TWI692922B - 應用於直流-直流轉換系統之緩啟動控制電路 - Google Patents

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Abstract

一種緩啟動控制電路,包含第一至第三反相器、第一至第三比較器、第一至第四電阻、第一至第四D型正反器與反或閘。第一比較器輸出第一觸發訊號。第二比較器輸出第二觸發訊號。第三比較器輸出第三觸發訊號。第一D型正反器輸出第一誤差放大預備訊號。第二D型正反器輸出第二誤差放大預備訊號。第三D型正反器輸出高位準輸出電壓預備訊號。第四D型正反器輸出低位準輸出電壓預備訊號。反或閘接收高位準輸出電壓致能訊號的反相訊號及第三觸發訊號並輸出高位準輸出電壓控制訊號,以防止直流-直流轉換系統在啟動過程中的浪湧電流。

Description

應用於直流-直流轉換系統之緩啟動控制電路
本發明係與顯示器有關,尤其是關於一種應用於直流-直流轉換系統之緩啟動控制電路,可適用於顯示器中之顯示驅動器的電源管理。
傳統上,液晶顯示器中之的閘極驅動器(Gate Driver)的電源(包含高位準輸出電壓VGH及低位準輸出電壓VGL)係分別由升壓直流-直流轉換器(Boost DC-DC Converter)以及降升壓直流-直流轉換器(Buck-Boost DC-DC Converter)所提供。其中,高位準輸出電壓VGH係為升壓直流-直流轉換器產生的正輸出電壓,而低位準輸出電壓則為降升壓直流-直流轉換器產生的負輸出電壓。
如圖1所示,共用同一電感L1的單電感雙極性輸出(Single-Inductor Dual-Output,SIDO)直流-直流轉換系統1可包含脈寬調變訊號產生器10、緩啟動控制電路12、時間多工器14、電流感測器16、單電感雙極性輸出直流-直流轉換器18、第一誤差放大器EA1~第二誤差放大器EA2、分壓電阻R1~R4、第一反相器INV1<1:0>、第二反相器INV2及第三反相器INV3。其中,單電感雙極性輸出直流-直流轉換器18可包含P型電晶體SP、N型電晶 體SN、升壓整流二極體(Boost Rectifier Diode)D1、降升壓整流二極體(Buck-Boost Rectifier Diode)D2、對應高位準輸出電壓VGH的輸出電容C1、對應低位準輸出電壓VGL的輸出電容C2及電感L1。第一反相器INV1<1:0>包含第一反相器INV1<1>及第一反相器INV1<0>。
第一誤差放大器EA1分別接收第一參考電壓VREFP及第一回饋訊號FBP,且第一回饋訊號FBP係由分壓電阻R1~R2對高位準輸出電壓VGH進行分壓而得。第二誤差放大器EA2分別接收第二參考電壓VREFN及第二回饋訊號FBN,且第二回饋訊號FBN係由分壓電阻R3~R4對參考電壓VREF與低位準輸出電壓VGL的電壓差進行分壓而得。電流感測器16用以感測流經N型電晶體SN的電流並產生電流感測訊號VCS<1:0>。電流感測訊號VCS<1:0>包含電流感測訊號VCS<1>及電流感測訊號VCS<0>。
脈寬調變訊號產生器10分別接收過電流參考電壓CREF0、第一誤差放大器EA1輸出的第一誤差放大訊號VEA1、第二誤差放大器EA2輸出的第二誤差放大訊號VEA2、電流感測器16輸出的電流感測訊號VCS<1:0>及過電流保護電壓VOCP,並據以產生第一脈寬調變訊號VPWM1及第二脈寬調變訊號VPWM2至緩啟動控制電路12及時間多工器14。
緩啟動控制電路12分別接收高位準輸出電壓致能訊號EN_VGH、低位準輸出電壓致能訊號EN_VGL、高位準輸出電壓VGH、第一回饋訊號FBP、第二回饋訊號FBN、第一參考電壓VREFP、第二參考電壓VREFN、第一脈寬調變訊號VPWM1及第二脈寬調變訊號VPWM2,並據以產生高位準輸出電壓預備訊號VGHR、低位準輸出電壓預備訊號VGLR、誤 差放大預備訊號VEA1R、誤差放大預備訊號VEA2R及高位準輸出電壓控制訊號VGHC至時間多工器14。
時間多工器14分別接收高位準輸出電壓致能訊號EN_VGH、低位準輸出電壓致能訊號EN_VGL、時脈訊號CLK、1/2時脈訊號CLKD2、第一脈寬調變訊號VPWM1、第二脈寬調變訊號VPWM2、高位準輸出電壓預備訊號VGHR、低位準輸出電壓預備訊號VGLR、第一誤差放大預備訊號VEA1R、第二誤差放大預備訊號VEA2R及高位準輸出電壓控制訊號VGHC,並分別產生第一反相輸出訊號PCTR<1:0>至第一反相器INV1<1:0>、產生第二反相輸出訊號NCTR至第二反相器INV2以及產生第三反相輸出訊號PCTRS至第三反相器INV3。第一反相輸出訊號PCTR<1:0>包含第一反相輸出訊號PCTR<1>及第一反相輸出訊號PCTR<0>。
當第一反相器INV1<1:0>接收到第一反相輸出訊號PCTR<1:0>時,第一反相器INV1<1:0>對第一反相輸出訊號PCTR<1:0>進行反相處理後產生第一開關控制訊號VGP<1:0>至單電感雙極性輸出直流-直流轉換器18中之P型電晶體SP<1:0>,以控制P型電晶體SP<1:0>之運作時序。第一開關控制訊號VGP<1:0>包含第一開關控制訊號VGP<1>及第一開關控制訊號VGP<0>。P型電晶體SP<1:0>包含P型電晶體SP<1>及P型電晶體SP<0>。
當第二反相器INV2接收到第二反相輸出訊號NCTR時,第二反相器INV2對第二反相輸出訊號NCTR進行反相處理後產生第二開關控制訊號VGN至單電感雙極性輸出直流-直流轉換器18中之N型電晶體SN,以控制N型電晶體SN之運作時序。
當第三反相器INV3接收到第三反相輸出訊號PCTRS時,第三反相器INV3對第三反相輸出訊號PCTRS進行反相處理後產生第三開關控制訊號VGPS至單電感雙極性輸出直流-直流轉換器18中之P型電晶體SP2,以控制P型電晶體SP2之運作時序。
如圖2所示,為了避免次諧和振盪(Subharmonic Oscillation)的現象發生,脈寬調變訊號產生器10可透過加法器+將電流感測訊號VCS<0>及VCS<1>分別加入鋸齒波VSAW1及VSAW2進行斜率補償(Slope Compensation)以形成斜波訊號VRAMP1及VRAMP2,其時序圖如圖3所示。
比較器CMP1的正輸入端+與負輸入端-分別接收斜波訊號VRAMP1與誤差放大訊號VEA1並據以產生第一脈寬調變訊號VPWM1至或閘OR1。或閘OR1分別接收過電流保護事件訊號OCPE及第一脈寬調變訊號VPWM1並輸出第一脈寬調變訊號VPWM1,其時序圖如圖3所示。
比較器CMP2的正輸入端+與負輸入端-分別接收斜波訊號VRAMP2與誤差放大訊號VEA2並據以產生第二脈寬調變訊號VPWM2至或閘OR2。或閘OR2分別接收過電流保護事件訊號OCPE及第二脈寬調變訊號VPWM2並輸出第二脈寬調變訊號VPWM2,其時序圖如圖3所示。
比較器CMP3的正輸入端+與負輸入端-分別接收過電流保護電壓VOCP及參考電壓VREF0,並據以產生過電流保護事件訊號OCPE,以提供至或閘OR1及或閘OR2。當過電流保護電壓VOCP大於參考電壓VREF0時,代表流經電感L1的電感電流超過額定值,因此,過電流保護事件訊號OCPE、第一脈寬調變訊號VPWM1及第二脈寬調變訊號VPWM2均為高位準。
由圖1可知:單電感雙極性輸出直流-直流轉換系統1有高位準輸出電壓致能訊號(EN_VGH)及低位準輸出電壓致能訊號(EN_VGL),且兩者的先後次序並非固定,所以共有四種緩啟動過程。然而,傳統的單電感雙極性輸出直流-直流轉換系統1所採用的緩啟動控制電路12並無法避免在四種緩啟動過程中出現浪湧電流,導致顯示器中之顯示驅動器的電源管理不佳,極待改善。
有鑑於此,本發明提出一種應用於直流-直流轉換系統之緩啟動控制電路,以有效解決先前技術所遭遇到之上述問題。
根據本發明之一具體實施例為一種應用於一直流-直流轉換系統之緩啟動控制電路,用以防止直流-直流轉換系統在啟動過程中的浪湧電流。於此實施例中,緩啟動控制電路包含第一反相器至第三反相器、第一比較器至第三比較器、第一電阻至第四電阻、第一D型正反器至第四D型正反器與反或閘。第一反相器用以接收第一脈寬調變訊號並輸出第一脈寬調變訊號的反相訊號。第二反相器用以接收第二脈寬調變訊號並輸出第二脈寬調變訊號的反相訊號。第三反相器用以接收高位準輸出電壓致能訊號並輸出高位準輸出電壓致能訊號的反相訊號。第一比較器用以接收第一回饋訊號及第一參考電壓並輸出第一觸發訊號。第二比較器用以接收第二回饋訊號及第二參考電壓並輸出第二觸發訊號。第一電阻及第二電阻串接於高位準輸出電壓與接地端之間。第三電阻及第四電阻串接於輸入電壓與接地端之間。第三比較器耦接至第一電阻與第二電阻之間以及第三電阻與第 四電阻之間,用以接收第一電阻與第二電阻之間的第一分壓以及第三電阻與第四電阻之間的第二分壓並輸出第三觸發訊號。第一D型正反器耦接第一反相器,用以接收第一脈寬調變訊號的反相訊號、輸入電壓及高位準輸出電壓致能訊號並輸出第一誤差放大預備訊號及第一誤差放大預備訊號的反相訊號。第二D型正反器耦接第二反相器,用以接收第二脈寬調變訊號的反相訊號、輸入電壓及低位準輸出電壓致能訊號並輸出第二誤差放大預備訊號及第二誤差放大預備訊號的反相訊號。第三D型正反器耦接第一比較器,用以接收第一觸發訊號、輸入電壓及高位準輸出電壓致能訊號並輸出高位準輸出電壓預備訊號及高位準輸出電壓預備訊號的反相訊號。第四D型正反器耦接第二比較器,用以接收第二觸發訊號、輸入電壓及低位準輸出電壓致能訊號並輸出低位準輸出電壓預備訊號及低位準輸出電壓預備訊號的反相訊號。反或閘耦接至第三反相器及第三比較器,用以接收高位準輸出電壓致能訊號的反相訊號及第三觸發訊號並輸出高位準輸出電壓控制訊號。
於一實施例中,直流-直流轉換系統為單電感雙極性輸出(Single-Inductor Dual-Output,SIDO)直流-直流轉換系統,用以輸出高位準輸出電壓及低位準輸出電壓,其中高位準輸出電壓為正電壓且低位準輸出電壓為負電壓。
於一實施例中,直流-直流轉換系統還包含時間多工電路,耦接緩啟動控制電路,用以接收來自緩啟動控制電路的第一誤差放大預備訊號、第二誤差放大預備訊號、高位準輸出電壓預備訊號、低位準輸出電壓預備訊號及高位準輸出電壓控制訊號。
於一實施例中,時間多工電路還接收第一脈寬調變訊號、第二脈寬調變訊號、時脈訊號、時脈相關訊號、高位準輸出電壓致能訊號及低位準輸出電壓致能訊號並輸出第一反相輸出訊號、第二反相輸出訊號及第三反相輸出訊號,時脈相關訊號為二分之一的時脈訊號。
於一實施例中,直流-直流轉換系統還包含單電感雙極性輸出直流-直流轉換器,分別透過三個反相器耦接至時間多工電路。
於一實施例中,該三個反相器分別將時間多工電路輸出的第一反相輸出訊號、第二反相輸出訊號及第三反相輸出訊號轉變為第一開關控制訊號、第二開關控制訊號及第三開關控制訊號後輸出至單電感雙極性輸出直流-直流轉換器。
於一實施例中,單電感雙極性輸出直流-直流轉換器包含N型電晶體、第一P型電晶體、第二P型電晶體及電感,第一P型電晶體耦接於輸入電壓與電感之間、第二P型電晶體耦接於輸入電壓與電感之間且N型電晶體耦接於電感與接地端之間,N型電晶體之閘極受控於第一開關控制訊號、第一P型電晶體之閘極受控於第二開關控制訊號且第二P型電晶體之閘極受控於第三開關控制訊號。
於一實施例中,當第一回饋訊號大於第一參考電壓時,第一比較器輸出的第一觸發訊號為高位準。
於一實施例中,當第二回饋訊號大於第二參考電壓時,第二比較器輸出的第二觸發訊號為高位準。
於一實施例中,第一分壓大於第二分壓時,第三比較器輸出的第三觸發訊號為高位準。
於一實施例中,第一D型正反器輸出的第一誤差放大預備訊號係被第一脈寬調變訊號的後緣觸發而由低位準變為高位準;當高位準輸出電壓致能訊號為低位準時,第一誤差放大預備訊號會被重設至低位準。
於一實施例中,第二D型正反器輸出的第二誤差放大預備訊號係被第二脈寬調變訊號的後緣觸發而由低位準變為高位準;當低位準輸出電壓致能訊號為低位準時,第二誤差放大預備訊號會被重設至低位準。
於一實施例中,第三D型正反器輸出的高位準輸出電壓預備訊號係被第一觸發訊號的前緣觸發而由低位準變為高位準;當高位準輸出電壓致能訊號為低位準時,高位準輸出電壓預備訊號會被重設至低位準。
於一實施例中,第四D型正反器輸出的低位準輸出電壓預備訊號係被第二觸發訊號的前緣觸發而由低位準變為高位準;當低位準輸出電壓致能訊號為低位準時,低位準輸出電壓預備訊號會被重設至低位準。
於一實施例中,第一電阻與第三電阻之電阻值相等且第二電阻與第四電阻之電阻值相等;當高位準輸出電壓大於輸入電壓且高位準輸出電壓致能訊號為高位準時,反或閘輸出的高位準輸出電壓控制訊號為高位準。
於一實施例中,高位準輸出電壓與低位準輸出電壓的緩啟動具有第一緩啟動過程至第四緩啟動過程;當高位準輸出電壓與低位準輸出電壓的緩啟動在時間上彼此重疊時,時間多工電路具有第一時間多工器模式、第二時間多工器模式、第三時間多工器模式、第四時間多工器模式、第五時間多工器模式、第六時間多工器模式、第七時間多工器模式及第八時間多工器模式。
於一實施例中,於第一緩啟動過程中,高位準輸出電壓致能訊號先從低位準變為高位準,使得高位準輸出電壓先啟動而開始上升,此時時間多工電路由第一時間多工器模式切換為第二時間多工器模式;當高位準輸出電壓尚未完成緩啟動時,低位準輸出電壓也接著啟動而開始下降,此時時間多工電路由第三時間多工器模式切換為第七時間多工器模式。
於一實施例中,於第二緩啟動過程中,低位準輸出電壓致能訊號先從低位準變為高位準,使得低位準輸出電壓先啟動而開始下降,此時時間多工電路由第一時間多工器模式切換為第五時間多工器模式;當低位準輸出電壓尚未完成緩啟動時,高位準輸出電壓也接著啟動而開始上升,此時時間多工電路由第五時間多工器模式切換為第六時間多工器模式。
於一實施例中,於第三緩啟動過程中,高位準輸出電壓致能訊號先從低位準變為高位準,使得高位準輸出電壓先啟動而開始上升,此時時間多工電路由第一時間多工器模式切換為第二時間多工器模式;當高位準輸出電壓完成緩啟動之後,低位準輸出電壓才啟動,此時時間多工電路運作於第四時間多工器模式。
於一實施例中,於第四緩啟動過程中,低位準輸出電壓致能訊號先從低位準變為高位準,使得低位準輸出電壓先啟動而開始下降,此時時間多工電路由第一時間多工器模式切換為第五時間多工器模式;當低位準輸出電壓完成緩啟動之後,高位準輸出電壓才啟動,此時時間多工電路運作該第五時間多工器模式。
相較於先前技術,本發明所提出之應用於直流-直流轉換系統之緩啟動控制電路可適用於顯示裝置中之顯示驅動器的電源管理,用來防止直流-直流轉換器在啟動過程中的浪湧電流(Inrush current)。由於直流-直流轉換器有兩個致能訊號:高位準輸出電壓致能訊號(EN_VGH)及低位準輸出電壓致能訊號(EN_VGL),且兩者的先後次序並非固定,所以共有四種緩啟動過程。本發明所提出之應用於直流-直流轉換系統之緩啟動控制電路可實現在直流-直流轉換器的四種緩啟動過程中均無浪湧電流產生。
關於本發明之優點與精神可以藉由以下的發明詳述及所附圖式得到進一步的瞭解。
根據本發明之一具體實施例為一種應用於直流-直流轉換系統之緩啟動控制電路,適用於顯示裝置中之顯示驅動器的電源管理,用來防止直流-直流轉換系統中之直流-直流轉換器在不同的緩啟動過程中出現浪湧電流(Inrush current)。
實際上,直流-直流轉換系統可以是單電感雙極性輸出(Single-Inductor Dual-Output, SIDO)直流-直流轉換系統,用以輸出高位準輸出電壓(VGH)及低位準輸出電壓(VGL),其中高位準輸出電壓(VGH)為正電壓且低位準輸出電壓(VGL)為負電壓,但不以此為限。
由於直流-直流轉換系統中採用了兩個致能訊號:高位準輸出電壓致能訊號(EN_VGH)及低位準輸出電壓致能訊號(EN_VGL),且兩者的先後次序並非固定,所以共有下列四種緩啟動過程:
(1)高位準輸出電壓VGH先啟動,但在高位準輸出電壓VGH尚未完成緩啟動時,低位準輸出電壓VGL也接著啟動。
(2)低位準輸出電壓VGL先啟動,在低位準輸出電壓VGL尚未完成緩啟動時,高位準輸出電壓VGH也接著啟動。
(3)高位準輸出電壓VGH先啟動,在高位準輸出電壓VGH完成緩啟動之後,低位準輸出電壓VGL才啟動。
(4)低位準輸出電壓VGL先啟動,在低位準輸出電壓VGL完成緩啟動之後,高位準輸出電壓VGH才啟動。
透過本發明所提出的緩啟動控制電路,可實現在直流-直流轉換系統的上述四種緩啟動過程中均不會有浪湧電流產生,藉以克服先前技術所遭遇到之問題。
請參照圖4,圖4係繪示此實施例中之應用於直流-直流轉換系統之緩啟動控制電路的示意圖。
如圖4所示,應用於直流-直流轉換系統的緩啟動控制電路12可包含比較器CMP4~CMP6、D型正反器DFF1~DFF4、反相器INV4~INV6、電阻R5~R8與反或閘NOR1。其中,反相器INV4耦接D型正反器DFF1;反相器INV5耦接D型正反器DFF2;反相器INV6耦接反或閘NOR1;比較器CMP4耦接D型正反器DFF3;比較器CMP5耦接D型正反器DFF4;比較器CMP6耦接反或閘NOR1;電阻R5及R6串接於高位準輸出電壓VGH與接地端之間;電阻R7及R8串接於輸入電壓VIN與接地端之間;比較器CMP6之正輸入端+耦接至電阻R5及R6之間且比較器CMP6之負輸入端-耦接至電阻R7及R8之間。
Figure 02_image008
Figure 02_image009
比較器CMP4接收第一回饋訊號FBP及第一參考電壓VREFP並產生第一觸發訊號TR1至D型正反器DFF3。D型正反器DFF3接收第一觸發訊號TR1、高位準輸出電壓致能訊號EN_VGH及輸入電壓VIN並分別產生高位準輸出電壓預備訊號VGHR及高位準輸出電壓預備訊號的反相訊號VGHR。比較器CMP5接收第二回饋訊號FBN及第二參考電壓VREFN並產生第二觸發訊號TR2至D型正反器DFF4。D型正反器DFF4接收第二觸發訊號TR2、低位準輸出電壓致能訊號EN_VGL及輸入電壓VIN並分別產生低位準輸出電壓預備訊號VGLR及低位準輸出電壓預備訊號的反相訊號VGLR。
Figure 02_image010
Figure 02_image011
Figure 02_image012
Figure 02_image013
Figure 02_image010
Figure 02_image014
反相器INV4接收第一脈寬調變訊號VPWM1並據以產生第一脈寬調變訊號的反相訊號VPWM1至D型正反器DFF1。D型正反器DFF1接收第一脈寬調變訊號的反相訊號VPWM1、高位準輸出電壓致能訊號EN_VGH及輸入電壓VIN,並分別產生誤差放大預備訊號VEA1R及誤差放大預備訊號的反相訊號VEA1R。反相器INV5接收第二脈寬調變訊號VPWM2並據以產生第二脈寬調變訊號的反相訊號VPWM2至D型正反器DFF2。D型正反器DFF2接收第二脈寬調變訊號的反相訊號VPWM2、低位準輸出電壓致能訊號EN_VGL及輸入電壓VIN,並分別產生誤差放大預備訊號VEA2R及誤差放大預備訊號的反相訊號VEA2R。
比較器CMP6的正輸入端+從電阻R5與R6之間接收高位準輸出電壓VGH的分壓VGHF且比較器CMP6的負輸入端-從電阻R7與R8之間接收輸入電壓VIN的分壓VINF,並據以產生第三觸發訊號TR3至反或閘NOR1。反相器INV6接收高位準輸出電壓致能訊號EN_VGH並據以產生高位準輸出電壓致能訊號的
Figure 02_image015
反相訊號EN_VGH至反或閘NOR1。反或閘NOR1分別接收第三觸發訊號TR3及
Figure 02_image016
高位準輸出電壓致能訊號的反相訊號EN_VGH並據以產生高位準輸出電壓控制訊號VGHC。
需說明的是,當第一回饋訊號FBP大於第一參考電壓VREFP時,比較器CMP4所產生的第一觸發訊號TR1為高位準;當第二回饋訊號FBN大於第二參考電壓VREFN時,比較器CMP5所產生的第二觸發訊號TR2為高位準;當高位準輸出電壓VGH的分壓VGHF大於輸入電壓VIN的分壓VINF時,比較器CMP6所產生的第三觸發訊號TR3為高位準。
D型正反器DFF1所產生的誤差放大預備訊號VEA1R係被第一脈寬調變訊號VPWM1的後緣觸發而由低位準變為高位準。當高位準輸出電壓致能訊號EN_VGH為低位準時,D型正反器DFF1所產生的誤差放大預備訊號VEA1R會被重設至低位準。
D型正反器DFF2所產生的誤差放大預備訊號VEA2R係被第二脈寬調變訊號VPWM2的後緣觸發而由低位準變為高位準。當低位準輸出電壓致能訊號EN_VGL為低位準時,D型正反器DFF2所產生的誤差放大預備訊號VEA2R會被重設至低位準。
D型正反器DFF3所產生的高位準輸出電壓預備訊號VGHR係被第一觸發訊號TR1的前緣觸發(亦即第一回饋訊號FBP大於第一參考電壓VREFP)而由低位準變為高位準。當高位準輸出電壓致能訊號EN_VGH為低位準時,D型正反器DFF3所產生的高位準輸出電壓預備訊號VGHR會被重設至低位準。
D型正反器DFF4所產生的低位準輸出電壓預備訊號VGLR係被第二觸發訊號TR2的前緣觸發(亦即第二回饋訊號FBN大於第二參考電壓VREFN)而由低位準變為高位準。當低位準輸出電壓致能訊號EN_VGL為低位準時,D型正反器DFF4所產生的低位準輸出電壓預備訊號VGLR會被重設至低位準。
電阻R5與R7之電阻值相等且電阻R6與R8之電阻值相等。當高位準輸出電壓VGH大於輸入電壓VIN且高位準輸出電壓致能訊號EN_VGH為高位準時,反或閘NOR1所輸出的高位準輸出電壓控制訊號VGHC為高位準。
接著,請參照圖5。圖5係繪示在高位準輸出電壓VGH的啟動過程中,緩啟動控制電路12之各訊號的時序圖。
如圖5所示,在時間T1之後,亦即高位準輸出電壓致能訊號EN_VGH從低位準變為高位準之後,圖5中之所有信號才開始動作。當高位準輸出電壓致能訊號EN_VGH為低位準時,高位準輸出電壓VGH的相關電路均運作於電源關閉(Power down, PD)模式下。
第一脈寬調變訊號VPWM1係由脈寬調變訊號產生器10產生。當第一誤差放大器EA1輸出的第一誤差放大訊號VEA1高於第一斜波訊號VRAMP1時,第一脈寬調變訊號VPWM1才會開始被觸發,當第一誤差放大訊號VEA1由低到高時,第一脈寬調變訊號VPWM1的脈寬會隨之由小變大,使得電感電流的峰值也由小變大,以避免出現浪湧電流。
誤差放大預備訊號VEA1R係由D型正反器DFF1產生。一旦第一脈寬調變訊號VPWM1開始被觸發後產生的第一個下降沿(Falling edge)即使得D型正反器DFF1所產生的誤差放大預備訊號VEA1R由低位準變為高位準,代表誤差放大訊號VEA1已高於第一斜波訊號VRAMP1,而足以產生第一脈寬調變訊號VPWM1。
高位準輸出電壓預備訊號VGHR係由比較器CMP4與D型正反器DFF3產生。當高位準輸出電壓VGH的第一回饋訊號FBP上升至第一參考電壓VREFP時,比較器CMP4所產生的第一觸發訊號TR1由低位準變為高位準,使得D型正反器DFF3所產生的高位準輸出電壓預備訊號VGHR由低位準變為高位準,代表高位準輸出電壓VGH已達設定值(第一參考電壓VREFP/電阻R2*(電阻R1+電阻R2)),亦即高位準輸出電壓VGH已完成緩啟動過程。
高位準輸出電壓控制訊號VGHC係由比較器CMP6與反或閘NOR1產生。由於電阻R5與R7之電阻值相等且電阻R6與F8的電阻值相等, 所以當高位準輸出電壓VGH的分壓VGHF與輸入電壓VIN的分壓VINF相等時,代表高位準輸出電壓VGH與輸入電壓VIN相等。此時,比較器CMP6所產生的第三觸發訊號TR3由低位準變為高位準,使得反或閘NOR1所產生的高位準輸出電壓控制訊號VGHC於時間T3由高位準變為低位準,而高位準輸出電壓控制訊號VGHC處於高位準的期間(亦即時間T1至T3)代表高位準輸出電壓VGH啟動後從0V上升至輸入電壓VIN所耗費的時間。
接著,請參照圖6。圖6係繪示在低位準輸出電壓VGL的啟動過程中,緩啟動控制電路12之各訊號的時序圖。
如圖6所示,在時間T1之後,亦即低位準輸出電壓致能訊號EN_VGL從低位準變為高位準之後,圖6中之所有信號才開始動作。當低位準輸出電壓致能訊號EN_VGL為低位準時,低位準輸出電壓VGL的相關電路均運作於電源關閉(Power down, PD)模式下。
第二脈寬調變訊號VPWM2係由脈寬調變訊號產生器10產生。當第二誤差放大器EA2輸出的第二誤差放大訊號VEA2高於第二斜波訊號VRAMP2時,第二脈寬調變訊號VPWM2才會開始被觸發,當第二誤差放大訊號VEA2由低到高時,第二脈寬調變訊號VPWM2的脈寬會隨之由小變大,使得電感電流的峰值也由小變大,以避免出現浪湧電流。
誤差放大預備訊號VEA2R係由D型正反器DFF2產生。一旦第二脈寬調變訊號VPWM2開始被觸發後產生的第一個下降沿(Falling edge)即使得D型正反器DFF2所產生的誤差放大預備訊號VEA2R由低位準變為高位準,代表誤差放大訊號VEA2已高於第二斜波訊號VRAMP2,而足以產生第二脈寬調變訊號VPWM2。
低位準輸出電壓預備訊號VGLR係由比較器CMP5與D型正反器DFF4產生。當低位準輸出電壓VGL的第二回饋訊號FBN上升至第二參考電壓VREFN時,比較器CMP5所產生的第二觸發訊號TR2由低位準變為高位準,使得D型正反器DFF4所產生的低位準輸出電壓預備訊號VGLR由低位準變為高位準,代表低位準輸出電壓VGL已達設定值(參考電壓VREF-(參考電壓VREF-第二參考電壓VREFN)/電阻R3*(電阻R3+電阻R4)),亦即低位準輸出電壓VGL已完成緩啟動過程。
接下來,請參照圖7A至圖9B,圖7A至圖9B係分別繪示在緩啟動過程中,單電感雙極性輸出直流-直流轉換器18的六種操作相位及電源關閉相位。
如圖7A及圖7B所示,單電感雙極性輸出直流-直流轉換器18分別操作於第A1相位及第A2相位。兩者均屬於電感儲存能量的相位,其差別在於:第A1相位中之P型電晶體SP<1>處於關閉狀態,而第A2相位中之P型電晶體SP<1>與SP<0>均處於導通狀態。由於P型電晶體SP<1>與SP<0>的面積比是64:7,因此,第A1相位中之P型電晶體SP<1>的導通電阻較大,使得電感電流較小。
如圖8A至圖8C所示,單電感雙極性輸出直流-直流轉換器18分別操作於第B0相位至第B2相位。三者均屬於對高位準輸出電壓VGH的輸出電容C1充電的相位,其差別在於:由於P型電晶體SP<1>、SP<0>及SP2的面積比是64:7:1,使得導通電阻由大至小依序是P型電晶體SP<1>、SP<0>及SP2,而各相位的電容充電電流由大到小依序為第B2相位、第B1相位及第B0相位。
如圖9A所示,單電感雙極性輸出直流-直流轉換器18操作於第C相位,其屬於對低位準輸出電壓VGL的輸出電容C2放電的相位。
如圖9B所示,單電感雙極性輸出直流-直流轉換器18操作於電源關閉相位,所有的電晶體均處於關閉狀態。
於一實施例中,在一個時脈周期內,第A2相位、第C相位及電源關閉相位PD可組成兩種低位準輸出電壓VGL之狀態:分別為狀態BB-PD及狀態BB,如表1所示:
表1
Figure 108113684-A0304-0001
如圖10A所示,低位準輸出電壓VGL之狀態BB-PD係對應於電源關閉相位PD。此時,低位準輸出電壓VGL的控制迴路無法產生第二脈寬調變訊號VPWM2,且誤差放大預備訊號VEA2R為低位準。
如圖10B所示,低位準輸出電壓VGL之狀態BB係對應於第A2相位與第C相位,屬於降升壓(BUCK-BOOST)動作。電流由過電流保護功能所控制,且誤差放大預備訊號VEA2R為高位準。
請參照圖11,圖11係繪示低位準輸出電壓VGL之緩啟動過程的時序圖。如圖11所示,當誤差放大預備訊號VEA2R由低位準變為高位準時,亦即時間T1,低位準輸出電壓VGL會由原本的0V開始下降,而低位準輸出電壓VGL之狀態會由狀態BB-PD變為狀態BB。
於另一實施例中,在一個時脈周期內,第A1相位、第A2相位、第B0相位、第B1相位、第B2相位及電源關閉相位PD可組成四種高位準輸出電壓VGH之狀態:分別為狀態BST-PD、狀態BST-SS0、狀態BST-SS1及狀態BST,如表2所示:
表2
Figure 108113684-A0304-0002
如圖12A所示,高位準輸出電壓VGH之狀態BST-PD係由相位PD(亦即電源關閉相位)構成,此時高位準輸出電壓致能訊號EN_VGH為低位準。
如圖12B所示,高位準輸出電壓VGH之狀態BST-SS0係由相位B0組成。當高位準輸出電壓VGH控制迴路啟動後(亦即高位準輸出電壓致能訊號EN_VGH為高位準),誤差放大電壓VEA1並未超過斜波訊號VRAMP1,使得誤差放大預備訊號VEA1R為低位準而無法產生脈寬調變訊號VPWM1,故透過具有大電阻的P型電晶體SP2進行充電,以避免湧浪電流產生。
如圖12C所示,高位準輸出電壓VGH之狀態BST-SS1係由相位A1與相位B1組成,屬於升壓(Boost)動作。此時,誤差放大電壓VEA1已超過斜波訊號VRAMP1而能產生脈寬調變訊號VPWM1,但因高位準輸出電壓VGH仍低於輸入電壓VIN,所以在相位A1與相位B1下均僅導通P型電晶體SP<0>,以透過具有大電阻的P型電晶體SP<0>進行升壓動作而可避免湧浪電流產生。
如圖12D所示,高位準輸出電壓VGH之狀態BST係由相位A2與相位B2組成,屬於升壓(Boost)動作。當高位準輸出電壓VGH上升至高於輸入電壓VIN之後,亦即誤差放大預備訊號VEA1R為高位準且高位準輸出電壓控制訊號VGHC為低位準,所有電晶體均導通進行升壓,電流由過電流保護功能所控制。
請參照圖13,圖13係繪示高位準輸出電壓VGH緩啟動過程之時序圖。如圖13所示,當高位準輸出電壓致能訊號EN_VGH由低位準變為高位準時,亦即時間T1,高位準輸出電壓VGH之狀態由狀態BST-PD變為狀態BST-SS0。當誤差放大預備訊號VEA1R由低位準變為高位準時,亦即時間T2,高位準輸出電壓VGH之狀態由狀態BST-SS0變為狀態BST-SS1。當高位準輸出電壓控制訊號VGHC由高位準變為低位準時,亦即時間T3,高位準輸出電壓VGH上升至與輸入電壓VIN相等,高位準輸出電壓VGH之狀態由狀態BST-SS1變為狀態BST。
由於直流-直流轉換系統中採用了兩個致能訊號:高位準輸出電壓致能訊號(EN_VGH)及低位準輸出電壓致能訊號(EN_VGL),且兩者的先後次序並非固定,所以共有下列四種緩啟動過程:
(1)第一緩啟動過程:高位準輸出電壓VGH先啟動,但在高位準輸出電壓VGH尚未完成緩啟動時,低位準輸出電壓VGL也接著啟動。
(2)第二緩啟動過程:低位準輸出電壓VGL先啟動,在低位準輸出電壓VGL尚未完成緩啟動時,高位準輸出電壓VGH也接著啟動。
(3)第三緩啟動過程:高位準輸出電壓VGH先啟動,在高位準輸出電壓VGH完成緩啟動之後,低位準輸出電壓VGL才啟動。
(4)第四緩啟動過程:低位準輸出電壓VGL先啟動,在低位準輸出電壓VGL完成緩啟動之後,高位準輸出電壓VGH才啟動。
當高位準輸出電壓VGH與低位準輸出電壓VGL的緩啟動在時間上彼此重疊時,需使用時間多工(Time multiplexing)技術在兩個周期(2T)內依序分配兩個狀態,使得每個周期(T)具有相同或不同的相位。因此,在此過程中共有八種時間多工器模式(Time multiplexer mode),如表3所示:
表3
Figure 108113684-A0304-0003
請參照圖14A,於第一時間多工器模式PD下,低位準輸出電壓VGL之狀態為BB-PD且高位準輸出電壓之狀態VGH之狀態為BST-PD,且第一週期(時間0~時間T)與第二週期(時間T~時間2T)均為相位PD。
請參照圖14B,於第二時間多工器模式SS0-SS0下,低位準輸出電壓VGL之狀態為BB-PD且高位準輸出電壓之狀態VGH之狀態為BST-SS0,且第一週期(時間0~時間T)與第二週期(時間T~時間2T)均為相位B0。
請參照圖14C,於第三時間多工器模式SS1-SS1下,低位準輸出電壓VGL之狀態為BB-PD且高位準輸出電壓之狀態VGH之狀態為BST-SS1,且第一週期(時間0~時間T)與第二週期(時間T~時間2T)均為相位A1+相位B1。
請參照圖15A,於第四時間多工器模式BST-BST下,低位準輸出電壓VGL之狀態為BB-PD且高位準輸出電壓之狀態VGH之狀態為BST,且第一週期(時間0~時間T)與第二週期(時間T~時間2T)均為相位A2+相位B2。
請參照圖15B,於第五時間多工器模式BB-BB下,低位準輸出電壓VGL之狀態為BB且高位準輸出電壓之狀態VGH之狀態為BST-PD,且第一週期(時間0~時間T)與第二週期(時間T~時間2T)均為相位A2+相位C。
請參照圖16A,於第六時間多工器模式TMUX0下,低位準輸出電壓VGL之狀態為BB且高位準輸出電壓之狀態VGH之狀態為BST-SS0,且第一週期(時間0~時間T)為相位A2+C且第二週期(時間T~時間2T)為相位B0。
請參照圖16B,於第七時間多工器模式TMUX1下,低位準輸出電壓VGL之狀態為BB且高位準輸出電壓之狀態VGH之狀態為BST-SS1,且第一週期(時間0~時間T)為相位A2+C且第二週期(時間T~時間2T)為相位A2+相位B2。
請參照圖16C,於第八時間多工器模式TMUX下,低位準輸出電壓VGL之狀態為BB且高位準輸出電壓之狀態VGH之狀態為BST,且第一週期(時間0~時間T)為相位A2+C且第二週期(時間T~時間2T)為相位A1+相位B1。
請參照圖17,於第一緩啟動過程中,高位準輸出電壓致能訊號EN_VGH先於時間T1從低位準變為高位準,使得高位準輸出電壓VGH先啟動而開始上升。當高位準輸出電壓VGH尚未完成緩啟動時,亦即在時間T4之前,低位準輸出電壓VGL在時間T3接著啟動而開始下降。至於其時間多工器模式與邏輯訊號之間的對應關係,請參照表4。
表4
Figure 108113684-A0304-0004
請參照圖18,於第二緩啟動過程中,低位準輸出電壓致能訊號EN_VGL先於時間T1之前從低位準變為高位準,使得低位準輸出電壓VGL於時間T1先啟動而開始下降。當低位準輸出電壓VGL尚未完成緩啟動時,亦即在時間T5之前,高位準輸出電壓VGH在時間T2接著啟動而開始上升。至於其時間多工器模式與邏輯訊號之間的對應關係,請參照表5。
表5
Figure 108113684-A0304-0005
請參照圖19,於第三緩啟動過程中,高位準輸出電壓致能訊號EN_VGH先於時間T1從低位準變為高位準,使得高位準輸出電壓VGH先啟動而開始上升。當高位準輸出電壓VGH完成緩啟動之後,亦即時間T3之後,低位準輸出電壓VGL才會啟動。至於其時間多工器模式與邏輯訊號之間的對應關係,請參照表6。
Figure 108113684-A0305-02-0028-1
請參照圖20,於第四緩啟動過程中,低位準輸出電壓致能訊號EN_VGL先於時間T1之前從低位準變為高位準,使得低位準輸出電壓VGL先於時間T1啟動,在低位準輸出電壓VGL完成緩啟動之後,亦即時間T2之後,高位準輸出電壓VGH才會啟動。至於其時間多工器模式與邏輯訊號之間的對應關係,請參照表7。
Figure 108113684-A0305-02-0028-2
Figure 108113684-A0305-02-0029-3
相較於先前技術,本發明所提出之應用於直流-直流轉換系統之緩啟動控制電路可適用於顯示裝置中之顯示驅動器的電源管理,用來防止直流-直流轉換器在啟動過程中的浪湧電流。由於直流-直流轉換器有兩個致能訊號:高位準輸出電壓致能訊號(EN_VGH)及低位準輸出電壓致能訊號(EN_VGL),且兩者的先後次序並非固定,所以共有四種緩啟動過程。本發明所提出之應用於直流-直流轉換系統之緩啟動控制電路可實現在直流-直流轉換器的四種緩啟動過程中均無浪湧電流產生。
藉由以上較佳具體實施例之詳述,係希望能更加清楚描述本發明之特徵與精神,而並非以上述所揭露的較佳具體實施例來對本發明之範疇加以限制。相反地,其目的是希望能涵蓋各種改變及具相等性的安排於本發明所欲申請之專利範圍的範疇內。
1:單電感雙極性輸出直流-直流轉換系統
10:脈寬調變訊號產生器
12:緩啟動控制電路
14:時間多工器
16:電流感測器
18:單電感雙極性輸出直流-直流轉換器
VGP<1:0>、VGN、VGPS:開關控制訊號
SP<1:0>、SP2、SP<1>、SP<0>:P型電晶體
SN:N型電晶體
L1:電感
C1~C2:電容
D1~D2:二極體
LXN、LXP:節點
VGL:低位準輸出電壓
VGH:高位準輸出電壓
EA1~EA2:誤差放大器
R1~R4:分壓電阻
INV1<1:0>:第一反相器
INV2~INV3:反相器
VCS<1:0>:電流感測訊號
VCS<1>、VCS<0>:電流感測訊號
VEA1~VEA2:第一誤差放大訊號~第二誤差放大訊號
VREF:參考電壓
PCTR<1:0>:第一反相輸出訊號
NCTR:第二反相輸出訊號
PCTRS:第三反相輸出訊號
VPWM1~VPWM2:第一脈寬調變訊號~第二脈寬調變訊號
OR1~OR2:或閘
CMP1~CMP3:比較器
VRAMP1~VRAMP2:第一斜波訊號~第二斜波訊號
VSAW1~VSAW2:鋸齒波
+:加法器
OCPE:電流保護事件訊號
VOCP:過電流保護電壓
VREF0:參考電壓
DFF1~DFF4:D型正反器
INV4~INV6:反相器
CMP4~CMP6:比較器
NOR1:反或閘
R5~R8:電阻
VIN:輸入電壓
VGH:高位準輸出電壓
VGL:低位準輸出電壓
VGHC:高位準輸出電壓控制訊號
EN_VGH:高位準輸出電壓致能訊號
EN_VGL:低位準輸出電壓致能訊號
T1~T4:時間
H:高位準
L:低位準
IL:電感電流
BB-PD、BB:低位準輸出電壓之狀態
BST-PD、BST-SS0、BST-SS1、BST:高位準輸出電壓之狀態
Hi-Z:高阻抗狀態
DCM:不連續導通模式
PD、A1、A2、B0、B1、B2、C:相位
on:導通
PD、SS0-SS0、SS1-SS1、BST-BST、BB-BB、TMUX0、TMUX1、TMUX:第一時間多工器模式~第八時間多工器模式
Figure 108113684-A0305-02-0032-4
~
Figure 108113684-A0305-02-0032-5
:第一脈寬調變訊號的反相訊號~第二脈寬調變訊號的反相訊號
VEA1R~VEA2R:誤差放大預備訊號
Figure 108113684-A0305-02-0032-8
~
Figure 108113684-A0305-02-0032-9
:誤差放大預備訊號的反相訊號
Figure 108113684-A0305-02-0032-10
:高位準輸出電壓致能訊號的反相訊號
VGHF:分壓
VINF:分壓
FBP:第一回饋訊號
FBN:第二回饋訊號
VREFP:第一參考電壓
VREFN:第二參考電壓
TR1~TR3:第一觸發訊號~第三觸發訊號
VGHR:高位準輸出電壓預備訊號
Figure 108113684-A0305-02-0032-11
:高位準輸出電壓預備訊號的反相訊號
VGLR:低位準輸出電壓預備訊號
Figure 108113684-A0305-02-0032-6
:低位準輸出電壓預備訊號的反相訊號
D:輸入端
>:輸入端
Q:輸出端
Figure 108113684-A0305-02-0033-7
:輸出端
本發明所附圖式說明如下: 圖1係繪示傳統的單電感雙極性輸出直流-直流轉換系統的示意圖。 圖2係繪示圖1中之脈寬調變訊號產生器之一實施例。 圖3係繪示根據斜波訊號與誤差放大訊號產生脈寬調變訊號的時序圖。 圖4係繪示根據本發明之一具體實施例中之應用於直流-直流轉換系統之緩啟動控制電路的示意圖。 圖5係繪示在高位準輸出電壓的啟動過程中,緩啟動控制電路之各訊號的時序圖。 圖6係繪示在低位準輸出電壓的啟動過程中,緩啟動控制電路之各訊號的時序圖。 圖7A至圖9B係分別繪示在緩啟動過程中,單電感雙極性輸出直流-直流轉換器的六種操作相位及電源關閉相位。 圖10A及圖10B係分別繪示不同的低位準輸出電壓狀態所對應的相位的時序圖。 圖11係繪示低位準輸出電壓之緩啟動過程的時序圖。 圖12A至圖12D係分別繪示不同的高位準輸出電壓狀態所對應的相位的時序圖。 圖13係繪示高位準輸出電壓之緩啟動過程的時序圖。 圖14A至圖16C係分別繪示運作於第一時間多工器模式至第八時間多工器模式下的時序圖。 圖17至圖20係分別繪示高位準輸出電壓及低位準輸出電壓的四種緩啟動過程的時序圖。
12‧‧‧緩啟動控制電路
DFF1~DFF4‧‧‧D型正反器
INV4~INV6‧‧‧反相器
CMP4~CMP6‧‧‧比較器
NOR1‧‧‧反或閘
R5~R8‧‧‧電阻
VIN‧‧‧輸入電壓
VGH‧‧‧高位準輸出電壓
VGHC‧‧‧高位準輸出電壓控制訊號
EN_VGH‧‧‧高位準輸出電壓致能訊號
EN_VGL‧‧‧低位準輸出電壓致能訊號
VPWM1~VPWM2‧‧‧脈寬調變訊號
Figure 108113684-A0304-11-0001-1
~
Figure 108113684-A0304-11-0001-2
‧‧‧脈寬調變訊號的反相訊號
VEA1R~VEA2R‧‧‧誤差放大預備訊號
Figure 108113684-A0304-11-0001-3
~
Figure 108113684-A0304-11-0001-4
‧‧‧誤差放大預備訊號的反相訊號
Figure 108113684-A0304-11-0002-5
‧‧‧高位準輸出電壓致能訊號的反相訊號
VGHF‧‧‧第一分壓
VINF‧‧‧第二分壓
FBP‧‧‧第一回饋訊號
FBN‧‧‧第二回饋訊號
VREFP‧‧‧第一參考電壓
VREFN‧‧‧第二參考電壓
TR1~TR3‧‧‧第一觸發訊號~第三觸發訊號
VGHR‧‧‧高位準輸出電壓預備訊號
Figure 108113684-A0304-11-0002-6
‧‧‧高位準輸出電壓預備訊號的反相訊號
VGLR‧‧‧低位準輸出電壓預備訊號
Figure 108113684-A0304-11-0002-7
‧‧‧低位準輸出電壓預備訊號的反相訊號
D‧‧‧輸入端
>‧‧‧輸入端
Q‧‧‧輸出端
Figure 108113684-A0304-11-0002-8
‧‧‧輸出端

Claims (20)

  1. 一種緩啟動控制電路,應用於一直流-直流轉換系統,該緩啟動控制電路包含: 一第一反相器,用以接收一第一脈寬調變訊號並輸出該第一脈寬調變訊號的反相訊號; 一第二反相器,用以接收一第二脈寬調變訊號並輸出該第二脈寬調變訊號的反相訊號; 一第三反相器,用以接收一高位準輸出電壓致能訊號並輸出該高位準輸出電壓致能訊號的反相訊號; 一第一比較器,用以接收一第一回饋訊號及一第一參考電壓並輸出一第一觸發訊號; 一第二比較器,用以接收一第二回饋訊號及一第二參考電壓並輸出一第二觸發訊號; 一第一電阻及一第二電阻,串接於一高位準輸出電壓與一接地端之間; 一第三電阻及一第四電阻,串接於一輸入電壓與該接地端之間; 一第三比較器,耦接至該第一電阻與該第二電阻之間以及該第三電阻與該第四電阻之間,用以接收該第一電阻與該第二電阻之間的一第一分壓以及該第三電阻與該第四電阻之間的一第二分壓並輸出一第三觸發訊號; 一第一D型正反器,耦接該第一反相器,用以接收該第一脈寬調變訊號的反相訊號、該輸入電壓及該高位準輸出電壓致能訊號並輸出一第一誤差放大預備訊號及該第一誤差放大預備訊號的反相訊號; 一第二D型正反器,耦接該第二反相器,用以接收該第二脈寬調變訊號的反相訊號、該輸入電壓及該低位準輸出電壓致能訊號並輸出一第二誤差放大預備訊號及該第二誤差放大預備訊號的反相訊號; 一第三D型正反器,耦接該第一比較器,用以接收該第一觸發訊號、該輸入電壓及該高位準輸出電壓致能訊號並輸出一高位準輸出電壓預備訊號及該高位準輸出電壓預備訊號的反相訊號; 一第四D型正反器,耦接該第二比較器,用以接收該第二觸發訊號、該輸入電壓及該低位準輸出電壓致能訊號並輸出一低位準輸出電壓預備訊號及該低位準輸出電壓預備訊號的反相訊號;以及 一反或閘,耦接至該第三反相器及該第三比較器,用以接收該高位準輸出電壓致能訊號的反相訊號及該第三觸發訊號並輸出一高位準輸出電壓控制訊號。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之緩啟動控制電路,其中該直流-直流轉換系統為一單電感雙極性輸出(Single-Inductor Dual-Output, SIDO)直流-直流轉換系統,用以輸出一高位準輸出電壓及一低位準輸出電壓,其中該高位準輸出電壓為正電壓且該低位準輸出電壓為負電壓。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之緩啟動控制電路,其中該直流-直流轉換系統還包含: 一時間多工電路,耦接該緩啟動控制電路,用以接收來自該緩啟動控制電路的該第一誤差放大預備訊號、該第二誤差放大預備訊號、該高位準輸出電壓預備訊號、該低位準輸出電壓預備訊號及該高位準輸出電壓控制訊號。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之緩啟動控制電路,其中該時間多工電路還接收該第一脈寬調變訊號、該第二脈寬調變訊號、一時脈訊號、一時脈相關訊號、該高位準輸出電壓致能訊號及該低位準輸出電壓致能訊號並輸出一第一反相輸出訊號、一第二反相輸出訊號及一第三反相輸出訊號,該時脈相關訊號為二分之一的該時脈訊號。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之緩啟動控制電路,其中該直流-直流轉換系統還包含: 一單電感雙極性輸出直流-直流轉換器,分別透過三個反相器耦接至該時間多工電路。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之緩啟動控制電路,其中該三個反相器分別將該時間多工電路輸出的該第一反相輸出訊號、該第二反相輸出訊號及該第三反相輸出訊號轉變為一第一開關控制訊號、一第二開關控制訊號及一第三開關控制訊號後輸出至該單電感雙極性輸出直流-直流轉換器。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之緩啟動控制電路,其中該單電感雙極性輸出直流-直流轉換器包含一N型電晶體、一第一P型電晶體、一第二P型電晶體及一電感,該第一P型電晶體耦接於該輸入電壓與該電感之間、該第二P型電晶體耦接於該輸入電壓與該電感之間且該N型電晶體耦接於該電感與接地端之間,該N型電晶體之閘極受控於該第一開關控制訊號、該第一P型電晶體之閘極受控於該第二開關控制訊號且該第二P型電晶體之閘極受控於該第三開關控制訊號。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之緩啟動控制電路,其中當該第一回饋訊號大於該第一參考電壓時,該第一比較器輸出的該第一觸發訊號為高位準。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之緩啟動控制電路,其中當該第二回饋訊號大於該第二參考電壓時,該第二比較器輸出的該第二觸發訊號為高位準。
  10. 如申請專利範圍第1項所述之緩啟動控制電路,其中當該第一分壓大於該第二分壓時,該第三比較器輸出的該第三觸發訊號為高位準。
  11. 如申請專利範圍第1項所述之緩啟動控制電路,其中該第一D型正反器輸出的該第一誤差放大預備訊號係被該第一脈寬調變訊號的後緣觸發而由低位準變為高位準;當該高位準輸出電壓致能訊號為低位準時,該第一誤差放大預備訊號會被重設至低位準。
  12. 如申請專利範圍第1項所述之緩啟動控制電路,其中該第二D型正反器輸出的該第二誤差放大預備訊號係被該第二脈寬調變訊號的後緣觸發而由低位準變為高位準;當該低位準輸出電壓致能訊號為低位準時,該第二誤差放大預備訊號會被重設至低位準。
  13. 如申請專利範圍第1項所述之緩啟動控制電路,其中該第三D型正反器輸出的該高位準輸出電壓預備訊號係被該第一觸發訊號的前緣觸發而由低位準變為高位準;當該高位準輸出電壓致能訊號為低位準時,該高位準輸出電壓預備訊號會被重設至低位準。
  14. 如申請專利範圍第1項所述之緩啟動控制電路,其中該第四D型正反器輸出的該低位準輸出電壓預備訊號係被該第二觸發訊號的前緣觸發而由低位準變為高位準;當該低位準輸出電壓致能訊號為低位準時,該低位準輸出電壓預備訊號會被重設至低位準。
  15. 如申請專利範圍第1項所述之緩啟動控制電路,其中該第一電阻與該第三電阻之電阻值相等且該第二電阻與該第四電阻之電阻值相等;當該高位準輸出電壓大於該輸入電壓且該高位準輸出電壓致能訊號為高位準時,該反或閘輸出的該高位準輸出電壓控制訊號為高位準。
  16. 如申請專利範圍第3項所述之緩啟動控制電路,其中該高位準輸出電壓與一低位準輸出電壓的緩啟動具有一第一緩啟動過程至一第四緩啟動過程;當該高位準輸出電壓與該低位準輸出電壓的緩啟動在時間上彼此重疊時,該時間多工電路具有一第一時間多工器模式、一第二時間多工器模式、一第三時間多工器模式、一第四時間多工器模式、一第五時間多工器模式、一第六時間多工器模式、一第七時間多工器模式及一第八時間多工器模式。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之緩啟動控制電路,其中於該第一緩啟動過程中,該高位準輸出電壓致能訊號先從低位準變為高位準,使得該高位準輸出電壓先啟動而開始上升,此時該時間多工電路由該第一時間多工器模式切換為該第二時間多工器模式;當該高位準輸出電壓尚未完成緩啟動時,該低位準輸出電壓也接著啟動而開始下降,此時該時間多工電路由該第三時間多工器模式切換為該第七時間多工器模式。
  18. 如申請專利範圍第16項所述之緩啟動控制電路,其中於該第二緩啟動過程中,該低位準輸出電壓致能訊號先從低位準變為高位準,使得該低位準輸出電壓先啟動而開始下降,此時該時間多工電路由該第一時間多工器模式切換為該第五時間多工器模式;當該低位準輸出電壓尚未完成緩啟動時,該高位準輸出電壓也接著啟動而開始上升,此時該時間多工電路由該第五時間多工器模式切換為該第六時間多工器模式。
  19. 如申請專利範圍第16項所述之緩啟動控制電路,其中於該第三緩啟動過程中,該高位準輸出電壓致能訊號先從低位準變為高位準,使得該高位準輸出電壓先啟動而開始上升,此時該時間多工電路由該第一時間多工器模式切換為該第二時間多工器模式;當該高位準輸出電壓完成緩啟動之後,該低位準輸出電壓才啟動,此時該時間多工電路運作於該第四時間多工器模式。
  20. 如申請專利範圍第16項所述之緩啟動控制電路,其中於該第四緩啟動過程中,該低位準輸出電壓致能訊號先從低位準變為高位準,使得該低位準輸出電壓先啟動而開始下降,此時該時間多工電路由該第一時間多工器模式切換為該第五時間多工器模式;當該低位準輸出電壓完成緩啟動之後,該高位準輸出電壓才啟動,此時該時間多工電路運作於該第五時間多工器模式。
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