JP2016054621A - コントローラ及びコンバータ - Google Patents

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Abstract

【課題】スイッチング素子を高効率に制御可能なコントローラ及びコンバータを提供する。【解決手段】実施形態によれば、コントローラは、第１処理と、第２処理と、第３処理と、を実施する。前記第１処理は、ノーマリオン型のスイッチング素子のゲート端子に印加するゲート電圧を第１電圧値から第２電圧値に変化させる。前記第２処理は、前記スイッチング素子のドレイン端子を流れるドレイン電流が増加したか否かを判定する。前記第３処理は、前記ドレイン電流が増加したと判定したときに、前記ゲート電圧を前記第１電圧値に制御する。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、コントローラ及びコンバータに関する。
スイッチング電源は、入力された直流電圧をＤＣ(Direct Current)−ＤＣコンバータを用いて所望の直流電圧に変換する。ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、スイッチング素子として、例えば、窒化物半導体を用いたトランジスタが採用されている。これによれば、オン抵抗が小さく、スイッチング動作を高速に行うことができ、消費電力が低減される。スイッチング素子においては、より高い効率が望まれている。
特開２０１３−１１０８３１号公報
本発明の実施形態は、スイッチング素子を高効率に制御可能なコントローラ及びコンバータを提供する。
本発明の実施形態によれば、コントローラは、第１処理と、第２処理と、第３処理と、を実施する。前記第１処理は、ノーマリオン型のスイッチング素子のゲート端子に印加するゲート電圧を第１電圧値から第２電圧値に変化させる。前記第２処理は、前記スイッチング素子のドレイン端子を流れるドレイン電流が増加したか否かを判定する。前記第３処理は、前記ドレイン電流が増加したと判定したときに、前記ゲート電圧を前記第１電圧値に制御する。
第１の実施形態に係るコントローラを例示する回路図である。 第１の実施形態に係るコントローラの制御方法を例示するフローチャート図である。 ノーマリオン型スイッチング素子のオン抵抗特性を例示するグラフ図である。 第２の実施形態に係るコンバータを例示する回路図である。 第３の実施形態に係るコンバータを例示する回路図である。
以下に、本発明の各実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係るコントローラを例示する回路図である。
図１に表すように、コントローラ１００は、スイッチング素子ＳＷと接続可能とされ、スイッチング素子ＳＷのスイッチング動作を制御する。スイッチング素子ＳＷは、例えば、降圧型、昇圧型、降昇圧型などの各種コンバータに組み込まれ、コンバータにおける入力電圧をオンオフするスイッチとして機能する。
スイッチング素子ＳＷは、ノーマリオン型の素子であり、ソース端子Ｓ、ゲート端子Ｇ及びドレイン端子Ｄを含む。ノーマリオン型の素子とは、ゲート端子に電圧を印加しない状態でオンになる素子のことで、デプレッション型ともいう。これに対して、ノーマリオフ型の素子とは、ゲート端子に電圧を印加しない状態でオフになる素子のことで、エンハンスメント型ともいう。スイッチング素子ＳＷは、例えば、窒化物半導体を用いた高電子移動度トランジスタ(ＨＥＭＴ：High Electron Mobility Transistor)である。窒化物半導体には、例えば、窒化ガリウム（ＧａＮ）を用いることができる。
コントローラ１００は、例えば、ＣＰＵやメモリなどを含む制御装置である。コントローラ１００の一部、又は全部には、ＬＳＩ（Large Scale Integration）等の集積回路またはＩＣ（Integrated Circuit）チップセットを用いることができる。コントローラ１００には個別の回路を用いてもよいし、一部又は全部を集積した回路を用いてもよい。集積化には、ＬＳＩに限らず、専用回路又は汎用プロセッサを用いてもよい。
コントローラ１００は、例えば、図示しないＰＷＭ(Pulse Width Modulation：パルス幅変調)発生回路を備え、スイッチング素子ＳＷのゲート端子Ｇにパルス状のゲート電圧（ゲート−ソース間電圧）Ｖｇｓを印加する。
スイッチング素子ＳＷは、コントローラ１００により印加されたゲート電圧Ｖｇｓに応じてオンオフ動作を実施し、ＰＷＭ駆動される。すなわち、ノーマリオン型の素子の場合、ゲート電圧Ｖｇｓが印加されていない状態（ゲート電圧Ｖｇｓ＝０）でオンされる。オン状態では、ソース−ドレイン間に電流が流れ、ドレイン電流Ｉｄが流れる。一方、ゲート電圧Ｖｇｓとして所定の負電圧が印加された状態でオフされる。オフ状態では、ソース−ドレイン間に電流は流れず、ドレイン電流Ｉｄは流れない。
スイッチング素子ＳＷは、トランジスタであるため、いわゆるオン抵抗を有する。オン抵抗とは、トランジスタがオンされた状態でのソース−ドレイン間の抵抗である。また、スイッチング素子ＳＷは、ゲート−ソース間に印加されるゲート電圧Ｖｇｓにより、ソース−ドレイン間の抵抗が変化する性質を利用し、オンオフのスイッチング動作を行っている。
スイッチング素子ＳＷがオンされると、ソース−ドレイン間に電流が流れる。この電流と、オン抵抗とにより電圧が発生し、これが電力損失となる。具体的には、発生した電力はスイッチング素子ＳＷにおいて熱に変換され、損失となる。オン抵抗が大きいということは、電力損失が大きくなることを意味する。
スイッチング素子ＳＷとして、ＧａＮを用いたＨＥＭＴを採用することで、オン抵抗を小さくし、スイッチング動作を高速にできる。このため電力損失を抑制することが可能となる。しかし、ＨＥＭＴは、ノーマリオン型の素子であるため、ゲート電圧を印加しない状態でオンになる。ＨＥＭＴは、スイッチング動作のために、ゲート電圧として負電圧を印加することで、オフになる。このとき、ゲート電圧はなるべく低いほうが確実にオフにできるため好ましい。一方、ゲート電圧を低くし過ぎると、オン抵抗が増加する特性がある。この特性は素子毎にばらつきがあるため、素子毎に適切なゲート電圧を設定することが好ましい。
実施形態に係るコントローラ１００は、スイッチング素子ＳＷのゲート端子Ｇに印加するゲート電圧Ｖｇｓを第１電圧値Ｖ１から第２電圧値Ｖ２に変化させる第１処理と、スイッチング素子ＳＷのドレイン端子Ｄを流れるドレイン電流Ｉｄが増加したか否かを判定する第２処理と、ドレイン電流Ｉｄが増加したと判定したときに、ゲート電圧Ｖｇｓを第１電圧値Ｖ１に制御する第３処理と、を実施する。
これら第１〜第３処理は、例えば、ソフトウェア制御により実施することができる。つまり、これら第１〜第３処理をプログラムを用いて実施することができる。これら第１〜第３処理は、ハードウェア制御により実施してもよい。
スイッチング素子ＳＷが組み込まれるコンバータにおいては、通常、帰還（フィードバック）制御が実施される。帰還制御では、出力電圧が常に基準値(一定)となるように制御される。スイッチング素子ＳＷでオン抵抗が増加すると、電力損失が増え、出力電圧が低下する。低下した出力電圧を基準値に戻すために、ドレイン電流Ｉｄを増加させる。これにより、出力電圧は基準値に維持される。
すなわち、ドレイン電流Ｉｄの増加は、オン抵抗の増加（電力損失の増加）を意味する。このため、ドレイン電流Ｉｄの増加を検知することで、オン抵抗の増加を検知することが可能となる。コントローラ１００は、ゲート電圧Ｖｇｓとして第１電圧値Ｖ１を設定し、第１電圧値Ｖ１に基づいてスイッチング動作を行い、ドレイン電流Ｉｄの値を記憶しておく。この例では、第１電圧値Ｖ１は初期値である。ゲート電圧Ｖｇｓとして第２電圧値Ｖ２を設定する。スイッチング素子ＳＷは、ノーマリオン型であるため、第１電圧値Ｖ１及び第２電圧値Ｖ２は共に負の電圧値である。例えば、第２電圧値Ｖ２の絶対値は、第１電圧値Ｖ１の絶対値よりも大きい。つまり、第２電圧値Ｖ２は、第１電圧値Ｖ１よりも低い値である。そして、コントローラ１００は、第２電圧値Ｖ２に基づいてスイッチング動作を行い、ドレイン電流Ｉｄが増加したか否かを判定する。ドレイン電流Ｉｄが増加したと判定された場合、ゲート電圧Ｖｇｓとして、第２電圧値Ｖ２の直前に用いた第１電圧値Ｖ１を設定する。なお、ドレイン電流Ｉｄが増加していないと判定された場合、ゲート電圧Ｖｇｓとして、第２電圧値Ｖ２よりもさらに低い負の電圧値を設定し、同様の処理を繰り返す。
この例においては、第１電圧値Ｖ１は、オン抵抗が最も低くなるときのゲート電圧Ｖｇｓの電圧値である。実施形態では、ゲート電圧Ｖｇｓの電圧値を変化させながら、ドレイン電流Ｉｄの増加を検知する。これにより、オン抵抗が最も低くなるゲート電圧Ｖｇｓの電圧値を検出し、検出した電圧値を、スイッチング素子ＳＷのゲート電圧Ｖｇｓとして設定する。
ゲート電圧Ｖｇｓの設定は、所定のタイミングで定期的に実施してもよいし、あるいは、任意のタイミングで不定期に実施してもよい。これにより、スイッチング素子ＳＷのオン抵抗を小さくし、電力損失を抑制することができる。これにより、スイッチング素子ＳＷを高効率に制御することができる。
図２は、第１の実施形態に係るコントローラの制御方法を例示するフローチャート図である。
コントローラ１００は、スイッチング素子ＳＷのゲート端子Ｇに印加するゲート電圧Ｖｇｓとして、第ｎ（ｎ≧２）電圧値Ｖｎを設定する（ステップＳ１）。ステップＳ１は、第１処理に相当する。第ｎ電圧値Ｖｎは、例えば、直前に用いた第（ｎー１）電圧値Ｖｎ−１からΔＶｇｓを差し引いたものである。ΔＶｇｓは、例えば、固定値として予め決めておけばよい。この例では、第ｎ電圧値Ｖｎ及び第（ｎ−１）電圧値Ｖｎ−１はいずれも負の電圧値である。この例では、第ｎ電圧値Ｖｎは第（ｎ−１）電圧値Ｖｎ−１よりも低い値となる。
コントローラ１００は、第ｎ電圧値Ｖｎに基づいてスイッチング動作を行い、スイッチング素子ＳＷのドレイン端子Ｄを流れるドレイン電流Ｉｄが増加したか否かを判定する（ステップＳ２）。ステップＳ２は、第２処理に相当する。コントローラ１００は、例えば、ゲート電圧Ｖｇｓを第（ｎ−１）電圧値Ｖｎ−１からゼロに変化させた後のドレイン電流Ｉｄの第（ｎ−１）電流値Ｉｎ−１と、ゲート電圧Ｖｇｓを第ｎ電圧値Ｖｎからゼロに変化させた後のドレイン電流Ｉｄの第ｎ電流値Ｉｎとを比較する。直前の第（ｎ−１）電流値Ｉｎ−１は、コントローラ１００内のメモリに格納しておけばよい。コントローラ１００は、第ｎ電流値Ｉｎが第（ｎ−１）電流値Ｉｎ−１よりも大きいか否かを判定する。
ここで、スイッチング素子ＳＷは、ノーマリオン型の素子である。このため、ゲート電圧Ｖｇｓとして第（ｎ−１）電圧値Ｖｎ−１または第ｎ電圧値Ｖｎが印加されている状態では、オフとなり、ドレイン電流Ｉｄは流れない。一方、ゲート電圧Ｖｇｓが印加されない状態（Ｖｇｓ＝０）では、オンとなり、ドレイン電流Ｉｄが流れる。
ステップＳ２において別の処理を実施してもよい。すなわち、コントローラ１００は、ゲート電圧Ｖｇｓを第（ｎ−１）電圧値Ｖｎ−１からゼロに変化させた後のドレイン電流Ｉｄの第（ｎ−１）電流値Ｉｎ−１と、ゲート電圧Ｖｇｓを第ｎ電圧値Ｖｎからゼロに変化させた後のドレイン電流Ｉｄの第ｎ電流値Ｉｎとを比較する。コントローラ１００は、第ｎ電流値Ｉｎが第（ｎ−１）電流値Ｉｎ−１よりも大きい場合に、第ｎ電流値Ｉｎと第（ｎ−１）電流値Ｉｎ−１との差分が閾値よりも大きいか否かを判定する。
コントローラ１００は、ステップＳ２において、ドレイン電流Ｉｄが増加していないと判定した場合（ＮＯの場合）、ｎを１つインクリメントし（ステップＳ３）、ステップＳ１に戻り処理を繰り返す。
コントローラ１００は、ステップＳ２において、ドレイン電流Ｉｄが増加したと判定した場合（ＹＥＳの場合）、ゲート電圧Ｖｇｓとして、直前に用いた第（ｎ−１）電圧値Ｖｎ−１を設定する（ステップＳ４）。ステップＳ４は、第３処理に相当する。すなわち、ゲート電圧Ｖｇｓは、直前に用いた第（ｎ−１）電圧値Ｖｎ−１に制御される。第（ｎ−１）電圧値Ｖｎ−１は、オン抵抗が最も低くなるときのゲート電圧Ｖｇｓの電圧値である。
図３は、ノーマリオン型スイッチング素子のオン抵抗特性を例示するグラフ図である。
図３は、ノーマリオン型スイッチング素子のゲート電圧とオン抵抗増加率との関係を示す。
図中、縦軸のαは、オン抵抗とオン抵抗初期値との比率（オン抵抗増加率）を表し、横軸のＶｇｓは、ゲート端子に印加されるゲート電圧（Ｖ）を表す。ゲート電圧Ｖｇｓは、負電圧である。
図３に表すように、ノーマリオン型のスイッチング素子ＳＷにおいては、ゲート電圧Ｖｇｓを下げるに従い、オン抵抗増加率αが上がることが分かる。つまり、ゲート電圧Ｖｇｓを低くし過ぎると、スイッチング素子ＳＷでのオン抵抗が増加し、電力損失が増えるため、好ましくない。
実施形態に係るコントローラ１００は、スイッチング素子ＳＷのゲート端子Ｇに印加するゲート電圧Ｖｇｓを第１電圧値Ｖ１から第２電圧値Ｖ２に変化させる第１処理と、スイッチング素子ＳＷのドレイン端子Ｄを流れるドレイン電流Ｉｄが増加したか否かを判定する第２処理と、ドレイン電流Ｉｄが増加したと判定したときに、ゲート電圧Ｖｇｓを第１電圧値Ｖ１に制御する第３処理と、を実施する。すなわち、ゲート電圧Ｖｇｓの電圧値を変化させながら、ドレイン電流Ｉｄの増加を検知する。これにより、オン抵抗が最も低くなるゲート電圧Ｖｇｓの電圧値を検出し、検出した電圧値を、スイッチング素子ＳＷのゲート電圧Ｖｇｓとして設定する。
実施形態によれば、スイッチング素子のオン抵抗を小さくし、電力損失を抑制することができる。これにより、スイッチング素子を高効率に制御可能なコントローラを提供することができる。
なお、実施形態は、コントローラに限定されない。例えば、コントローラの制御方法の形態、さらには、制御方法を実行するためのプログラムの形態としてもよい。
(第２の実施形態)
図４は、第２の実施形態に係るコンバータを例示する回路図である。
図４は、図１のコントローラを組み込んだコンバータを例示する。
実施形態に係るコンバータ１１０は、例えば、同期整流式降圧コンバータである。
図４に表すように、コンバータ１１０には、直流電源Ｖと、負荷回路Ｒと、が接続されている。直流電源Ｖは、入力電圧Ｖｉｎを生成し、生成した入力電圧Ｖｉｎをコンバータ１１０に供給する。コンバータ１１０は、入力電圧Ｖｉｎを降圧して所望の電位の出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、生成した出力電圧Ｖｏｕｔを負荷回路Ｒに供給する。
コンバータ１１０は、第１スイッチング素子ＳＷ１と、第２スイッチング素子ＳＷ２と、インダクタＬと、コンデンサＣと、帰還回路ＦＢと、第１コントローラ１０１と、第２コントローラ１０２と、を含む。
第１スイッチング素子ＳＷ１は、ノーマリオン型のトランジスタ素子である。第１スイッチング素子ＳＷ１は、第１ソース端子Ｓ１と、第１ゲート端子Ｇ１と、第１ドレイン端子Ｄ１と、を含む。第１スイッチング素子ＳＷ１は、例えば、窒化物半導体を用いたＨＥＭＴである。窒化物半導体には、例えば、ＧａＮを用いることができる。
第１コントローラ１０１は、第１ゲート端子Ｇ１と接続されている。第１コントローラ１０１は、例えば、図示しないＰＷＭ発生回路を備え、第１スイッチング素子ＳＷ１の第１ゲート端子Ｇ１にパルス状のゲート電圧Ｖｇｓ１を印加する。
第１スイッチング素子ＳＷ１は、第１コントローラ１０１により印加されたゲート電圧Ｖｇｓ１に応じてオンオフ動作を実施し、ＰＷＭ駆動される。すなわち、ノーマリオン型の素子の場合、ゲート電圧Ｖｇｓ１が印加されていない状態（ゲート電圧Ｖｇｓ１＝０）でオンされる。オン状態では、ソース−ドレイン間に電流が流れ、ドレイン電流Ｉｄが流れる。一方、ゲート電圧Ｖｇｓ１として所定の負電圧が印加された状態でオフされる。オフ状態では、ソース−ドレイン間に電流は流れず、ドレイン電流Ｉｄは流れない。
実施形態に係る第１コントローラ１０１は、第１ゲート端子Ｇ１に印加するゲート電圧Ｖｇｓ１を第１電圧値Ｖ１から第２電圧値Ｖ２に変化させる第１処理と、第１ドレイン端子Ｄ１を流れるドレイン電流Ｉｄが増加したか否かを判定する第２処理と、ドレイン電流Ｉｄが増加したと判定したときに、ゲート電圧Ｖｇｓ１を第１電圧値Ｖ１に制御する第３処理と、を実施する。すなわち、第１コントローラ１０１は、第１の実施形態（図１）で説明したコントローラ１００と同様の処理を実施する。
第２スイッチング素子ＳＷ２は、例えば、ノーマリオフ型のトランジスタ素子である。第２スイッチング素子ＳＷ２は、第２ソース端子Ｓ２と、第２ゲート端子Ｇ２と、第２ドレイン端子Ｄ２と、を含む。第２スイッチング素子ＳＷ２には、例えば、ＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor)を用いることができる。
第２コントローラ１０２は、第２ゲート端子Ｇ２と接続されている。第２コントローラ１０２は、例えば、図示しないＰＷＭ発生回路を備え、第２スイッチング素子ＳＷ２の第２ゲート端子Ｇ２にパルス状のゲート電圧Ｖｇｓ２を印加する。なお、この例では、第１コントローラ１０１と第２コントローラ１０２とを別体で構成した。第１コントローラ１０１と第２コントローラ１０２とを一体で構成してもよい。
第２スイッチング素子ＳＷ２は、第２コントローラ１０２により印加されたゲート電圧Ｖｇｓ２に応じてオンオフ動作を実施し、ＰＷＭ駆動される。すなわち、ノーマリオフ型の素子の場合、ゲート電圧Ｖｇｓ２として所定の正電圧が印加された状態でオンされる。一方、ゲート電圧Ｖｇｓ２が印加されていない状態（ゲート電圧Ｖｇｓ２＝０）でオフされる。
インダクタＬは、一端が第１ドレイン端子Ｄ１と接続され、他端が負荷回路Ｒと接続されている。コンデンサＣは、一端がインダクタＬと負荷回路Ｒとの間に接続され、他端が接地されている。第２スイッチング素子ＳＷ２は、第２ドレイン端子Ｄ２が第１ドレイン端子Ｄ１とインダクタＬとの間に接続され、第２ソース端子Ｓ２が接地されている。帰還回路ＦＢは、負荷回路Ｒへの出力電圧Ｖｏｕｔを第１コントローラ１０１及び第２コントローラ１０２へ帰還させる。第１ソース端子Ｓ１は、直流電源Ｖと接続されている。
実施形態に係るコンバータ１１０の動作例について説明する。
第１コントローラ１０１は、第１スイッチング素子ＳＷ１の第１ゲート端子Ｇ１に供給するゲート電圧Ｖｇｓ１を０（ゼロ）にする。これにより、第１スイッチング素子ＳＷ１は、オン状態となる。このとき、第２スイッチング素子ＳＷ２は、オフ状態（ゲート電圧Ｖｇｓ２＝０）となる。第１スイッチング素子ＳＷ１がオンされると、インダクタＬに入力電圧Ｖｉｎが印加される。インダクタＬでは、電気エネルギーが磁界エネルギーへ変換され、蓄積される。これによりインダクタＬが充電される。インダクタＬを流れる電流ＩＬは、時間に対して増加する。インダクタＬを流れる電流ＩＬは、直流成分と、リップル成分と、を含む直流電流となる。コンデンサＣは、この電流ＩＬのリップル成分を除去して平滑化する。インダクタＬには、入力電圧Ｖｉｎを打ち消す方向に電圧ＶＬが発生する。このため、電圧ＶＬの分だけ入力電圧Ｖｉｎは降圧される。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎよりも低くなる。コンデンサＣは、出力電圧Ｖｏｕｔにより充電され、コンデンサＣの両端電圧は出力電圧Ｖｏｕｔとなる。
第１コントローラ１０１は、第１スイッチング素子ＳＷ１の第１ゲート端子Ｇ１に、ゲート電圧Ｖｇｓ１として、所定の負電圧を供給する。これにより、第１スイッチング素子ＳＷ１は、オフ状態となる。このとき、第２スイッチング素子ＳＷ２には、ゲート電圧Ｖｇｓ２として所定の正電圧が供給され、オン状態となる。第１スイッチング素子ＳＷ１がオフされると、第２スイッチング素子ＳＷ２を介してインダクタＬに蓄積された磁界エネルギーが電気エネルギーとして放電される。つまり、インダクタＬとコンデンサＣとが並列に接続される形となるため、インダクタＬの両端電圧も出力電圧Ｖｏｕｔとなる。インダクタＬは、出力電圧Ｖｏｕｔで、磁界エネルギーを電気エネルギーに変換し、電流ＩＬを得る。
コンバータ１１０においては、第１コントローラ１０１、第２コントローラ１０２及び帰還回路ＦＢにより帰還（フィードバック）制御が実施される。帰還制御では、出力電圧Ｖｏｕｔが常に基準値(一定)となるように制御される。例えば、第１スイッチング素子ＳＷ１でオン抵抗が増加すると、電力損失が増え、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。低下した出力電圧Ｖｏｕｔを基準値に戻すために、ドレイン電流Ｉｄを増加させる。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは基準値に維持される。
すなわち、ドレイン電流Ｉｄの増加は、オン抵抗の増加（電力損失の増加）を意味する。このため、ドレイン電流Ｉｄの増加を検知することで、オン抵抗の増加を検知することが可能となる。第１コントローラ１０１は、ゲート電圧Ｖｇｓ１として第１電圧値Ｖ１を設定し、第１電圧値Ｖ１に基づいてスイッチング動作を行い、ドレイン電流Ｉｄの値を記憶しておく。この例では、第１電圧値Ｖ１は初期値である。ゲート電圧Ｖｇｓ１として第２電圧値Ｖ２を設定する。第１スイッチング素子ＳＷ１は、ノーマリオン型であるため、第１電圧値Ｖ１及び第２電圧値Ｖ２は共に負の電圧値である。例えば、第２電圧値Ｖ２の絶対値は、第１電圧値Ｖ１の絶対値よりも大きい。つまり、第２電圧値Ｖ２は、第１電圧値Ｖ１よりも低い値である。そして、第１コントローラ１０１は、第２電圧値Ｖ２に基づいてスイッチング動作を行い、ドレイン電流Ｉｄが増加したか否かを判定する。ドレイン電流Ｉｄが増加したと判定された場合、ゲート電圧Ｖｇｓ１として、第２電圧値Ｖ２の直前に用いた第１電圧値Ｖ１を設定する。なお、ドレイン電流Ｉｄが増加していないと判定された場合、ゲート電圧Ｖｇｓ１として、第２電圧値Ｖ２よりもさらに低い負の電圧値を設定し、同様の処理を繰り返す。
この例においては、第１電圧値Ｖ１は、オン抵抗が最も低くなるときのゲート電圧Ｖｇｓ１の電圧値である。実施形態では、ゲート電圧Ｖｇｓ１の電圧値を変化させながら、ドレイン電流Ｉｄの増加を検知する。具体的には、図２で説明した制御方法を実施する。これにより、オン抵抗が最も低くなるゲート電圧Ｖｇｓ１の電圧値を検出し、検出した電圧値を、第１スイッチング素子ＳＷのゲート電圧Ｖｇｓ１として設定する。
ゲート電圧Ｖｇｓ１の設定は、所定のタイミングで定期的に実施してもよいし、あるいは、任意のタイミングで不定期に実施してもよい。これにより、第１スイッチング素子ＳＷ１のオン抵抗を小さくし、電力損失を抑制することができる。これにより、第１スイッチング素子ＳＷ１を高効率に制御することができる。
この例では、第１スイッチング素子ＳＷ１をノーマリオン型とし、第２スイッチング素子ＳＷ２をノーマリオフ型とした。第１スイッチング素子ＳＷ１をノーマリオフ型とし、第２スイッチング素子ＳＷ２をノーマリオン型としてもよい。第１スイッチング素子ＳＷ１及び第２スイッチング素子ＳＷ２を共にノーマリオン型としてもよい。実施形態の制御方法は、ノーマリオン型の素子であれば同様に適用することができる。
このように、実施形態によれば、スイッチング素子のオン抵抗を小さくし、電力損失を抑制することができる。これにより、スイッチング素子を高効率に制御可能なコンバータを提供することができる。
（第３の実施形態）
図５は、第３の実施形態に係るコンバータを例示する回路図である。
図５は、図１のコントローラを組み込んだ別のコンバータを例示する。
実施形態に係るコンバータ１１１は、例えば、同期整流式昇圧コンバータである。
図５に表すように、コンバータ１１１には、直流電源Ｖと、負荷回路Ｒと、が接続されている。直流電源Ｖは、入力電圧Ｖｉｎを生成し、生成した入力電圧Ｖｉｎをコンバータ１１１に供給する。コンバータ１１１は、入力電圧Ｖｉｎを昇圧して所望の電位の出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、生成した出力電圧Ｖｏｕｔを負荷回路Ｒに供給する。
コンバータ１１０は、第１スイッチング素子ＳＷ１と、第２スイッチング素子ＳＷ２と、インダクタＬと、コンデンサＣと、帰還回路ＦＢと、第１コントローラ１０１と、第２コントローラ１０２と、を含む。
第１スイッチング素子ＳＷ１は、ノーマリオン型のトランジスタ素子である。第１スイッチング素子ＳＷ１は、第１ソース端子Ｓ１と、第１ゲート端子Ｇ１と、第１ドレイン端子Ｄ１と、を含む。第１スイッチング素子ＳＷ１は、例えば、窒化物半導体を用いたＨＥＭＴである。窒化物半導体には、例えば、ＧａＮを用いることができる。
第１コントローラ１０１は、第１ゲート端子Ｇ１と接続されている。第１コントローラ１０１は、例えば、図示しないＰＷＭ発生回路を備え、第１スイッチング素子ＳＷ１の第１ゲート端子Ｇ１にパルス状のゲート電圧Ｖｇｓ１を印加する。
第１スイッチング素子ＳＷ１は、第１コントローラ１０１により印加されたゲート電圧Ｖｇｓ１に応じてオンオフ動作を実施し、ＰＷＭ駆動される。すなわち、ノーマリオン型の素子の場合、ゲート電圧Ｖｇｓ１が印加されていない状態（ゲート電圧Ｖｇｓ１＝０）でオンされる。オン状態では、ソース−ドレイン間に電流が流れ、ドレイン電流Ｉｄが流れる。一方、ゲート電圧Ｖｇｓ１として所定の負電圧が印加された状態でオフされる。オフ状態では、ソース−ドレイン間に電流は流れず、ドレイン電流Ｉｄは流れない。
実施形態に係る第１コントローラ１０１は、第１ゲート端子Ｇ１に印加するゲート電圧Ｖｇｓ１を第１電圧値Ｖ１から第２電圧値Ｖ２に変化させる第１処理と、第１ドレイン端子Ｄ１を流れるドレイン電流Ｉｄが増加したか否かを判定する第２処理と、ドレイン電流Ｉｄが増加したと判定したときに、ゲート電圧Ｖｇｓ１を第１電圧値Ｖ１に制御する第３処理と、を実施する。すなわち、第１コントローラ１０１は、第１の実施形態（図１）で説明したコントローラ１００と同様の処理を実施する。
第２スイッチング素子ＳＷ２は、例えば、ノーマリオフ型のトランジスタ素子である。第２スイッチング素子ＳＷ２は、第２ソース端子Ｓ２と、第２ゲート端子Ｇ２と、第２ドレイン端子Ｄ２と、を含む。第２スイッチング素子ＳＷ２には、例えば、ＭＯＳＦＥＴを用いることができる。
第２コントローラ１０２は、第２ゲート端子Ｇ２と接続されている。第２コントローラ１０２は、例えば、図示しないＰＷＭ発生回路を備え、第２スイッチング素子ＳＷ２の第２ゲート端子Ｇ２にパルス状のゲート電圧Ｖｇｓ２を印加する。なお、この例では、第１コントローラ１０１と第２コントローラ１０２とを別体で構成した。第１コントローラ１０１と第２コントローラ１０２とを一体で構成してもよい。
第２スイッチング素子ＳＷ２は、第２コントローラ１０２により印加されたゲート電圧Ｖｇｓ２に応じてオンオフ動作を実施し、ＰＷＭ駆動される。すなわち、ノーマリオフ型の素子の場合、ゲート電圧Ｖｇｓ２として所定の正電圧が印加された状態でオンされる。一方、ゲート電圧Ｖｇｓ２が印加されていない状態（ゲート電圧Ｖｇｓ２＝０）でオフされる。
インダクタＬは、一端が直流電源Ｖと接続され、他端が負荷回路Ｒと接続されている。第２スイッチング素子ＳＷ２は、第２ソース端子Ｓ２及び第２ドレイン端子Ｄ２がインダクタＬと負荷回路Ｒとの間に接続されている。第２コントローラ１０２は、第２ゲート端子Ｇ２と接続されている。コンデンサＣは、一端が第２ドレイン端子Ｄ２と負荷回路Ｒとの間に接続され、他端が接地されている。帰還回路ＦＢは、負荷回路Ｒへの出力電圧Ｖｏｕｔを第１コントローラ１０１及び第２コントローラ１０２へ帰還させる。第１ソース端子Ｓ１は、インダクタＬと第２ソース端子Ｓ２との間に接続されている。第１ドレイン端子Ｄ１は、接地されている。
実施形態に係るコンバータ１１１の動作例について説明する。
第１コントローラ１０１は、第１スイッチング素子ＳＷ１の第１ゲート端子Ｇ１に、ゲート電圧Ｖｇｓ１として、所定の負電圧を供給する。これにより、第１スイッチング素子ＳＷ１は、オフ状態となる。このとき、第２スイッチング素子ＳＷ２には、ゲート電圧Ｖｇｓ２として所定の正電圧が供給され、オン状態となる。第２スイッチング素子ＳＷ２がオンされると、入力電圧Ｖｉｎが印加され、インダクタＬ、負荷回路Ｒに電流が流れる。これによりインダクタＬの充電が開始される。
第１コントローラ１０１は、第１スイッチング素子ＳＷ１の第１ゲート端子Ｇ１に供給するゲート電圧Ｖｇｓ１を０（ゼロ）にする。これにより、第１スイッチング素子ＳＷ１は、オン状態となる。このとき、第２スイッチング素子ＳＷ２は、オフ状態（ゲート電圧Ｖｇｓ２＝０）となる。第１スイッチング素子ＳＷ１がオンされると、第１スイッチング素子ＳＷ１を介してインダクタＬに電流が流れる。負荷回路Ｒよりも第１スイッチング素子ＳＷ１のほうが抵抗が小さいため、インダクタＬを流れる電流ＩＬは、負荷回路Ｒを流れていたときより増加する。電流の増加に伴いインダクタＬは更に充電される。つまり、インダクタＬでは、電気エネルギーが磁界エネルギーへ変換され、蓄積される。
再び第１スイッチング素子ＳＷ１がオフ、第２スイッチング素子ＳＷ２がオンされると、第２スイッチング素子ＳＷ２を介してインダクタＬ、負荷回路Ｒに電流が流れる。第１スイッチング素子ＳＷ１よりも負荷回路Ｒのほうが抵抗が大きいため、インダクタＬを流れる電流ＩＬは減少する。このため、インダクタＬは、蓄積した磁界エネルギーを電気エネルギーとして放電する。インダクタＬには、入力電圧Ｖｉｎと同じ方向に電圧ＶＬが発生する。このため、電圧ＶＬの分だけ入力電圧Ｖｉｎは昇圧される。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎよりも高くなる。コンデンサＣは、この出力電圧Ｖｏｕｔまで充電される。
再び第１スイッチング素子ＳＷ１がオン、第２スイッチング素子ＳＷ２がオフされると、第１スイッチング素子ＳＷ１に電流が流れ、インダクタＬが充電される。インダクタＬの充電中は、コンデンサＣに充電された出力電圧Ｖｏｕｔが負荷回路Ｒに供給される。
コンバータ１１１においては、第１コントローラ１０１、第２コントローラ１０２及び帰還回路ＦＢにより帰還（フィードバック）制御が実施される。帰還制御では、出力電圧Ｖｏｕｔが常に基準値(一定)となるように制御される。例えば、第１スイッチング素子ＳＷでオン抵抗が増加すると、電力損失が増え、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。低下した出力電圧Ｖｏｕｔを基準値に戻すために、ドレイン電流Ｉｄを増加させる。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは基準値に維持される。
すなわち、ドレイン電流Ｉｄの増加は、オン抵抗の増加（電力損失の増加）を意味する。このため、ドレイン電流Ｉｄの増加を検知することで、オン抵抗の増加を検知することが可能となる。第１コントローラ１０１は、ゲート電圧Ｖｇｓ１として第１電圧値Ｖ１を設定し、第１電圧値Ｖ１に基づいてスイッチング動作を行い、ドレイン電流Ｉｄの値を記憶しておく。この例では、第１電圧値Ｖ１は初期値である。ゲート電圧Ｖｇｓ１として第２電圧値Ｖ２を設定する。第１スイッチング素子ＳＷ１は、ノーマリオン型であるため、第１電圧値Ｖ１及び第２電圧値Ｖ２は共に負の電圧値である。例えば、第２電圧値Ｖ２の絶対値は、第１電圧値Ｖ１の絶対値よりも大きい。つまり、第２電圧値Ｖ２は、第１電圧値Ｖ１よりも低い値である。そして、第１コントローラ１０１は、第２電圧値Ｖ２に基づいてスイッチング動作を行い、ドレイン電流Ｉｄが増加したか否かを判定する。ドレイン電流Ｉｄが増加したと判定された場合、ゲート電圧Ｖｇｓ１として、第２電圧値Ｖ２の直前に用いた第１電圧値Ｖ１を設定する。なお、ドレイン電流Ｉｄが増加していないと判定された場合、ゲート電圧Ｖｇｓ１として、第２電圧値Ｖ２よりもさらに低い負の電圧値を設定し、同様の処理を繰り返す。
この例においては、第１電圧値Ｖ１は、オン抵抗が最も低くなるときのゲート電圧Ｖｇｓ１の電圧値である。実施形態では、ゲート電圧Ｖｇｓ１の電圧値を変化させながら、ドレイン電流Ｉｄの増加を検知する。具体的には、図２で説明した制御方法を実施する。これにより、オン抵抗が最も低くなるゲート電圧Ｖｇｓ１の電圧値を検出し、検出した電圧値を、第１スイッチング素子ＳＷのゲート電圧Ｖｇｓ１として設定する。
ゲート電圧Ｖｇｓ１の設定は、所定のタイミングで定期的に実施してもよいし、あるいは、任意のタイミングで不定期に実施してもよい。これにより、第１スイッチング素子ＳＷ１のオン抵抗を小さくし、電力損失を抑制することができる。これにより、第１スイッチング素子ＳＷ１を高効率に制御することができる。
この例では、第１スイッチング素子ＳＷ１をノーマリオン型とし、第２スイッチング素子ＳＷ２をノーマリオフ型とした。第１スイッチング素子ＳＷ１をノーマリオフ型とし、第２スイッチング素子ＳＷ２をノーマリオン型としてもよい。第１スイッチング素子ＳＷ１及び第２スイッチング素子ＳＷ２を共にノーマリオン型としてもよい。実施形態の制御方法は、ノーマリオン型の素子であれば同様に適用することができる。
このように、実施形態によれば、スイッチング素子のオン抵抗を小さくし、電力損失を抑制することができる。これにより、スイッチング素子を高効率に制御可能なコンバータを提供することができる。
実施形態として、同期整流式降圧コンバータ及び同期整流式昇圧コンバータを説明した。実施形態は、例えば、同期整流式降昇圧コンバータや、その他の方式のコンバータとしてもよい。実施形態は、ノーマリオン型のスイッチング素子を用いたコンバータであれば、適用可能である。
実施形態によれば、スイッチング素子を高効率に制御可能なコントローラ及びコンバータが提供できる。
本願明細書において、窒化物半導体とは、ＢｘＩｎｙＡｌｚＧａ１−ｘ−ｙ−ｚＮ（０≦ｘ≦１，０≦ｙ≦１，０≦ｚ≦１，ｘ＋ｙ＋ｚ≦１）なる化学式において組成比ｘ、ｙ及びｚをそれぞれの範囲内で変化させた全ての組成の半導体を含むものとする。またさらに、上記化学式において、Ｎ（窒素）以外のＶ族元素もさらに含むもの、導電型などの各種の物性を制御するために添加される各種の元素をさらに含むもの、及び、意図せずに含まれる各種の元素をさらに含むものも、窒化物半導体に含まれるものとする。
以上、具体例を参照しつつ、本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明は、これらの具体例に限定されるものではない。例えば、スイッチング素子やコントローラなどの各要素の具体的な構成に関しては、当業者が公知の範囲から適宜選択することにより本発明を同様に実施し、同様の効果を得ることができる限り、本発明の範囲に包含される。
また、各具体例のいずれか２つ以上の要素を技術的に可能な範囲で組み合わせたものも、本発明の要旨を包含する限り本発明の範囲に含まれる。
その他、本発明の実施の形態として上述したコントローラ及びコンバータを基にして、当業者が適宜設計変更して実施し得る全てのコントローラ及びコンバータも、本発明の要旨を包含する限り、本発明の範囲に属する。
その他、本発明の思想の範疇において、当業者であれば、各種の変更例及び修正例に想到し得るものであり、それら変更例及び修正例についても本発明の範囲に属するものと了解される。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
１００〜１０２…コントローラ、 １１０、１１１…コンバータ、 Ｃ…コンデンサ、 Ｄ…ドレイン端子、 Ｄ１…第１ドレイン端子、 Ｄ２…第２ドレイン端子、 ＦＢ…帰還回路、 Ｇ…ゲート端子、 Ｇ１…第１ゲート端子、 Ｇ２…第２ゲート端子、 Ｉｄ…ドレイン電流、 ＩＬ…電流、 Ｌ…インダクタ、 Ｒ…負荷回路、 Ｓ…ソース端子、 Ｓ１…第１ソース端子、 Ｓ２…第２ソース端子、 ＳＷ…スイッチング素子、 ＳＷ１…第１スイッチング素子、 ＳＷ２…第２スイッチング素子、 Ｖ…直流電源、 Ｖ１…第１電圧値、 Ｖ２…第２電圧値、 ＶＬ…電圧、 Ｖｇｓ、Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ２…ゲート電圧、 Ｖｉｎ…入力電圧、 Ｖｏｕｔ…出力電圧

Claims (10)

  1. ノーマリオン型のスイッチング素子のゲート端子に印加するゲート電圧を第１電圧値から第２電圧値に変化させる第１処理と、
    前記スイッチング素子のドレイン端子を流れるドレイン電流が増加したか否かを判定する第２処理と、
    前記ドレイン電流が増加したと判定したときに、前記ゲート電圧を前記第１電圧値に制御する第３処理と、
    を実施するコントローラ。
  2. 前記第２処理は、前記ゲート電圧を前記第１電圧値からゼロに変化させた後の前記ドレイン電流の第１電流値と、前記ゲート電圧を前記第２電圧値からゼロに変化させた後の前記ドレイン電流の第２電流値とを比較し、前記第２電流値が前記第１電流値よりも大きいか否かを判定することを含む請求項１記載のコントローラ。
  3. 前記第２処理は、前記ゲート電圧を前記第１電圧値からゼロに変化させた後の前記ドレイン電流の第１電流値と、前記ゲート電圧を前記第２電圧値からゼロに変化させた後の前記ドレイン電流の第２電流値とを比較し、前記第２電流値が前記第１電流値よりも大きい場合に、前記第２電流値と前記第１電流値との差分が閾値よりも大きいか否かを判定することを含む請求項１記載のコントローラ。
  4. 前記第１電圧値及び前記第２電圧値は、負の電圧値であり、
    前記第２電圧値の絶対値は、前記第１電圧値の絶対値よりも大きい請求項１〜３のいずれか１つに記載のコントローラ。
  5. 第１ソース端子、第１ゲート端子及び第１ドレイン端子を含むノーマリオン型の第１スイッチング素子と、
    前記第１ゲート端子に印加するゲート電圧を第１電圧値から第２電圧値に変化させる第１処理と、前記第１ドレイン端子を流れるドレイン電流が増加したか否かを判定する第２処理と、前記ドレイン電流が増加したと判定したときに、前記ゲート電圧を前記第１電圧値に制御する第３処理と、を実施する第１コントローラと、
    を備えたコンバータ。
  6. 前記第１スイッチング素子は、窒化物半導体を用いたトランジスタである請求項５記載のコンバータ。
  7. 一端が前記第１ドレイン端子と接続され、他端が負荷回路と接続されたインダクタと、
    一端が前記インダクタと前記負荷回路との間に接続され、他端が接地されたコンデンサと、
    第２ソース端子、第２ゲート端子及び第２ドレイン端子を含み、前記第２ドレイン端子が前記第１ドレイン端子と前記インダクタとの間に接続され、前記第２ソース端子が接地された第２スイッチング素子と、
    前記第２ゲート端子と接続された第２コントローラと、
    前記負荷回路への出力電圧を前記第１コントローラ及び前記第２コントローラへ帰還させる帰還回路と、
    をさらに備え、
    前記第１ソース端子は、直流電源と接続された、請求項５または６に記載のコンバータ。
  8. 一端が直流電源と接続され、他端が負荷回路と接続されたインダクタと、
    第２ソース端子、第２ゲート端子及び第２ドレイン端子を含み、前記第２ソース端子及び前記第２ドレイン端子が前記インダクタと前記負荷回路との間に接続された第２スイッチング素子と、
    前記第２ゲート端子と接続された第２コントローラと、
    一端が前記第２ドレイン端子と前記負荷回路との間に接続され、他端が接地されたコンデンサと、
    前記負荷回路への出力電圧を前記第１コントローラ及び前記第２コントローラへ帰還させる帰還回路と、
    をさらに備え、
    前記第１ソース端子は、前記インダクタと前記第２ソース端子との間に接続され、
    前記第１ドレイン端子は、接地された、請求項５または６に記載のコンバータ。
  9. 前記第２スイッチング素子は、ノーマリオフ型である請求項７または８に記載のコンバータ。
  10. 前記第２スイッチング素子は、ノーマリオン型である請求項７または８に記載のコンバータ。
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