JP2009124807A

JP2009124807A - 電圧変換回路

Info

Publication number: JP2009124807A
Application number: JP2007293801A
Authority: JP
Inventors: Makoto Izumi; 誠泉
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2007-11-13
Filing date: 2007-11-13
Publication date: 2009-06-04

Abstract

【課題】電圧変換効率の劣化を抑制することが可能な電圧変換回路を供給する。
【解決手段】電圧変換回路９を含む電源装置１００は、交流電源１と整流回路２を有する電源回路３と、複数のコンデンサ４およびこの複数のコンデンサ４を電源回路３に対して直列接続と並列接続とに切り替えるスイッチング回路５を有する電圧変換回路９と、負荷回路１０とから主に構成される。電圧変換回路９は電源回路３と負荷回路１０との間に接続され、さらに電圧変換回路９には複数のコンデンサ４の接続数（昇降圧段数）の増減を制御する増幅率制御回路６が接続されている。この増幅率制御回路６は、周波数検出回路７からの交流電源１の周波数と、電圧検出回路８からの交流電源１の整流後の電圧（電圧変換回路９への入力電圧）の各情報に基づいて複数のコンデンサ４の接続数の増減の制御を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、電圧変換回路に関し、特に交流電源から入力された電圧を昇圧または降圧するための電圧変換回路に関する。

一般に負荷回路に電力を供給する外部交流電源からの電源電圧を所望の電圧値に昇圧または降圧する回路としてチャージポンプ回路（電圧変換回路）が知られている（たとえば、特許文献１参照）。

上記特許文献１では、チャージポンプ回路としてスイッチドキャパシタタイプＤＣ−ＤＣコンバータが採用され、このＤＣ−ＤＣコンバータでは、負荷回路にかかる電圧（コンバータからの出力電圧）が高いと昇圧または降圧段数を増加させて電圧を下げ、負荷回路にかかる電圧が低いと昇圧または降圧段数を減少させて電圧を上げることにより、負荷回路に供給する電力を制御している。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータに供給される入力電圧と昇圧または降圧後の出力電圧とをモニタすることで、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧あるいは降圧段数の制御を行っている。
特開２００４−２３８３２号公報

しかしながら、外部交流電源として静電誘導型の振動発電装置を用いた場合には、その出力インピーダンス（内部抵抗）が負荷回路の抵抗よりも高いため、外部交流電源からの電圧を降圧するために昇圧または降圧段数を増加させても負荷回路にかかる電圧（コンバータからの出力電圧）が上がってしまうという現象が生じる。これにより、従来の電圧モニタによる制御方法では、電圧をさらに降圧するための制御がなされ、チャージポンプ回路の昇圧または降圧後の出力電圧を所望の電圧することができなくなる状態が生じる。この結果、チャージポンプ回路の電圧変換効率が劣化してしまうということが懸念される。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、電圧変換効率の劣化を抑制することが可能な電圧変換回路を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明に係る電圧変換回路は、交流電源と負荷回路との間に接続され、複数のコンデンサの接続状態および接続数を切り替えることにより交流電源から入力された電圧を昇圧または降圧する電圧変換回路であって、複数のコンデンサを交流電源および負荷回路に対して直列接続と並列接続とに接続状態を切り替えるスイッチング回路と、複数のコンデンサの接続数を制御する制御回路とを備え、制御回路は交流電源から複数のコンデンサに供給される入力電圧と交流電源の周波数とに基づいて制御を行うことを特徴とする。

本発明によれば、電圧変換効率の劣化を抑制することが可能な電圧変換回路が提供される。

以下、本発明を具現化した実施形態について図面に基づいて説明する。なお、すべての図面において、同様な構成要素には同様の符号を付し、適宜説明を省略する。

図１は本実施形態にかかる電圧変換回路９を含む電源装置１００の基本構成を示すブロック図である。

本実施形態の電圧変換回路９を含む電源装置１００は、図１に示すように、交流電源１と整流回路２を有する電源回路３と、電圧変換回路（複数のコンデンサ４、この複数のコンデンサ４を電源回路３に対して直列接続と並列接続とに切り替えるスイッチング回路５、及び複数のコンデンサ４の接続数を切り替えるスイッチング回路５ａを有する電圧変換回路）９と、負荷回路１０と、から主に構成される。電圧変換回路９は電源回路３と負荷回路１０との間に接続され、さらに電圧変換回路９には複数のコンデンサ４の接続数（昇降圧段数）の増減を制御する増幅率制御回路６が接続されている。この増幅率制御回路６は、周波数検出回路７からの交流電源１の周波数と、電圧検出回路８からの交流電源１の整流後の電圧（電圧変換回路９への入力電圧）の各情報に基づいて、複数のコンデンサ４の接続数の増減の制御を行っている。また、スイッチング回路５は整流回路２を介さずに交流電源１と接続され、交流電源１の電位変動（出力信号が立ち下がる際の電位差あるいは立ち下がる際の電位差）によりスイッチングするように構成されている。

具体的には以下のとおりである。

電源回路３は、交流電源１と整流回路２とが直列に接続されて構成される。交流電源１には、たとえば、静電誘導型の振動発電装置が用いられ、外部からの振動により発電を行い、交流電圧（交流信号）を発生させる。なお、こうした振動発電装置では、その動作中に交流周波数が変動するとともに、この交流周波数によって開放電圧（発電装置を外部回路から切り離した状態での端子電圧）や出力インピーダンスが変動する。整流回路２は、たとえば、４つのダイオードからなるブリッジ整流回路と平滑コンデンサで構成され、これらを介して交流電源１からの交流電圧を直流電圧に変換する。

電圧変換回路９は、複数のコンデンサ４、この複数のコンデンサ４を電源回路３に対して直列接続と並列接続とに切り替えるスイッチング回路５、及び複数のコンデンサ４の接続数を切り替えるスイッチング回路５ａからなる昇降圧部を有し、さらに複数のコンデンサ４の接続数の増減を制御する増幅率制御回路６、交流電源１の周波数をモニタする周波数検出回路７、及び交流電源１の整流後の電圧（電圧変換回路９への入力電圧）をモニタする電圧検出回路８からなる制御部を有する。

電圧変換回路９の昇降圧部では、複数のコンデンサ４は、整流回路２を介して交流電源１が接続され、電源回路３から整流後の出力電力が充電されるように接続されている。そして、複数のコンデンサ４は、電源回路３に対して直列接続と並列接続とに接続状態を切り替えられるとともに、さらに接続状態の切り替わるコンデンサの接続数（段数）を変更できるように構成されている。スイッチング回路５は、整流回路２を介さずに交流電源１が直接接続され、交流電源１の電位変動（出力信号が立ち下がる際の電位差あるいは立ち下がる際の電位差）によりスイッチング動作を行うように構成されている。

そして、電圧変換回路９から出力される電圧を降圧する際には、まず複数のコンデンサ４の中から選択されているコンデンサに対して、スイッチング回路５を切り替えて各々のコンデンサが電源回路３および負荷回路１０に対して直列に接続し、電源回路３から電圧変換回路９（直列接続されたコンデンサ）にエネルギーを充電する。そして、スイッチング回路５を切り替えて各々のコンデンサが電源回路３および負荷回路１０に対して並列に接続し、電圧変換回路９（並列接続されたコンデンサ）からエネルギーを出力する。こうしたエネルギーは定電圧回路１１を介して負荷回路１０に供給される。電圧変換回路９の昇降圧部では、このようにして電圧変換動作を行い、電源電圧を降圧して負荷回路１０に供給する。そして、負荷回路１０への電流（電力）を増幅させている。

なお、スイッチング回路５の切り替えは、並列接続ではコンデンサの充電が一定の電位を超えた場合に、スイッチング回路５の所定の端子に交流電源１からの整流前の信号波形の電位変動（出力信号が立ち上がる際の電位差）を印加することにより行う。そして、直列接続ではコンデンサの充電が一定の電位より下がった場合に、スイッチング回路５の所定の端子に交流電源１からの整流前の信号波形の電位変動（出力信号が立ち下がる際の電位差）を印加することにより行う。

具体的に、コンデンサ数が５個の場合を例に、接続状態の切り替えおよび接続数の切り替えについて説明する。

図２は電圧変換回路９の昇降圧部を構成する回路図である。図２（Ａ）は５個のコンデンサが直列接続状態、図２（Ｂ）は５個のコンデンサが並列接続状態を示す。

図２（Ａ）に示すように、５個のコンデンサ（コンデンサＣ１〜Ｃ５）の接続数を切り替えるスイッチング回路５ａを構成するスイッチ（破線で囲われたスイッチ）の内、スイッチＳＷ１３〜ＳＷ４３をオフ状態、スイッチＳＷ１５〜ＳＷ４５をオン状態にする。これにより、５個のコンデンサ（コンデンサＣ１〜Ｃ５）のすべてで接続状態の切り替えが可能となる。そして、ＶＤＤ（電源回路３）から電圧変換回路９にエネルギーを充電するために、５個のコンデンサ（コンデンサＣ１〜Ｃ５）の接続状態を切り替えるスイッチング回路５を構成するスイッチの内、スイッチＳＷ１１〜ＳＷ４１およびスイッチＳＷ１２〜ＳＷ４２をオフ状態、スイッチＳＷ１４〜ＳＷ４４をオン状態にする。これにより、５個のコンデンサ（コンデンサＣ１〜Ｃ５）がＶＤＤ（電源回路３）および負荷回路１０に対して直列に接続される。

一方、電圧変換回路９からエネルギーを負荷回路１０に供給するために、図２（Ｂ）に示すように、スイッチＳＷ１１〜ＳＷ４１およびスイッチＳＷ１２〜ＳＷ４２をオン状態、スイッチＳＷ１４〜ＳＷ４４をオフ状態にする。これにより、５個のコンデンサ（コンデンサＣ１〜Ｃ５）がＶＤＤ（電源回路３）および負荷回路１０に対して並列に接続される。

図３は電圧変換回路９の昇降圧部において複数のコンデンサ４の接続数を減少させた状態の回路図（直列接続状態）である。図３（Ａ）はコンデンサ接続数を４個に減少させた状態の例および図３（Ｂ）はコンデンサ接続数を３個に減少させた状態の例を示す。

５個のコンデンサ（コンデンサＣ１〜Ｃ５）のうち、電圧の昇降圧に利用可能な数を４個に減少させる場合には、図３（Ａ）に示すように、スイッチＳＷ４３をオン状態およびスイッチＳＷ４５をオフ状態に切り替える。これにより、１個のコンデンサ（コンデンサＣ５）が切り離され、４個のコンデンサ（コンデンサＣ１〜Ｃ４）での接続状態の切り替えが可能となる。

また、５個のコンデンサ（コンデンサＣ１〜Ｃ５）うち、電圧の昇降圧に利用可能な接続数を３個に減少させる場合には、上記のようにコンデンサＣ５が切り離された状態から、図３（Ｂ）に示すように、スイッチＳＷ３３をオン状態およびスイッチＳＷ３５をオフ状態に切り替える。これにより、さらに１個のコンデンサ（コンデンサＣ４）が切り離され、３個のコンデンサ（コンデンサＣ１〜Ｃ３）での接続状態の切り替えが可能となる。

電圧の昇降圧に利用可能なコンデンサの数（接続数）の減少はこのように行われ、５個のコンデンサ（コンデンサＣ１〜Ｃ５）の接続数を１個まで減少させることができる。

一方、電圧の昇降圧に利用可能なコンデンサの数（接続数）を増加させる場合には、各スイッチのオン・オフ状態を逆にしていくことで、接続数を増加させることができる。

電圧変換回路９の制御部では、昇降圧部での電圧変換動作を行う際、交流電源１の周波数と電圧変換回路９への入力電圧の各情報に基づいて、複数のコンデンサ４の接続数の切り替え制御を行っている。具体的には、交流電源１の動作中に周波数が変動した際あるいは負荷回路１０の動作中に負荷抵抗が変動した際、電圧変換回路９への入力電圧が交流電源１の周波数に対応する開放電圧の半分の電圧を超えるとコンデンサの接続数を減少させ、電圧変換回路９への入力電圧が交流電源１の周波数に対応する開放電圧の半分の電圧を下回るとコンデンサの接続数を増加させる制御を行っている。

図４は、電圧変換回路９の制御部を構成する周波数検出回路７および電圧検出回路８の回路図である。なお、本実施形態では、周波数検出回路７と電圧検出回路８とは１つの回路として構成されている。

図４に示すように、検出回路は、２つの抵抗（抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２）の間に直列に配置された２つのスイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２から構成されている。ここで、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２は、交流電源１の整流前の電圧が印加されることによりスイッチのオン・オフが制御され、一方がオン状態になると、もう一方がオフ状態になる。なお、各スイッチのオン状態とオフ状態は、交流電源１の周波数の１周期に１回切り替わる。

また、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２との間にコンデンサＣａが接続され、抵抗Ｒ１とスイッチＳＷ１との間およびスイッチＳＷ２と抵抗Ｒ２との間に、電圧の安定化のためのコンデンサＣｂ１およびコンデンサＣｂ２がそれぞれ接続されている。そして、２つのスイッチが切り替わることにより、コンデンサＣａは充電または放電を行い、コンデンサＣｂ１の電荷をコンデンサＣｂ２へ移動させる。

また、抵抗Ｒ１には電源回路３が接続され、さらにノードＢを介して昇降圧部（コンデンサ４およびスイッチング回路５，５ａ）に接続されている。そして、抵抗Ｒ２には負荷回路１０が接続され、抵抗Ｒ１とスイッチＳＷ１との間のノードＡを介して増幅率制御回路６が接続されている。

上述の検出回路では、交流電源１の周波数が高い場合、２つのスイッチの切り替えが高速で行われるため、コンデンサＣｂ１からコンデンサＣｂ２への電荷の移動の抵抗が低くなり、ノードＡでの電圧が高くなる。そして、増幅率制御回路６に印加される。一方、交流電源１の周波数が低い場合、２つのスイッチの切り替えが低速で行われるため、コンデンサＣｂ１からコンデンサＣｂ２への電荷の移動の抵抗が高くなり、ノードＡでの電圧が低くなる。そして、増幅率制御回路６に印加される。このように、交流電源１の周波数に応じてノードＡの電圧が変動し、増幅率制御回路６に印加される。

負荷回路１０は、負荷抵抗と平滑コンデンサとが並列に接続されて構成される。そして、この負荷回路１０には、昇圧または降圧された電圧が定電圧回路１１を介して一定の電圧で供給される。なお、負荷回路１０は、回路で消費される電力が変動することにより、消費される電力に応じてその負荷抵抗が変動する。

定電圧回路１１は、負荷回路１０に入力される電圧が一定となるように調整する回路である。定電圧回路１１は、一般的な定電圧回路が採用され、たとえば、Ｎチャネルエンハンスト型電界効果トランジスタのドレイン側にＶＤＤ（電圧変換回路９から入力される電圧）を接続し、ソース側に負荷回路１０を接続する。そして、ゲート側にツェーナーダイオードを介して０Ｖまたは負電圧が印加されるように構成することで、負荷回路１０に供給される電圧を一定に制御している。

蓄電手段１２は、負荷回路１０と並列に接続されており、たとえば、コンデンサや蓄電池などが採用される。そして、電圧変換回路９から出力される電力が充電され、その後、充電された電力が定電圧回路１１を介して負荷回路１０に供給される。

以上のように本実施形態に係る電圧変換回路を含む発電装置は構成される。

なお、電源回路３は本発明の「電源回路」、負荷回路１０は本発明の「負荷回路」、コンデンサ４は本発明の「コンデンサ」、スイッチング回路５は本発明の「スイッチング回路」、交流電源１は本発明の「交流電源」、整流回路２は本発明の「整流回路」、電圧変換回路９は本発明の「電圧変換回路」、及び増幅率制御回路６は本発明の「制御回路」の一例である。

図５は本実施形態に係る電圧変換回路９を含む電源装置１００におけるコンデンサ４の昇降圧段数と負荷回路１０で消費される消費電力（負荷回路１０に供給される電力）との相関図である。なお、図５（Ａ）は交流電源（開放電圧４０Ｖ、出力インピーダンス１０ＭΩ）と負荷回路（負荷抵抗１ＭΩ）との組み合わせの例、図５（Ｂ）は交流電源（開放電圧４０Ｖ、出力インピーダンス１０ＭΩ）と負荷回路（負荷抵抗０．４ＭΩ）との組み合わせの例、図５（Ｃ）は交流電源（開放電圧４０Ｖ、出力インピーダンス１００ＭΩ）と負荷回路（負荷抵抗１ＭΩ）との組み合わせの例、及び図５（Ｄ）は交流電源（開放電圧２０Ｖ、出力インピーダンス１０ＭΩ）と負荷回路（負荷抵抗１ＭΩ）との組み合わせの例である。

各図からコンデンサ４の昇降圧段数によって負荷回路１０で消費される消費電力が変動していることが分かる。そして、図５（Ａ）ではコンデンサ３段、図５（Ｂ）ではコンデンサ５段、図５（Ｃ）ではコンデンサ１０段、図５（Ｄ）ではコンデンサ３段で、負荷回路１０で消費される消費電力が最大となっており、交流電源１と負荷回路１０の組み合わせによって消費電力が最大となる昇降圧段数が異なることが分かる。したがって、動作中に交流電源１や負荷回路１０の各条件が変動する場合には、最大の消費電力の状態で電圧変換回路９の動作を行うために、変動した条件に応じて昇降圧段数を増減させる必要がある。

図６は本実施形態に係る電圧変換回路９を含む電源装置１００におけるコンデンサ４の昇降圧段数と電圧変換回路９に入力される電圧（入力電圧）との相関図である。なお、図６（Ａ）〜図６（Ｄ）は先の図５（Ａ）〜図５（Ｄ）にそれぞれ対応する。各図からコンデンサ４の昇降圧段数によって電圧変換回路９に入力される電圧（入力電圧）が変動していることが分かる。図６（Ａ）から最大消費電力となる昇降圧段数３段では入力電圧が２０Ｖであり、交流電源１の開放電圧の半分の電圧となっている。また、それ以外の条件についても同様である。詳細には、図６（Ｂ）では昇降圧段数５段で入力電圧２０Ｖ、図６（Ｃ）では昇降圧段数１０段で入力電圧２０Ｖ、図６（Ｄ）では昇降圧段数３段で入力電圧１０Ｖとなっており、負荷回路１０で消費される消費電力が最大となる昇降圧段数では、その際の電圧変換回路９に入力される電圧（入力電圧）が交流電源１の開放電圧の半分の電圧となっている。

以上のことから、電圧変換回路９に入力される電圧（入力電圧）を交流電源１の開放電圧の半分の電圧とすることにより、負荷回路１０に供給される電力（負荷回路１０で消費される消費電力）を最大とすることができることが分かる。

図７は交流電源１の交流周波数と開放電圧との相関図である。なお、同図では、交流電源１として櫛歯状に加工されたエレクトレット膜を用いた静電誘導型の振動発電装置を採用している。

図７に示すように、交流周波数が低い場合には開放電圧は小さく、交流周波数が高いと開放電圧は飽和し一定となっており、発電の際の開放電圧は交流周波数に依存して変動することが分かる。このことは、交流電源１の交流周波数を測定することにより交流電源１の開放電圧を予測することが可能なことを示している。

したがって、本実施形態の電圧変換回路９を含む電源装置１００によれば、交流電源１の動作中に周波数が変動した際あるいは負荷回路１０の動作中に負荷抵抗が変動した際、交流電源１の周波数に基づいて交流電源１の開放電圧を予測し、これを電圧変換回路９に入力される電圧（入力電圧）と所定の関係となるように比較制御することにより、電圧変換回路９のコンデンサ４の接続数を増減させ、負荷回路１０に供給される電力（負荷回路１０で消費される消費電力）を最大とすることができる。

具体的な電圧変換回路９の制御部における増幅率（コンデンサ接続数）制御方法について説明する。図８は電圧変換回路９の制御部における制御フローチャートである。

まず、電源回路（交流電源１）において発電を開始する。

ステップ１では、交流電源１の交流周波数を検出し、その交流周波数に対応する開放電圧を予測する。さらに、ステップ２では、電圧変換回路９に印加されている電圧（入力電圧）を検出する。

ステップ３ａでは、入力電圧がステップ１で予測した開放電圧の半分（半分程度）の電圧であるかどうかを判別する。そして、入力電圧が開放電圧の半分（半分程度）の電圧であれば増幅率（コンデンサ接続数）をそのままとする（ステップ４ａ）。入力電圧が開放電圧の半分（半分程度）の電圧でなければ次のステップ３ｂに進む。

ステップ３ｂでは、入力電圧がステップ１で予測した開放電圧の半分（半分程度）の電圧以下であるかどうかを判別する。そして、入力電圧が開放電圧の半分（半分程度）の電圧以下であれば増幅率（コンデンサ接続数）を増加させる（ステップ４ｂ）。入力電圧が開放電圧の半分（半分程度）の電圧以下でなければ、増幅率（コンデンサ接続数）を減少させる（ステップ４ｃ）。

ステップ５では、ステップ４ａ〜４ｃの各条件に応じて、電圧変換回路９の昇降圧部に対して昇降圧動作を行わせ、負荷回路１０にかかる電圧を維持または上昇または減少させる。

ステップ６では、電源回路３（交流電源１）の交流周波数の変動の有無、または負荷回路１０の負荷抵抗の変動の有無を判別する。交流周波数と負荷抵抗のいずれかが変動していれば、ステップ１からの制御ステップを繰り返し、変動していなければ増幅率（コンデンサ接続数）をそのままとし、ステップ５からの制御ステップを繰り返す。

本実施形態における電圧変換回路９の制御部では、このようにして増幅率（コンデンサ接続数）の制御を行っている。

本発明の本実施形態に係る電圧変換回路９およびこうした電圧変換回路９を含む電源装置１００によれば、以下の効果を得ることができる。

（１）交流電源１の周波数をモニタして複数のコンデンサ４の接続数（昇降圧段数）を制御するため、従来のように電圧変換回路９から出力される電圧をモニタすることなく、接続数の切り替えを行うことができる。したがって、交流電源として、出力インピーダンス（内部抵抗）が負荷回路１０の抵抗よりも高い、静電誘導型の振動発電装置を用いた場合でも、精度よく昇圧または降圧の電圧変換を行うことができる。この結果、電圧変換回
路９の電圧変換効率の改善された電源装置１００とすることができる。

（２）交流電源１の動作中に周波数が変動した際、電圧変換回路９に入力される電圧（入力電圧）を、交流電源１の周波数に応じて変動する開放電圧の半分の電圧またはその近傍の電圧となるように複数のコンデンサ４の接続数を制御したことで、電圧変換回路９の電圧変換効率の最大の状態で負荷回路１０に電力を供給することができる。

（３）電圧変換回路９におけるスイッチング回路５を、整流回路２を介さずに交流電源１と接続し、スイッチング回路５の動作制御（オン・オフ制御）を、整流前の交流電源１の電位変動（整流前の交流電源１の電源電圧と整流後の基準電位ＧＮＤとの電位差）を用いて行うようにしたことで、従来の発振回路を用いることなく交流電源１から入力された電源電圧を昇圧または降圧することができる。このため、発振回路に起因した消費電流（消費電力）が削減され、電圧変換回路９およびこれを含む電源装置１００の低消費電力化を図ることができる。

（４）発振回路を用いることなく交流電源１から入力された電源電圧を降圧（または昇圧）することができるので、発振回路を用いる場合に比べてより少ない電流で電圧変換回路９を動作させることが可能となる。このため、静電誘導型の振動発電装置のように、振動により発生する電流量が少ない交流電源１を採用する場合でも、電圧変換回路９を含む電源装置１００を有効に動作させ、負荷回路１０に供給する電流（電力）を増幅することができる。

なお、本発明は、上記した実施形態に限定されるものではなく、当業者の知識に基づいて各種の設計変更等の変形を加えることも可能であり、そのような変形が加えられた実施形態も本発明の範囲に含まれうるものである。

上記実施形態では、交流電源として静電誘導型の振動発電装置を採用した例を示したが、本発明はこれに限らない。たとえば、電磁誘導型の振動発電装置や圧電体発電装置を採用してもよい。こうした場合にも対応する上記効果を享受することができる。

上記実施形態では、スイッチング回路に対し、電源回路の整流回路を介さずに直接交流電源からの出力電圧を入力する例を示したが、本発明はこれに限らない。たとえば、従来と同様、電源回路の整流回路を介して交流電源から整流後の出力電力を入力するようにしてもよい。この場合には、少なくとも上記（１）および（２）の効果を享受することができる。

上記実施形態では、電圧変換回路を構成するスイッチング回路として、たとえば、ＰチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタおよびＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタを用いて構成してもよいし、Ｐチャンネル接合型電界効果トランジスタおよびＮチャネル接合型電界効果トランジスタを採用してもよい。また、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタおよびＮＰＮ型バイポーラトランジスタを採用してもよい。あるいは、ＩＧＢＴあるいはサイリスタを用いてもよい。また、これらを組み合わせて使用してもよい。こうした場合にも上記効果を享受することができる。

特に、スイッチング回路としてＰチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタおよびＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタを用いた場合には、バイポーラ型や接合型のトランジスタを用いる場合に比べて、ゲート部分が電流を流しにくい絶縁体（絶縁膜）を介して構成される分、ゲート部分に起因したリーク電流が抑制され、電圧変換回路としての消費電流が低減される。これにより、電圧変換回路およびこれを含む電源装置のさらなる低消費電力化を図ることができる。

上記実施形態の電圧検出回路において、電圧変換回路から出力される電圧（出力電圧）を別途モニタするように構成してもよい。この場合には、電圧降下などが生じた場合でも電圧変換回路を有効に動作させ、電圧変換効率のさらに改善された電圧変換回路とすることができる。

本発明の本実施形態に係る電圧変換回路を含む電源装置の基本構成を示すブロック図。（Ａ），（Ｂ）本実施形態の電圧変換回路を構成する昇降圧部の回路図。（Ａ），（Ｂ）本実施形態の電圧変換回路を構成する昇降圧部においてコンデンサの接続数を減少させた状態での回路図。本実施形態の電圧変換回路の制御部を構成する周波数検出回路および電圧検出回路の回路図。（Ａ）〜（Ｄ）本実施形態に係る電圧変換回路のコンデンサの昇降圧段数と負荷回路で消費される消費電力との相関図。（Ａ）〜（Ｄ）本実施形態に係る電圧変換回路のコンデンサの昇降圧段数と電圧変換回路に入力される電圧（入力電圧）との相関図。交流電源の交流周波数と開放電圧との相関図。本実施形態の電圧変換回路の制御部における制御フローチャート。

符号の説明

１交流電源、２整流回路、３電源回路、４コンデンサ、５スイッチング回路、６増幅率制御回路、７周波数検出回路、８電圧検出回路、９電圧変換回路、１０負荷回路、１１定電圧回路、１２蓄電手段、１００電源装置。

Claims

交流電源と負荷回路との間に接続され、複数のコンデンサの接続状態および接続数を切り替えることにより前記交流電源から入力された電圧を昇圧または降圧する電圧変換回路であって、
前記複数のコンデンサを前記交流電源および前記負荷回路に対して直列接続と並列接続とに接続状態を切り替えるスイッチング回路と、前記複数のコンデンサの接続数を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は前記交流電源から前記複数のコンデンサに供給される入力電圧と前記交流電源の周波数とに基づいて前記制御を行うことを特徴とした電圧変換回路。
前記交流電源の開放電圧は前記周波数の変動に対応して電圧が変動する開放電圧であって、
前記制御回路では、前記交流電源の動作中に前記周波数が変動した際、前記入力電圧が前記開放電圧の半分の電圧より大きい場合には前記接続数を減少させ、前記入力電圧が前記開放電圧の半分の電圧より小さい場合には前記接続数を増加させる制御を行うことを特徴とした請求項１に記載の電圧変換回路。
前記複数のコンデンサは、前記交流電源からの電圧を整流する整流回路を介して前記交流電源と接続され、
前記スイッチング回路は、前記整流回路を介さずに前記交流電源と接続され、前記交流電源の電位変動によりスイッチングすることを特徴とした請求項１または２記載の電圧変換回路。