启动模式提供了一种恒定频率启动模式。恒定频率运行减少了与其他器件功能发生干扰的机会，这是因为转换器的运行频率是预先已知的，并可以在该设备的设计中考虑到。此外，该PMOS在周期中接通的时刻是已知的，这允许相应地设置该设备的其他功能的时序，例如设备设计者可期望避免在该PMOS接通时在该设备内发生敏感检测/决策。
当然应理解，转换器可以在不止一个恒定频率下能运行，所述恒定频率可以是根据运行条件可选择的。还应理解，如本领域中已知的，抖动的使用提供了频率的可控改变，因此术语恒定频率应被解释为包括一个概念上的(notional)恒定频率应用了已知量的抖动。还应理解，在使用中，在启动过程的至少一部分期间的实际切换频率可低于该恒定频率。如果电感器电流从峰值电流极限衰落至谷值电流阈值所花费的时间大于一个周期的持续时间，则该PMOS不会在每个周期都接通。恒定频率意味着恒定的最大频率，即接通最多每周期发生一次，且与时钟边沿同步。
在启动过程期间，峰值电流极限和谷值电流阈值随时间增加，使得输送至负载的电流增加，因此输出电压增加。峰值电流极限可按照一系列步进增加。谷值电流阈值也可按照若干步进增加，尽管这两个阈值不需要在同一时间增加，且在任何时刻，可一个阈值增加而另一个保持在其当前水平。
电流阈值可在启动过程期间以设定次数增加，例如该增加可在启动中发生设定数目的周期。替代地，可使用一系列输出电压阈值，达到每个输出电压阈值就触发电流阈值的增加。在启动期间使用的至少一些电流阈值可以是固定的阈值，或者至少一些电流阈值可以是基于VIN和目标VOUT来确定的。峰值电流极限和谷值电流阈值之一或两者还可以随时间持续增加，例如作为随时间的斜波。
一旦VOUT达到一个特定的输出电压阈值Vth，则代替上述启动模态(modality)而激活正常控制环路，且该转换器转变至正常控制。启动模式结束时的输出电压阈值可以是固定的，或者可以是根据目标输出电压可变的，如由电压选择信号VSEL和/或输入电压VIN确定的。
在正常控制模式中，电压误差环路被激活，并被用于确定调制器的合适的占空比。应理解，如果正常运行模式是谷值电流运行模式，则从启动模式转变为正常模式还包括：从响应时钟信号接通该PMOS变为通过时钟信号接通该NMOS。
如上文提及的，在初始启动期间，误差放大器输出VERROR优选地被预偏置以接近其最终的正常模式电压。例如，如图6中所示，预置电路605可偏置补偿装置606，以在VERROR信号线上提供预偏置电压。这避免了从启动模式到正常电压和电流环路控制的转变时的任何大瞬变，因为当VOUT从零倾斜上升之时电压误差放大器已经回转进最大电压。一旦VOUT达到Vth，预偏置就被切断，且正常环路应在没有任何大瞬变的情况下接管。控制电路可将该状态标记为超出调节器(outside the regulator)。用于提供VERROR信号线的准确预偏置的合适电路在我们共同未决的专利申请(我方的参考号：P113611GB00/P1236GB00 Preset)中被描述。
在启动模式期间应用的电流限制在启动期间还提供了对抗短路接地的保护。在短路接地状况下，峰值电感器电流会受限，因为P沟道功率开关直到电感器电流已经首先达到谷值电流极限时才会接通。即使输出确切地是零伏特，在再一次接通P沟道功率开关之前，该系统仍会花费必要长的时间来再循环电感器电流以达到谷值电流极限。
如果在初始启动期间在给定时间内VOUT没有越过输出电压阈值Vth，则该系统可确定已经有短路接地，且该DC-DC会被切断。控制电路可被布置为企图在一个短暂休止之后再次启动该转换器。如果该转换器因推测的(inferred)短路接地而被切断，则该控制电路可将该状态标记为超出调节器。
图7示出了针对一个实施方案的在启动模式期间的电流图，其中使用了八个峰值电流极限(IPLIMIT)水平。显然，更多或更少的数目都是可行的。前四个水平遵循预定样式，该预定样式与所选择的输入和输出电压无关。后四个水平是根据预期有多少脉动电流的预测而相对于输入和输出电压来编排的(或许使用查找表)。
谷值电流极限IVLIMIT是用多达与峰值电流相同数目的电流极限步进而随时间调整的。示出的实施方案对于前四个水平使用零为IVLIMIT，余下的追踪峰值电流极限IPLIMIT以维持恒定差。其他实施方案可以不维持该差恒定。
在该实施方案中，在前四个时隙(即，使用前四个电流极限的时期)中，该转换器运行在上述第一模式中，使得该PMOS总是与时钟边沿同步接通。在接下来的四个时隙中，该转换器运行在第二运行模式中，即，P沟道功率开关10在电感器电流越过较低的电流极限IVLIMIT和下一个时钟边沿(即该PMOS截断之后跟随的时钟边沿)之中的较迟者时恢复接通。对于所有的时隙，一旦接通，该P沟道功率开关就保持为通，直到达到峰值电流极限IPLIMIT。
通过合理设置峰值电流极限和谷值电流极限，可为每个特定时隙设置最大平均电流值——由(IVLIMIT+IPLIMIT)/2给出；因为该值在每个时隙都增加，所以在启动序列的上游阶段(upper reaches)期间的每个时隙期间的总的最大平均输出电流以单调方式增加至其正常运行极限。
图12a示出了根据本发明该方面的启动运行模式的基本步骤。该过程开始1201，且为当前时隙设置峰值电流极限和谷值电流极限1202。初始，时隙为时隙T1。该启动模式基于该峰值电流极限和该谷值电流极限来控制该PMOS和该NMOS的切换1202，如将参考图12b描述的。如果在任何时刻达到输出电压阈值Vth 1204，则结束该启动模式1205，且转换器转变到正常调节。否则，该切换控制保持到时隙结束1206(这可以，例如，基于输出电压或持续时间)，此时针对下一个时隙设置合适的峰值电流极限和谷值电流阈值，且该过程重复。
图12b示出了该切换控制过程。响应于时钟脉冲的接收1211，在步骤1212接通该PMOS。PMOS电流随后被监测1213(通过监测从该PMOS的源漏电压得到的信号)。如果该电流在该峰值电流极限以下(如在步骤1214确定的)，则该PMOS保持为通1215。然而，一达到峰值电流极限，就在步骤1216截断该PMOS且接通该NMOS。在步骤1217，NMOS电流被监测，且如果该NMOS电流被检测为非常接近于零，则截断该NMOS。在步骤1218，将该NMOS电流与该谷值电流阈值进行比较。如果在该阈值以上，则该PMOS保持为断1219。然而，如果电感器电流已经达到该谷值电流阈值，则该过程移到步骤1220。如果这不迟于下一个时钟边沿，即，自从该PMOS被接通之后尚未有另一个相关时钟边沿，则该流程前进以在步骤1201等待下一个时钟边沿。然而，如果已经有至少一个相关的居间时钟边沿，则该过程根据时隙而变化1221。对于时隙T1至T4，该过程等到下一个时钟边沿才接通该PMOS(且如果该NMOS尚未为断则截断该NMOS)。然而，在时隙T5至T8，一达到该谷值电流阈值，就接通该PMOS且截断该NMOS。
图8示出了，如果尚未越过欠压阈值Vth，时隙T1至T4(即，当IVLIMIT＝0时)的典型的电流波形特性。可看到电感器电流从零充电至峰值电流极限IPLIMIT，放电至零，经历不连续(即零电流)，然后再一次充电。当该电流接近零时，通过截断该NMOS来防止电感器电流变为负。在该实施方案中，清楚地是，由于电感器被防止变为负且谷值电流阈值被设置在零(或者实际上设置在用于截断该NMOS以防止电流反向的阈值)，仅在电感器电流在该阈值以上时才禁止该PMOS的接通，即，电感器电流等于该阈值意味着该PMOS的接通不再被禁止。
在时隙T1至T4期间，P沟道功率开关的接通与时钟边沿同步。即该PMOS仅在电感器电流达到零之后跟随的下一个时钟边沿处才接通。这意味着电感器电流通常是不连续的，即存在零电感器电流的时期期。这确保了最大平均电感器电流——在电感器电流变得几乎连续的情形中(即边界条件CCM)实现的——是IPLIMIT/2。
在运行中，该PMOS在时钟边沿处接通，并保持为通，直到达到峰值电流极限IPLIMIT。NMOS导通时期中的电流衰落可以足够慢，以使得该电流在下一个时钟边沿之前尚未减小到零。如果该PMOS要在该时钟边沿处恢复接通，则该电流会在下一个周期期间进一步增加。如前文讨论的，可以存在一个与该PMOS接通关联的内在最小脉冲宽度，所以不管峰值电流极限如何，该电流仍阶梯上升，如上文描述的。
然而，该控制方案使得该PMOS不是在该时钟边沿处接通，而是仅在该电流已经达到谷值电流阈值之后的一个时钟边沿处(可能在多个周期之后)才接通。
该情形最可能在初始时发生，由于VOUT小，所以衰落斜率会远小于上升斜率，(Vin-Vout)/L～Vin/L＞＞Vout/L。
如上文描述的，传播时延及类似物可意味着该PMOS实际仅在达到相关阈值之后短时间后才截断。为了清楚，在图8以及图9和图10中略去了该时延。类似地，当该NMOS实际上截断时，很可能仍有一些电流在流动，且会流经一个并联路径，例如与该NMOS关联的寄生体二极管。在传导经过该寄生体二极管的期间，电感器电流的斜率会改变，但是为清楚起见，图8至图10示出了恒定斜率。斜率的改变不影响该启动方案的运行。如上文提及的，出于该启动方案的目的，截断该NMOS可被视为电感器电流为零的一个指示。
如上文提及的，在启动运行模式的该实施方案中，在时隙T1至T4期间，该PMOS的接通总是与时钟边沿同步。然而在时隙T5至T8中，该PMOS在下一个时钟脉冲和电感器电流达到谷值电流阈值之中的较迟者时接通。
图9示出了，如果尚未越过欠压阈值且P沟道功率开关导通占空比小于50％，时隙T5至T8的典型的电流波形特性，其中电感器电流在每个周期结束之前减小至谷值电流极限IVLIMIT。
可看到，电感器电流从谷值电流阈值IVLIMIT或更低处充电至峰值电流极限IPLIMIT，然后再放电。在该时隙中，该电流确实落至起作用的IVLIMIT值以下。如果该电流确实恰巧在某个点达到零，则N沟道功率开关会像以前那样仍切断。
图9示出了电感器电流在与该PMOS截断的同一周期中达到谷值电流极限的情形。因此该PMOS仅在下一个边沿时钟处才接通。然而应理解，如果该电流在该周期结束时还没有达到下限IVLIMIT，则在后续周期中，电感器电流一落至较低极限IVLIMIT，该PMOS就会接通。
这在图10中示出，该图示出了，如果尚未越过欠压阈值且P沟道功率开关导通占空比大于50％，时隙T5至T8的典型的电流波形特性。
可看到，电感器电流从谷值电流阈值IVLIMIT或更低处充电至峰值电流极限IPLIMIT，然后再放电。
仅有一些P沟道功率开关的导通时期与时钟边沿一致，这是因为在一些情况下，电感器中的电流仅在后续周期的中途才达到谷值电流阈值。次谐波电流行为通常是不重要的，因为通常在故障状况下限制输出电流比使其频谱没有混杂成分更重要。实施启动运行模式，以在启动阶段期间限制所供应的最大电流。次谐波行为趋于降低平均输出电流，因此在启动期间不代表问题。
如果电流恰巧在某个点达到零，则N沟道功率开关会像以前那样切断。
注意，即使在启动中，使该PMOS以固定频率接通也是强烈希望的和有利的，这样避免了与整个系统中的其他部件发生不可预测的干扰，而不是使用在初始启动期间甚至之后具有变化极大的切换频率的异步滞后模式(asynchronous hysteretic mode)。
该方法的其他优点有：它广泛利用了现有电路，并给予了优异的控制，同时在负载电流小时仍允许该序列早结束(即，如果没有电流负载且输出电容器不是非常大，则或许即使在T1期间也可以达到Vth)(参照这样的方案：不管负载如何，VreI都在上电时缓慢倾斜上升(这仍可能会遭受重置清理问题))。
虽然以一序列离散步骤来描述，但是该方法也适于使用适当设计的斜波产生电路来使用斜波电流极限，而不是使用阶梯电流极限。本领域技术人员应清楚知晓如何设计这样的斜波电路。
根据本发明该实施方案的启动模式可以应用至峰值电流模式转换器或谷值电流模式转换器。电流限制可仅在启动模式期间应用，或者具有这种启动模式的转换器也可在正常运行中使用峰值电流极限和谷值电流极限，以像前文描述的那样提供短路接地/过流保护。在该情况中，一旦转换器离开启动模式并转变至正常运行，峰值电流极限和谷值电流阈值就可以被重置至合适的极限，用于正常运行中的电流限制保护。
由此，一旦在正常运行模式中，PMOS峰值电流极限传感器就保持活跃(active)，且如果被触发则接通NMOS以倾斜减小该电流。此外，PMOS被禁止再一次接通，直到NMOS电流已经减小到IVLIMIT以下。因为IVLIMIT在正常谷值电流阈值以上，所以在正常状况下，这对正常运行没有影响(或许可以因额外逻辑而节省少量的附加时延)。如上文，一旦已经触发PMOS峰值电流极限，这可导致次谐波振荡，但是所导致的频谱控制损失是不重要的，因为这是一个故障模式状况。
也有可能运行主环路，其中，直到NMOS电流在正常运行中已经减小至IVLIMIT以下，PMOS才被允许接通，不管是否已经触发PMOS电流极限。再一次，在大多数状况下，这是没有影响的，因为NMOS电流通常在IVLIMIT以下，但是发现这在一些状况下有助于限制运行。将PMOS电流和峰值电流极限进行比较的比较器电路会具有特定逻辑以及与之关联的传播时延，结果是，对于要触发的电流极限，将会有该PMOS的最小导通时期。如果运行状况是：在正常控制模式中在一个周期中的短于该最小导通时期的一段时间上该PMOS为接通，则PMOS峰值电流极限不会在该周期中被触发，即使PMOS电流在该电流极限以上。如果没有独立的谷值电流阈值，则该行为会在一些周期中重复，其中电流增加到峰值电流极限以上但是峰值电流极限绝不会被触发。具有独立的谷值电流阈值防止了这种行为，因为如果电感器电流在谷值电流阈值以上则会禁止接通该PMOS，即使尚未触发峰值电流阈值。这当然也会存在与该NMOS导通关联的最小导通时期以允许确定谷值电流阈值，但是清楚地是，在该PMOS在非常短的时间上为接通的情形中，会有很多时间来确定当该PMOS为断时的电感器电流。
虽然已经关于DC-DC降压转换器描述了上述实施方案，但是本发明的实施方案可总体用于切换调节器。切换调节器可以是功率管理设备——例如功率管理集成电路(即PMIC)——的一部分。本发明的实施方案可用于任何形式的电子装置的子系统的功率管理，无论具有单个电源还是多个电源，且无论是否是便携式的。但是，本发明的实施方案尤其适用于便携式装置，例如：移动计算装置，例如膝上计算机、上网笔记本电脑、PDA及类似物；移动通信装置，例如无线电话机、蜂窝电话机、移动电子邮件装置及类似物；个人媒体播放器，例如MP3或其他音频播放器、个人收音机、视频播放器；便携式视频游戏控制台和装置；个人导航装置，例如卫星导航器和GPS接收器，无论是车载的还是手持的还是任何其他便携式或电池供电的装置。
应注意，上述实施方案例示而非限制本发明，并且本领域技术人员能够在不背离所附权利要求的范围的情况下设计许多替代实施方案。词汇“包括(comprising)”并不排除在权利要求所列之外的元素或步骤的存在，“一(a/an)”并不排除多个，并且单个处理器或其他单元可以实现权利要求中记载的几个单元的功能。权利要求中的任何参考标记都不应被解释为限定权利要求的范围。

Claims (41)

1.一种DC-DC转换器中的电流限制方法，包括：
当高侧开关为接通时，监测指示所述转换器中的电流的第一信号是否在第一阈值以上；
若所述第一信号在所述第一阈值以上，则截断所述高侧开关；
当所述高侧开关为截断时，监测指示所述转换器中的电流的第二信号是否在第二阈值以上；以及
若所述第二信号在所述第二阈值以上，则禁止接通所述高侧开关。
2.根据权利要求1所述的方法，包括如下步骤：若所述第一信号在所述第一阈值以上，则接通低侧开关。
3.根据权利要求2所述的方法，其中当所述低侧开关响应所述第一信号在所述第一阈值以上而为接通时，所述低侧开关保持接通，直到所述高侧开关接通或直到接收到低侧截断控制信号。
4.根据前述权利要求任一项所述的方法，还包括如下步骤：当所述低侧开关为接通时，监测指示所述转换器中的电流的所述第二信号或第三信号是否在第三阈值以下，且若所述第三信号在所述第三阈值以下，则产生低侧截断控制信号。
5.根据权利要求1到4任一项所述的方法，其中当所述高侧开关的接通没有被禁止时，所述高侧开关响应第一控制信号而接通。
6.根据权利要求5所述的方法，其中所述第一控制信号是从时钟信号得出的。
7.根据权利要求6所述的方法，其中所述时钟信号具有恒定频率。
8.根据前述权利要求任一项所述的方法，其中所述方法在启动运行模式期间使用。
9.根据权利要求8所述的方法，其中在所述启动运行模式期间，所述转换器的电压环路被忽略。
10.根据权利要求8或9所述的方法，其中在所述启动运行模式期间，所述第一阈值和所述第二阈值中的至少一个随时间增加。
11.根据权利要求10所述的方法，其中所述第一阈值和/或所述第二阈值以多个步进增加。
12.根据权利要求10或11所述的方法，其中用于所述第二阈值的初始阈值水平在启动模式期间基本是零电流。
13.根据权利要求8到12任一项所述的方法，包括：在启动运行模式中运行，直到所述转换器的输出电压超过输出电压阈值，此后在正常运行模式中运行所述DC-DC转换器。
14.根据权利要求12所述的方法，其中如果在启动模式开始后的第一时间段内没有达到所述输出阈值，则所述转换器被抑制。
15.根据权利要求1到5任一项或权利要求8到14任一项所述的方法，其中在正常运行模式中，所述转换器在谷值电流模式控制模式中运行。
16.根据权利要求15所述的方法，其中在正常运行模式中，所述第二阈值被设置为在预期的运行谷值电流以上。
17.根据前述权利要求任一项所述的方法，其中仅在如果所述低侧开关已经响应所述第一信号超过所述第一阈值而接通时，才执行响应所述第二信号超过所述第二阈值而禁止接通所述高侧开关的步骤。
18.根据前述权利要求任一项所述的方法，其中所述第一信号是从所述高侧开关为接通时的电气属性确定的，且所述第二信号是从所述低侧开关为接通时的电气属性得出的。
19.根据前述权利要求任一项所述的方法，其中所述第一阈值和所述第二阈值中的至少一个根据下列中的至少一个而变化：高侧供应电压、所述转换器的输出电压、切换频率，以及所述电感器的电感。
20.一种DC-DC转换器，包括：
电感器，其操作性连接在第一节点和输出节点之间；
高侧开关，其操作性连接在高侧供应输入节点和所述第一节点之间；
低侧开关，其操作性连接在低侧供应输入节点和所述第一节点之间；
开关控制电路，其能运行以控制所述高侧开关和所述低侧开关；
其中所述开关控制电路包括：
第一限流电路，用于：如果指示所述电感器中的电流的第一
信号超过第一阈值，则截断所述高侧开关；以及
第二限流电路，用于：如果指示所述电感器中的电流的第二信号超过第二阈值，则禁止接通所述高侧开关。
21.根据权利要求20所述的DC-DC转换器，其中所述高侧开关包括P沟道晶体管，且所述第一限流电路包括第一比较器，该第一比较器被布置以比较所述P沟道晶体管的源-漏电压与所述第一阈值。
22.根据权利要求20或21所述的DC-DC转换器，其中所述低侧开关包括N沟道晶体管，且所述第二限流电路包括第二比较器，该第二比较器被布置以比较所述N沟道晶体管的源-漏电压与所述第二阈值。
23.根据权利要求20到22任一项所述的DC-DC转换器，其中所述开关控制电路被配置为在启动运行模式中基于时钟信号控制所述高侧开关的接通。
24.根据权利要求20到23任一项所述的DC-DC转换器，其中所述第一限流电路被配置为在启动运行模式中随时间增加所述第一阈值，且/或其中所述第二限流电路被配置为在所述启动运行模式中随时间增加所述第二阈值。
25.根据权利要求20到24任一项所述的DC-DC转换器，其中所述开关控制电路被配置为：如果所述电感器中的电流在所述低侧开关为通时达到第三阈值，则截断所述低侧开关。
26.根据权利要求20到25任一项所述的DC-DC转换器，其中所述开关控制电路被配置为在正常运行模式中提供谷值电流模式控制。
27.一种控制DC-DC转换器的方法，所述DC-DC转换器包括电感器，该电感器操作性连接至PMOS开关和NMOS开关，该方法包括：
对照PMOS电流极限监测PMOS开关电流；
若达到所述PMOS电流极限，则截断所述PMOS开关；
对照NMOS电流极限监测NMOS开关电流；
若达到所述NMOS电流极限，则保持所述NMOS开关接通并禁止所述PMOS开关接通。
28.一种开启DC-DC转换器的方法，包括下列步骤：
设置第一电流极限和第二电流极限；
接收包括一系列时钟脉冲的时钟信号；以及
监测至少一个指示所述转换器中的电流的信号；
其中所述方法包括重复的下列步骤：
当所述至少一个指示所述电感器中的电流的信号达到所述第一电流极限时，截断高侧开关，并保持所述高侧开关为断，直到至少下一个时钟脉冲，以及
随后在所述至少一个指示所述电感器中的电流的信号达到所述第二电流极限之后接通所述高侧开关。
29.根据权利要求28所述的方法，其中在第一运行模式中，所述随后接通所述高侧开关的步骤包括：在所述至少一个指示所述电感器中的电流的信号达到所述第二电流极限的时刻之后跟随的第一个时钟脉冲处，接通所述高侧开关。
30.根据权利要求28或29所述的方法，其中在第二运行模式中，所述随后接通所述高侧开关的步骤包括：在所述下一个时钟脉冲或所述至少一个指示所述电感器中的电流的信号达到所述第二电流极限之中的较迟发生者时，接通所述高侧开关。
31.根据权利要求30从属于权利要求29时所述的方法，其中所述方法包括：在至少第一时期期间在所述第一运行模式中运行，且在至少第二时期期间在所述第二运行模式中运行。
32.根据权利要求28到31任一项所述的方法，还包括如下步骤：如果所述电感器电流在第三阈值以下，则截断所述低侧开关。
33.根据权利要求28到32任一项所述的方法，包括如下步骤：随时间增加所述第一电流极限和所述第二电流极限中的至少。
34.一种为DC-DC转换器提供电流极限的方法，所述DC-DC转换器包括高侧供应开关和低侧供应开关，该方法包括：
提供第一控制信号，用于在正常运行中接通所述高侧供应开关；以及
当所述高侧供应开关为通时，对照第一阈值监测所述电感器中的电流，且当所述高侧供应开关为断时，对照第二阈值监测所述电感器中的电流；
其中如果超过所述第一阈值，则截断所述高侧开关，且
其中如果超过所述第二阈值，则禁止接通所述高侧开关；
且其中，当所述高侧开关没有被禁止接通时，所述高侧开关响应所述第一控制信号而接通。
35.一种启动DC-DC转换器的方法，包括：
应用第一电流极限，以通过截断高侧供应开关来提供峰值电流极限；以及
应用第二电流极限，以禁止接通所述高侧供应开关；
其中，当所述高侧供应开关没有被禁止接通时，所述高侧供应开关响应恒定频率时钟信号而接通。
36.一种功率管理集成电路，包括根据权利要求20到26任一项所述的DC-DC转换器。
37.一种电子装置，包括根据权利要求20到26任一项所述的DC-DC转换器，或包括根据权利要求36所述的功率管理集成电路。
38.根据权利要求37所述的电子装置，其中所述装置是下列之一：便携式计算装置、膝上计算机、个人数字助理、个人媒体播放器、MP3播放器、便携式电视机、移动通信装置、移动电话、导航设备、GPS装置、游戏控制台。
39.一种如上文参考附图中的图6描述的DC-DC转换器。
40.一种如上文参考附图中的图5和11描述的电流限制方法。
41.一种如上文参考附图中的图5、7-10、12a和12b描述的启动DC-DC转换器的方法。
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