TW201611483A - 控制器及轉換器 - Google Patents

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TW201611483A TW104107076A TW104107076A TW201611483A TW 201611483 A TW201611483 A TW 201611483A TW 104107076 A TW104107076 A TW 104107076A TW 104107076 A TW104107076 A TW 104107076A TW 201611483 A TW201611483 A TW 201611483A
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Toshiyuki Naka
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Toshiba Kk
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Abstract

本發明之實施形態提供一種可高效率地控制開關元件之控制器及轉換器。 本發明之實施形態之控制器係一種可控制常導通型開關元件之控制器，使對上述開關元件之閘極端子施加之閘極電壓自第1電壓值變成第2電壓值，於流經上述開關元件之汲極端子之汲極電流有增加時，將上述閘極電壓控制為上述第1電壓值。

Description

控制器及轉換器
[相關申請案]
本申請案享有以日本專利申請案2014-179959號(申請日：2014年9月4日)為基礎申請案之優先權。本申請案藉由參照該基礎申請案而包含基礎申請案之全部內容。
本發明之實施形態係關於一種控制器及轉換器。
開關電源使用DC(Direct Current，直流)-DC轉換器，將已輸入之直流電壓轉換成所期望之直流電壓。於DC-DC轉換器中，例如採用使用氮化物半導體之電晶體，作為開關元件。藉此，導通電阻較小，可高速地進行開關動作，消耗電力降低。於開關元件中，期待著更高之效率。
本發明之實施形態提供一種可高效率地控制開關元件之控制器及轉換器。
本發明之實施形態之控制器係一種可控制常導通型開關元件之控制器，使對上述開關元件之閘極端子施加之閘極電壓自第1電壓值變成第2電壓值，於流經上述開關元件之汲極端子之汲極電流有增加時，將上述閘極電壓控制為上述第1電壓值。
100~102‧‧‧控制器
110、111‧‧‧轉換器
C‧‧‧電容器
D‧‧‧汲極端子
D1‧‧‧第1汲極端子
D2‧‧‧第2汲極端子
FB‧‧‧反饋電路
G‧‧‧閘極端子
G1‧‧‧第1閘極端子
G2‧‧‧第2閘極端子
Id‧‧‧汲極電流
IL‧‧‧電流
L‧‧‧電感器
R‧‧‧負載電路
S‧‧‧源極端子
S1‧‧‧第1源極端子
S2‧‧‧第2源極端子
SW‧‧‧開關元件
SW1‧‧‧第1開關元件
SW2‧‧‧第2開關元件
V‧‧‧直流電源
V1‧‧‧第1電壓值
V2‧‧‧第2電壓值
VL‧‧‧電壓
Vgs、Vgs1、Vgs2‧‧‧閘極電壓
Vin‧‧‧輸入電壓
Vout‧‧‧輸出電壓
圖1係例示第1實施形態之控制器之電路圖。
圖2係例示第1實施形態之控制器之控制方法之流程圖。
圖3係例示常導通型開關元件之導通電阻特性之曲線圖。
圖4係例示第2實施形態之轉換器之電路圖。
圖5係例示第3實施形態之轉換器之電路圖。
以下，一面參照圖式一面對本發明之各實施形態進行說明。
再者，圖式為示意性或概念性之圖式，各部分之厚度與寬度之關係、部分間之大小之比率等未必與實物相同。又，即便係於表示相同部分之情形時，亦存在相互之尺寸或比率視各圖式而不同表示之情況。
再者，於本申請之說明書與各圖中，對與關於已給出之圖於上文已述之要素相同之要素標註相同之符號，並適當省略詳細之說明。
(第1實施形態)
圖1係例示第1實施形態之控制器之電路圖。
如圖1所示，控制器100可與開關元件SW連接，而對開關元件SW之開關動作進行控制。開關元件SW例如組裝於降壓型、升壓型、降升壓型等各種轉換器中，作為對轉換器中之輸入電壓進行通斷之開關而發揮功能。
開關元件SW為常導通型元件，包含源極端子S、閘極端子G及汲極端子D。所謂常導通型元件，係指於不對閘極端子施加電壓之狀態下導通之元件，亦稱為空乏型。與此相對地，所謂常斷開型元件，係指於不對閘極端子施加電壓之狀態下斷開之元件，亦稱為增強型。開關元件SW例如為使用氮化物半導體之高電子遷移率電晶體(HEMT：High Electron Mobility Transistor)。於氮化物半導體中，例如可使用氮化鎵(GaN)。
控制器100例如為包含CPU(Central Processing Unit，中央處理單 元)及記憶體等之控制裝置。於控制器100之一部分或全部，可使用LSI(Large Scale Integration，大規模積體電路)等積體電路或IC(Integrated Circuit，積體電路)晶片組。於控制器100中，既可使用單個電路，亦可使用將一部分或全部積體而形成之電路。於積體化中，並不限於LSI，亦可使用專用電路或通用處理器。
控制器100例如具備未圖示之PWM(Pulse Width Modulation：脈衝寬度調制)產生電路，對開關元件SW之閘極端子G施加脈衝狀之閘極電壓(閘極-源極間電壓)Vgs。
開關元件SW根據藉由控制器100而施加之閘極電壓Vgs，實施通斷動作，得到PWM驅動。即，當為常導通型元件之情形時，於未施加閘極電壓Vgs之狀態(閘極電壓Vgs=0)下導通。於導通狀態下，源極-汲極間流動電流，汲極電流Id流動。另一方面，於施加特定之負電壓作為閘極電壓Vgs之狀態下斷開。於斷開狀態下，源極-汲極間不流動電流，汲極電流Id不流動。
開關元件SW為電晶體，因此具有所謂之導通電阻。所謂導通電阻，係指電晶體導通之狀態下之源極-汲極間之電阻。而且，開關元件SW利用源極-汲極間之電阻視對閘極-源極間施加之閘極電壓Vgs而變化之性質，進行通斷之開關動作。
若開關元件SW導通，則源極-汲極間流動電流。藉由該電流及導通電阻，而產生電壓，其成為電力損耗。具體而言，所產生之電力於開關元件SW中轉換成熱，成為損耗。導通電阻較大意味著電力損耗變大。
採用使用GaN之HEMT作為開關元件SW，藉此可縮小導通電阻，高速地實施開關動作。因此，可抑制電力損耗。但是，由於HEMT為常導通型元件，故而於不施加閘極電壓之狀態下導通。HEMT為了實施開關動作，藉由施加負電壓作為閘極電壓而斷開。此 時，儘可能低之閘極電壓可確實地使HEMT斷開，因此為較佳。另一方面，存在若使閘極電壓過低，則導通電阻增加之特性。該特性於每個元件中都存在差異，因此較佳為對每個元件設定適當之閘極電壓。
實施形態之控制器100實施如下處理：第1處理，使對開關元件SW之閘極端子G施加之閘極電壓Vgs自第1電壓值V1變成第2電壓值V2；第2處理，判定流經開關元件SW之汲極端子D之汲極電流Id是否有增加；及第3處理，當判定汲極電流Id有增加時，將閘極電壓Vgs控制為第1電壓值V1。
該等第1~第3處理例如可藉由軟體控制來實施。即，可使用程式實施該等第1~第3處理。該等第1~第3處理亦可藉由硬體控制來實施。
於組裝有開關元件SW之轉換器中，通常會實施反饋(feedback)控制。於反饋控制中，以使輸出電壓始終為基準值(固定)之方式進行控制。若於開關元件SW中導通電阻增加，則電力損耗增加，輸出電壓降低。為了使已降低之輸出電壓恢復到基準值，使汲極電流Id增加。藉此，輸出電壓被維持為基準值。
即，汲極電流Id之增加意味著導通電阻之增加(電力損耗之增加)。因此，可藉由檢測汲極電流Id之增加，而檢測導通電阻之增加。控制器100設定第1電壓值V1作為閘極電壓Vgs，基於第1電壓值V1進行開關動作，並記憶汲極電流Id之值。於該例中，第1電壓值V1為初始值。設定第2電壓值V2作為閘極電壓Vgs。由於開關元件SW為常導通型，故而第1電壓值V1及第2電壓值V2均為負之電壓值。例如，第2電壓值V2之絕對值大於第1電壓值V1之絕對值。即，第2電壓值V2為低於第1壓值V1之值。而且，控制器100基於第2電壓值V2進行開關動作，並判定汲極電流Id是否有增加。於判定汲極電流Id有增加之情形時，設定於第2電壓值V2之前使用之第1電壓值V1，作為閘極 電壓Vgs。再者，於判定汲極電流Id未增加之情形時，設定較第2電壓值V2更低之負之電壓值，作為閘極電壓Vgs，並重複相同之處理。
於該例中，第1電壓值V1為導通電阻最低時之閘極電壓Vgs之電壓值。於實施形態中，一面使閘極電壓Vgs之電壓值變化，一面對汲極電流Id之增加進行檢測。藉此，檢測出導通電阻最低之閘極電壓Vgs之電壓值，將所檢測出之電壓值設定為開關元件SW之閘極電壓Vgs。
閘極電壓Vgs之設定既可按照特定之時序定期地實施，或者亦可按照任意之時序不定期地實施。藉此，可縮小開關元件SW之導通電阻，抑制電力損耗。藉此，可高效率地控制開關元件SW。
圖2係例示第1實施形態之控制器之控制方法之流程圖。
控制器100設定第n(n≧2)電壓值Vn，作為對開關元件SW之閘極端子G施加之閘極電壓Vgs(步驟S1)。步驟S1相當於第1處理。第n電壓值Vn例如為自之前所使用之第(n-1)電壓值Vn-1中減去△Vgs所得之值。△Vgs例如只要預先決定為固定值即可。於該例中，第n電壓值Vn及第(n-1)電壓值Vn-1均為負之電壓值。於該例中，第n電壓值Vn成為低於第(n-1)電壓值Vn-1之值。
控制器100基於第n電壓值Vn進行開關動作，並判定流經開關元件SW之汲極端子D之汲極電流Id是否有增加(步驟S2)。步驟S2相當於第2處理。控制器100例如對使閘極電壓Vgs自第(n-1)電壓值Vn-1變成零之後之汲極電流Id之第(n-1)電流值In-1、與使閘極電壓Vgs自第n電壓值Vn變成零之後之汲極電流Id之第n電流值In進行比較。之前之第(n-1)電流值In-1只要儲存於控制器100內之記憶體中即可。控制器100判定第n電流值In是否大於第(n-1)電流值In-1。
此處，開關元件SW為常導通型元件。因此，於施加第(n-1)電壓值Vn-1或第n電壓值Vn作為閘極電壓Vgs之狀態下斷開，汲極電流Id不 流動。另一方面，於未施加閘極電壓Vgs之狀態(Vgs=0)下導通，汲極電流Id流動。
於步驟S2中亦可實施另一處理。即，控制器100對使閘極電壓Vgs自第(n-1)電壓值Vn-1變成零之後之汲極電流Id之第(n-1)電流值In-1、與使閘極電壓Vgs自第n電壓值Vn變成零之後之汲極電流Id之第n電流值In進行比較。控制器100對於第n電流值In大於第(n-1)電流值In-1之情形時，判定第n電流值In與第(n-1)電流值In-1之差量是否大於閾值。
當於步驟S2中，判定汲極電流Id未增加之情形時(否之情形時)，控制器100使n增加1(步驟S3)，返回到步驟S1，重複處理。
當於步驟S2中，判定汲極電流Id有增加之情形時(是之情形時)，控制器100設定之前所使用之第(n-1)電壓值Vn-1作為閘極電壓Vgs(步驟S4)。步驟S4相當於第3處理。即，閘極電壓Vgs被控制為之前所使用之第(n-1)電壓值Vn-1。第(n-1)電壓值Vn-1為導通電阻最低時之閘極電壓Vgs之電壓值。
圖3係例示常導通型開關元件之導通電阻特性之曲線圖。
圖3表示常導通型開關元件之閘極電壓與導通電阻增加率之關係。
圖中，縱軸之α表示導通電阻與導通電阻初始值之比率(導通電阻增加率)，橫軸之Vgs表示對閘極端子施加之閘極電壓(V)。閘極電壓Vgs為負電壓。
如圖3所示，可知：於常導通型開關元件SW中，隨著閘極電壓Vgs下降，導通電阻增加率α上升。即，若使閘極電壓Vgs過低，則開關元件SW中之導通電阻增加，電力損耗增加，因此欠佳。
實施形態之控制器100實施如下處理：第1處理，使對開關元件SW之閘極端子G施加之閘極電壓Vgs自第1電壓值V1變成第2電壓值V2；第2處理，判定流經開關元件SW之汲極端子D之汲極電流Id是否 有增加；及第3處理，當判定汲極電流Id有增加時，將閘極電壓Vgs控制為第1電壓值V1。即，一面使閘極電壓Vgs之電壓值變化，一面對汲極電流Id之增加進行檢測。藉此，檢測出導通電阻最低之閘極電壓Vgs之電壓值，將所檢測出之電壓值設定為開關元件SW之閘極電壓Vgs。
根據實施形態，可縮小開關元件之導通電阻，抑制電力損耗。藉此，可提供一種能夠高效率地控制開關元件之控制器。
再者，實施形態並不限定於控制器。例如，亦可設定為控制器之控制方法之實施形態，甚至用以執行控制方法之程式之實施形態。
(第2實施形態)
圖4係例示第2實施形態之轉換器之電路圖。
圖4例示組裝有圖1之控制器之轉換器。
實施形態之轉換器110例如為同步整流式降壓轉換器。
如圖4所示，於轉換器110上，連接有直流電源V、及負載電路R。直流電源V產生輸入電壓Vin，並將所產生之輸入電壓Vin供給到轉換器110。轉換器110對輸入電壓Vin進行降壓，產生所期望之電位之輸出電壓Vout，並將所產生之輸出電壓Vout供給到負載電路R。
轉換器110包含第1開關元件SW1、第2開關元件SW2、電感器L、電容器C、反饋電路FB、第1控制器101、及第2控制器102。
第1開關元件SW1為常導通型電晶體元件。第1開關元件SW1包含第1源極端子S1、第1閘極端子G1、及第1汲極端子D1。第1開關元件SW1例如為使用氮化物半導體之HEMT。於氮化物半導體中，例如可使用GaN。
第1控制器101與第1閘極端子G1連接。第1控制器101例如具備未圖示之PWM產生電路，對第1開關元件SW1之第1閘極端子G1施加脈衝狀之閘極電壓Vgs1。
第1開關元件SW1根據藉由第1控制器101而施加之閘極電壓Vgs1，實施通斷動作，得到PWM驅動。即，當為常導通型元件之情形時，於未施加閘極電壓Vgs1之狀態(閘極電壓Vgs1=0)下導通。於導通狀態下，源極-汲極間流動電流，汲極電流Id流動。另一方面，於施加特定之負電壓作為閘極電壓Vgs1之狀態下斷開。於斷開狀態下，源極-汲極間不流動電流，汲極電流Id不流動。
實施形態之第1控制器101實施如下處理：第1處理，使對第1閘極端子G1施加之閘極電壓Vgs1自第1電壓值V1變成第2電壓值V2；第2處理，判定流經第1汲極端子D1之汲極電流Id是否有增加；及第3處理，當判定汲極電流Id有增加時，將閘極電壓Vgs1控制為第1電壓值V1。即，第1控制器101實施與第1實施形態(圖1)中已說明之控制器100相同之處理。
第2開關元件SW2例如為常斷開型電晶體元件。第2開關元件SW2包含第2源極端子S2、第2閘極端子G2、及第2汲極端子D2。於第2開關元件SW2中，例如可使用MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor，金屬氧化物半導體場效電晶體)。
第2控制器102與第2閘極端子G2連接。第2控制器102例如具備未圖示之PWM產生電路，對第2開關元件SW2之第2閘極端子G2施加脈衝狀之閘極電壓Vgs2。再者，於該例中，將第1控制器101與第2控制器102分開構成。亦可一體地構成第1控制器101與第2控制器102。
第2開關元件SW2根據藉由第2控制器102而施加之閘極電壓Vgs2，實施通斷動作，得到PWM驅動。即，當為常斷開型元件之情形時，於施加特定之正電壓作為閘極電壓Vgs2之狀態下導通。另一方面，於未施加閘極電壓Vgs2之狀態(閘極電壓Vgs2=0)下斷開。
電感器L為一端與第1汲極端子D1連接，另一端與負載電路R連接。電容器C為一端連接於電感器L與負載電路R之間，另一端接地。 第2開關元件SW2為第2汲極端子D2連接於第1汲極端子D1與電感器L之間，第2源極端子S2接地。反饋電路FB將朝向負載電路R之輸出電壓Vout反饋給第1控制器101及第2控制器102。第1源極端子S1與直流電源V連接。
對實施形態之轉換器110之動作例進行說明。
第1控制器101使向第1開關元件SW1之第1閘極端子G1供給之閘極電壓Vgs1為0(零)。藉此，第1開關元件SW1成為導通狀態。此時，第2開關元件SW2成為斷開狀態(閘極電壓Vgs2=0)。若第1開關元件SW1導通，則對電感器L施加輸入電壓Vin。於電感器L中，電能向磁能轉換，並儲存。藉此，電感器L得到充電。流經電感器L之電流IL相對於時間而增加。流經電感器L之電流IL成為包含直流成分、及漣波成分之直流電流。電容器C將該電流IL之漣波成分除去而使其平滑化。於電感器L中，沿著抵消輸入電壓Vin之方向產生電壓VL。因此，輸入電壓Vin降低與電壓VL之部分相應之量。藉此，輸出電壓Vout低於輸入電壓Vin。電容器C藉由輸出電壓Vout得到充電，電容器C之兩端電壓成為輸出電壓Vout。
第1控制器101向第1開關元件SW1之第1閘極端子G1供給特定之負電壓，作為閘極電壓Vgs1。藉此，第1開關元件SW1成為斷開狀態。此時，向第2開關元件SW2供給特定之正電壓，作為閘極電壓Vgs2，使其成為導通狀態。若第1開關元件SW1斷開，則經由第2開關元件SW2，儲存在電感器L中之磁能作為電能而釋放。即，電感器L與電容器C成為並聯連接之形式，因此電感器L之兩端電壓亦成為輸出電壓Vout。電感器L於輸出電壓Vout下，將磁能轉換成電能，獲得電流IL。
於轉換器110中，藉由第1控制器101、第2控制器102及反饋電路FB而實施反饋(feedback)控制。於反饋控制中，以使輸出電壓Vout始 終為基準值(固定)之方式進行控制。例如，若於第1開關元件SW1中導通電阻增加，則電力損耗增加，輸出電壓Vout降低。為了使已降低之輸出電壓Vout恢復到基準值，使汲極電流Id增加。藉此，輸出電壓Vout被維持為基準值。
即，汲極電流Id之增加意味著導通電阻之增加(電力損耗之增加)。因此，可藉由對汲極電流Id之增加進行檢測，而對導通電阻之增加進行檢測。第1控制器101設定第1電壓值V1作為閘極電壓Vgs1，基於第1電壓值V1進行開關動作，並記憶汲極電流Id之值。於該例中，第1電壓值V1為初始值。設定第2電壓值V2作為閘極電壓Vgs1。由於第1開關元件SW1為常導通型，故而第1電壓值V1及第2電壓值V2均為負之電壓值。例如，第2電壓值V2之絕對值大於第1電壓值V1之絕對值。即，第2電壓值V2為低於第1電壓值V1之值。而且，第1控制器101基於第2電壓值V2進行開關動作，並判定汲極電流Id是否有增加。於判定汲極電流Id有增加之情形時，設定於第2電壓值V2之前使用之第1電壓值V1，作為閘極電壓Vgs1。再者，於判定汲極電流Id未增加之情形時，設定較第2電壓值V2更低之負之電壓值，作為閘極電壓Vgs1，並重複相同之處理。
於該例中，第1電壓值V1為導通電阻最低時之閘極電壓Vgs1之電壓值。於實施形態中，一面使閘極電壓Vgs1之電壓值變化，一面對汲極電流Id之增加進行檢測。具體而言，實施圖2中已說明之控制方法。藉此，檢測出導通電阻最低之閘極電壓Vgs1之電壓值，將所檢測出之電壓值設定為第1開關元件SW之閘極電壓Vgs1。
閘極電壓Vgs1之設定既可按照特定之時序定期地實施，或者亦可按照任意之時序不定期地實施。藉此，可縮小第1開關元件SW1之導通電阻，抑制電力損耗。藉此，可高效率地控制第1開關元件SW1。
於該例中，將第1開關元件SW1設定為常導通型，將第2開關元件SW2設定為常斷開型。亦可將第1開關元件SW1設定為常斷開型，將第2開關元件SW2設定為常導通型。亦可將第1開關元件SW1及第2開關元件SW2均設定為常導通型。只要係常導通型元件，就可同樣地應用實施形態之控制方法。
如此，根據實施形態，可縮小開關元件之導通電阻，抑制電力損耗。藉此，可提供一種能夠高效率地控制開關元件之轉換器。
(第3實施形態)
圖5係例示第3實施形態之轉換器之電路圖。
圖5例示組裝有圖1之控制器之另一轉換器。
實施形態之轉換器111例如為同步整流式升壓轉換器。
如圖5所示，於轉換器111上，連接有直流電源V、及負載電路R。直流電源V產生輸入電壓Vin，並將所產生之輸入電壓Vin供給到轉換器111。轉換器111對輸入電壓Vin進行升壓，產生所期望之電位之輸出電壓Vout，並將所產生之輸出電壓Vout供給到負載電路R。
轉換器111包含第1開關元件SW1、第2開關元件SW2、電感器L、電容器C、反饋電路FB、第1控制器101、及第2控制器102。
第1開關元件SW1為常導通型電晶體元件。第1開關元件SW1包含第1源極端子S1、第1閘極端子G1、及第1汲極端子D1。第1開關元件SW1例如為使用氮化物半導體之HEMT。於氮化物半導體中，例如可使用GaN。
第1控制器101與第1閘極端子G1連接。第1控制器101例如具備未圖示之PWM產生電路，對第1開關元件SW1之第1閘極端子G1施加脈衝狀之閘極電壓Vgs1。
第1開關元件SW1根據藉由第1控制器101而施加之閘極電壓Vgs1，實施通斷動作，得到PWM驅動。即，當為常導通型元件之情 形時，於未施加閘極電壓Vgs1之狀態(閘極電壓Vgs1=0)下導通。於導通狀態下，源極-汲極間流動電流，汲極電流Id流動。另一方面，於施加特定之負電壓作為閘極電壓Vgs1之狀態下斷開。於斷開狀態下，源極-汲極間不流動電流，汲極電流Id不流動。
實施形態之第1控制器101實施如下處理：第1處理，使對第1閘極端子G1施加之閘極電壓Vgs1自第1電壓值V1變成第2電壓值V2；第2處理，判定流經第1汲極端子D1之汲極電流Id是否有增加；及第3處理，當判定汲極電流Id有增加時，將閘極電壓Vgs1控制為第1電壓值V1。即，第1控制器101實施與第1實施形態(圖1)中已說明之控制器100相同之處理。
第2開關元件SW2例如為常斷開型電晶體元件。第2開關元件SW2包含第2源極端子S2、第2閘極端子G2、及第2汲極端子D2。於第2開關元件SW2中，例如可使用MOSFET。
第2控制器102與第2閘極端子G2連接。第2控制器102例如具備未圖示之PWM產生電路，對第2開關元件SW2之第2閘極端子G2施加脈衝狀之閘極電壓Vgs2。再者，於該例中，將第1控制器101與第2控制器102分開構成。亦可一體地構成第1控制器101與第2控制器102。
第2開關元件SW2根據藉由第2控制器102而施加之閘極電壓Vgs2，實施通斷動作，得到PWM驅動。即，當為常斷開型元件之情形時，於施加特定之正電壓作為閘極電壓Vgs2之狀態下導通。另一方面，於未施加閘極電壓Vgs2之狀態(閘極電壓Vgs2=0)下斷開。
電感器L為一端與直流電源V連接，另一端與負載電路R連接。第2開關元件SW2為第2源極端子S2及第2汲極端子D2連接於電感器L與負載電路R之間。第2控制器102與第2閘極端子G2連接。電容器C為一端連接於第2汲極端子D2與負載電路R之間，另一端接地。反饋電路FB將朝向負載電路R之輸出電壓Vout反饋給第1控制器101及第2控制 器102。第1源極端子S1連接於電感器L與第2源極端子S2之間。第1汲極端子D1接地。
對實施形態之轉換器111之動作例進行說明。
第1控制器101向第1開關元件SW1之第1閘極端子G1供給特定之負電壓，作為閘極電壓Vgs1。藉此，第1開關元件SW1成為斷開狀態。此時，向第2開關元件SW2供給特定之正電壓，作為閘極電壓Vgs2，使其成為導通狀態。若第2開關元件SW2導通，則施加輸入電壓Vin，於電感器L、負載電路R中流動電流。藉此，開始電感器L之充電。
第1控制器101使向第1開關元件SW1之第1閘極端子G1供給之閘極電壓Vgs1為0(零)。藉此，第1開關元件SW1成為導通狀態。此時，第2開關元件SW2成為斷開狀態(閘極電壓Vgs2=0)。若第1開關元件SW1導通，則經由第1開關元件SW1，於電感器L中流動電流。與負載電路R相比，第1開關元件SW1之電阻較小，因此流經電感器L之電流IL較流經負載電路R時有所增加。隨著電流之增加，電感器L進一步得到充電。即，於電感器L中，電能向磁能轉換，並儲存。
若再次使第1開關元件SW1斷開，使第2開關元件SW2導通，則經由第2開關元件SW2，於電感器L、負載電路R中流動電流。與第1開關元件SW1相比，負載電路R之電阻較大，因此流經電感器L之電流IL減少。因此，電感器L將所儲存之磁能作為電能而釋放。於電感器L中，沿著與輸入電壓Vin相同之方向產生電壓VL。因此，輸入電壓Vin上升與電壓VL之部分相應之量。藉此，輸出電壓Vout高於輸入電壓Vin。電容器C被充電至該輸出電壓Vout。
若再次使第1開關元件SW1導通，使第2開關元件SW2斷開，則於第1開關元件SW1中流動電流，電感器L得到充電。於電感器L充電之過程中，對電容器C實施充電之輸出電壓Vout供給到負載電路R。
於轉換器111中，藉由第1控制器101、第2控制器102及反饋電路FB而實施而反饋(feedback)控制。於反饋控制中，以使輸出電壓Vout始終為基準值(固定)之方式進行控制。例如，若於第1開關元件SW中導通電阻增加，則電力損耗增加，輸出電壓Vout降低。為了使已降低之輸出電壓Vout恢復到基準值，使汲極電流Id增加。藉此，輸出電壓Vout被維持為基準值。
即，汲極電流Id之增加意味著導通電阻之增加(電力損耗之增加)。因此，可藉由對汲極電流Id之增加進行檢測，而對導通電阻之增加進行檢測。第1控制器101設定第1電壓值V1作為閘極電壓Vgs1，基於第1電壓值V1進行開關動作，並記憶汲極電流Id之值。於該例中，第1電壓值V1為初始值。設定第2電壓值V2作為閘極電壓Vgs1。由於第1開關元件SW1為常導通型，故而第1電壓值V1及第2電壓值V2均為負之電壓值。例如，第2電壓值V2之絕對值大於第1電壓值V1之絕對值。即，第2電壓值V2係低於第1電壓值V1之值。而且，第1控制器101基於第2電壓值V2進行開關動作，並判定汲極電流Id是否有增加。於判定汲極電流Id有增加之情形時，設定於第2電壓值V2之前使用之第1電壓值V1，作為閘極電壓Vgs1。再者，於判定汲極電流Id未增加之情形時，設定較第2電壓值V2更低之負之電壓值，作為閘極電壓Vgs1，並重複相同之處理。
於該例中，第1電壓值V1為導通電阻最低時之閘極電壓Vgs1之電壓值。於實施形態中，一面使閘極電壓Vgs1之電壓值變化，一面對汲極電流Id之增加進行檢測。具體而言，實施圖2中已說明之控制方法。藉此，檢測出導通電阻最低之閘極電壓Vgs1之電壓值，將所檢測出之電壓值設定為第1開關元件SW之閘極電壓Vgs1。
閘極電壓Vgs1之設定既可按照特定之時序定期地實施，或者亦可按照任意之時序不定期地實施。藉此，可縮小第1開關元件SW1之 導通電阻，抑制電力損耗。藉此，可高效率地控制第1開關元件SW1。
於該例中，將第1開關元件SW1設定為常導通型，將第2開關元件SW2設定為常斷開型。亦可將第1開關元件SW1設定為常斷開型，將第2開關元件SW2設定為常導通型。亦可將第1開關元件SW1及第2開關元件SW2均設定為常導通型。只要係常導通型元件，就可同樣地應用實施形態之控制方法。
如此，根據實施形態，可縮小開關元件之導通電阻，抑制電力損耗。藉此，可提供一種能夠高效率地控制開關元件之轉換器。
作為實施形態，對同步整流式降壓轉換器及同步整流式升壓轉換器進行了說明。實施形態例如亦可設定為同步整流式降升壓轉換器、或其他方式之轉換器。只要係使用常導通型開關元件之轉換器，實施形態就可應用。
根據實施形態，可提供一種能夠高效率地控制開關元件之控制器及轉換器。
於本申請之說明書中，所謂氮化物半導體，包括於BxInyAlzGa1-x-y-zN(0≦x≦1，0≦y≦1，0≦z≦1，x+y+z≦1)之化學式中使組成比x、y及z於各自之範圍內變化所得之全部組成之半導體。而且，進而如下半導體亦包括於氮化物半導體中：於上述化學式中進而含有N(氮)以外之V族元素之半導體、進而含有為了控制導電型等各種物性而添加之各種元素之半導體、以及進而含有非有意包含之各種元素之半導體。
以上，一面參照具體例，一面對本發明之實施形態進行了說明。但是，本發明並不限定於該等具體例。例如，關於開關元件及控制器等各要素之具體之構成，只要藉由業者自公知之範圍中適當選擇，可同樣地實施本發明，並獲得相同之效果，則亦包含於本發明之 範圍內。
又，將各具體例中之任意2個以上要素於技術上可實現之範圍內進行組合所得之發明只要包含本發明之主旨，則亦包含於本發明之範圍內。
此外，業者可基於上文中作為本發明之實施形態而敍述之控制器及轉換器，適當設計變更而實施之全部控制器及轉換器只要包含本發明之主旨，則都屬於本發明之範圍。
此外，於本發明之思想之範疇中，只要係業者就應該能夠想到各種變更例及修正例，應該瞭解該等變更例及修正例亦屬於本發明之範圍。
對本發明之若干實施形態進行了說明，但該等實施形態係作為例子而提出，並非意欲限定發明之範圍。該等新穎之實施形態可藉由其他各種形態來實施，可於不脫離發明之主旨之範圍內進行各種省略、置換、變更。該等實施形態及其變化包含於發明之範圍或主旨中，並且包含於申請專利範圍所記載之發明及其均等之範圍內。
100‧‧‧控制器
D‧‧‧汲極端子
G‧‧‧閘極端子
Id‧‧‧汲極電流
S‧‧‧源極端子
SW‧‧‧開關元件
V1‧‧‧第1電壓值
V2‧‧‧第2電壓值
Vgs‧‧‧閘極電壓

Claims (10)

  1. 一種控制器，其係可控制常導通型開關元件者；且使對上述開關元件之閘極端子施加之閘極電壓自第1電壓值變成第2電壓值；於流經上述開關元件之汲極端子之汲極電流有增加時，將上述閘極電壓控制為上述第1電壓值。
  2. 如請求項1之控制器，其中比較使上述閘極電壓自上述第1電壓值變成零後之上述汲極電流之第1電流值與使上述閘極電壓自上述第2電壓值變成零後之上述汲極電流之第2電流值，並判定上述第2電流值是否大於上述第1電流值。
  3. 如請求項1之控制器，其中比較使上述閘極電壓自上述第1電壓值變成零後之上述汲極電流之第1電流值與使上述閘極電壓自上述第2電壓值變成零後之上述汲極電流之第2電流值，而於上述第2電流值大於上述第1電流值之情形時，判定上述第2電流值與上述第1電流值之差量是否大於閾值。
  4. 如請求項1之控制器，其中上述第1電壓值及上述第2電壓值為負之電壓值；且上述第2電壓值之絕對值大於上述第1電壓值之絕對值。
  5. 一種轉換器，其包括：常導通型第1開關元件，其包含：第1源極端子、第1閘極端子及第1汲極端子；及第1控制器，其控制上述第1開關元件；且上述第1控制器使對上述第1閘極端子施加之閘極電壓自第1電壓值變成第2電壓值；於流經上述第1汲極端子之汲極電流有增加時，將上述閘極電 壓控制為上述第1電壓值。
  6. 如請求項5之轉換器，其中上述第1開關元件為使用氮化物半導體之電晶體。
  7. 如請求項5之轉換器，其進而包括：電感器，其一端與上述第1汲極端子連接，另一端與負載電路連接；電容器，其一端連接於上述電感器與上述負載電路之間，另一端接地；第2開關元件，其包含第2源極端子、第2閘極端子及第2汲極端子，上述第2汲極端子連接於上述第1汲極端子與上述電感器之間，上述第2源極端子接地；第2控制器，其與上述第2閘極端子連接；及反饋電路，其將對上述負載電路之輸出電壓反饋至上述第1控制器及上述第2控制器；且上述第1源極端子與直流電源連接。
  8. 如請求項5之轉換器，其進而包括：電感器，其一端與直流電源連接，另一端與負載電路連接；第2開關元件，其包含第2源極端子、第2閘極端子及第2汲極端子，上述第2源極端子及上述第2汲極端子連接於上述電感器與上述負載電路之間；第2控制器，其與上述第2閘極端子連接；電容器，其一端連接於上述第2汲極端子與上述負載電路之間，另一端接地；及反饋電路，其將對上述負載電路之輸出電壓反饋給上述第1控制器及上述第2控制器；且上述第1源極端子連接於上述電感器與上述第2源極端子之 間；上述第1汲極端子接地。
  9. 如請求項7之轉換器，其中上述第2開關元件為常斷開型。
  10. 如請求項7之轉換器，其中上述第2開關元件為常導通型。
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