KR101713359B1 - Ｄｃ-ｄｃ 컨버터들과 관련된 향상 - Google Patents

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마크 맥로이-스티븐스
더글라스 맥팔레인
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시러스 로직 인터내셔널 세미컨덕터 리미티드
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Abstract

본 발명은, 특히 밸리 전류 모드에서, DC-DC 컨버터들을 제어하기 위한 방법들 및 장치들에 관한 것이다. DC-DC 컨버터(100)는, 하이 사이드 전원 스위치(10)이 턴 온되기 전에, 로우 사이드 전원 스위치(20)가 턴 오프되도록 동작한다. 양 스위치들이 오프인 기간 중에, 전류 루프 제어(501)는 활동 상태로 남으며, 인덕터(L) 전류의 변화가 에뮬레이트된다. 일 실시예는 비손실 전류 감지를 위해 전류 센서(800)를 사용하고, 로우 사이드 스위치가 턴 오프되는 시간에 전류 센서(ISNS)의 출력의 값을 유지함으로써 인덕터 전류의 변화를 에뮬레이트하고, 인덕터 전류가 0에 도달할 때까지 에뮬레이트된 램프 신호(VISLP)를 추가한다. 최소 전도 시간을 기초로 펄스-스킵 동작 모드를 사용하는 실시예가 또한 기술된다. 본 발명은, 연속 전도 모드, 불연속 전도 모드 및 펄스 스킵 모드로부터 완벽한 전이(seamless transition)을 가능케 하고, 저 전류 부하들에서 효율적인 컨버터들을 제공한다.

Description

ＤＣ-ＤＣ 컨버터들과 관련된 향상{IMPROVEMENTS RELATING TO DC-DC CONVERTERS}
본 발명은 전압 컨버터들에 관한 것으로, 특히, DC-DC 또는 스위치 전압 레귤레이터들 및 이러한 레귤레이터들을 제어하기 위한 방법들 및 장치들에 관한 것이다.
일반적으로, 특히 이동 전화들, MP3 플레이어들과 같은 휴대용 소비자 장치들 등의 세그먼트들을 신속하게 이동하기 위한 전자 장치에서, 전력 및 비용을 감소시키면서 장치 역량 및 피처 세트(feature set)를 증가시키기 위해 최신 프로세서 기술을 사용하도록 사정없이 밀어부치는 경향이 있다. 차세대의 프로세서들이 유효하게 되기 시작함에 따라, 다이 크기 감소, 다이 비용 감소 및 전력 소비 감소라는 점에서 유익하도록, 더 큰 레벨의 통합을 가능케 하는, 프로세스 피처 크기, 즉, W/L의 감소의 사용을 허용하도록, 이전 생성 프로세서들보다 더 낮은 전압들로부터 동작할 필요가 있다. 통상, 이러한 프로세서들은 프로세서에 조절된 전압을 제공하는 DC-DC 전압 컨버터를 통해 전력을 공급 받는다.
이러한 경향들은 이러한 애플리케이션들을 서비스하는 DC-DC 컨버터들에 대한 2가지 설계 도전 사항들을 야기한다: 하나는 저 전압의 값을 선택함으로 야기되는 것이고; 다른 하나는 더 낮은 프로세서 전원 전압들에 대한 변화보다 뒤 쳐지는 배터리 기술이다.
(i) 프로세서 전원 전압의 감소는, 모든 우세한 프로세서 부하 및 배터리 상태들 하에서 DC-DC 컨버터 출력 전압의 - 절대적인 면에서 - 훨씬 더 타이트한 제어를 요구한다. 프로세서 전원 전압에 대한 제어가 충분하지 않으면, 부족 전압 또는 과전압에 따른 문제점들이 발생할 수 있다: 둘 다 똑같이 바람직하지 않다.
(ii) 배터리 단말 전압이 눈에 띄게 강하하지 않았고, DC-DC 컨버터의 듀티 사이클이 VOUT/VIN의 비율에 의해 정해지기 때문에, 따라서, 듀티 사이클들은 감소해야만 한다. 이는, 작은 외부 컴포넌트들에 대한 희망과 연결해서, DC-DC 컨버터를 하이 동작 주파수들로 밀어부쳐서, 매우 짧은 스위치 온, 즉, 전도, 시간을 야기한다. 인터페이스 컴포넌트들이 배터리 전압으로 평가되어(rated)야만 하기 때문에, 트랜지스터 피처 크기의 감소에 의해 제공되는 스위칭 속도의 증가는 전원 스위치들에 통상 유효하지 않다.
전원 스위치들의 작은 전도 기간들, 즉, 온타임들이 제어가 어렵기에, 전형적인 피크 전류 모드 제어 방법들을 사용해서 적절한 정확성으로 더 낮은 프로세서 출력 전압들을 제어하기가 점점 더 어려워지고 있다. 밸리 전류 모드(VCM)는 제안된 DC-DC 컨버터의 제어의 대안적인 제어 방법이다. 이러한 DC-DC 루프 제어 방법은 온타임이라기 보다는, 입력 트랜지스터를 오프, 즉, 비전도(non-conduction), 시간으로 제어한다. 로우 듀티 사이클이 요구되는 경우, 비전도 시간은 전도 시간보다 더 길어서, 제어하기가 더 쉽다. 또한, VCM은 본래 더 높은 대역폭 및 향상된 트랜션트 응답을 제공하는 것으로 알려져 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 DC-DC 컨버터들의 향상된 제어를 제공하는 것이다.
따라서, 본 발명에 따라, 제1 노드와 출력 노드 간에 동작가능하게 연결된 인덕터; 하이 사이드 전원 입력 노드와 제1 노드 간에 동작가능하게 연결된 하이 사이드 스위치; 로우 사이드 전원 입력 노드와 제1 노드 간에 동작가능하게 연결된 로우 사이드 스위치; 인덕터의 전류 흐름을 나타내는 적어도 제1 신호와 출력 노드의 전압과 목표 전압 간의 차를 나타내는 제2 신호와의 비교를 기초로 상기 하이 사이드 스위치의 턴 온을 제어하도록 동작하고, 하이 사이드 스위치 턴 온 전에 상기 로우 사이드 스위치가 턴 오프될 수 있도록 동작하는 스위치 제어 회로를 포함하고; 스위치 제어 회로가 하이 사이드 스위치 및 로우 사이드 스위치가 턴 오프되는 기간 중에 인덕터 전류의 변화를 에뮬레이트하기 위한 에뮬레이션 회로를 포함하는 DC-DC 컨버터가 제공된다.
따라서, 본 발명의 본 양상의 DC-DC 컨버터는 하이 사이드 전원 스위치와 로우 사이드 전원 스위치 간에 연결된 제1 노드에 연결된 인덕터를 가진다. 하이 및 로우 사이드 전원 스위치들은 하이 및 로우 사이드 전원들, 예를 들어, 전압 입력 VIN 및 접지에, 사용시, 연결되기 위한, 전원 스위치들, 예를 들어, 각각 PMOS 및 NMOS 스위치들 등의 임의의 적합한 스위치들이다. 스위치들은 인덕터의 전류 흐름을 나타내는 적어도 제1 신호와 출력 노드의 전압과 목표 전압 간의 차를 나타내는 제2 신호와의 비교를 기초로 하이 사이드 스위치의 턴 온을 제어하는 스위치 제어 회로에 의해 제어된다. 다시 말해서, DC-DC 컨버터는, 인덕터 전류를 나타내는 신호가 듀티 사이클을 제어하기 위해 컨버터의 전압 출력으로부터 유도된 임계값과 비교되는 전류 모드 제어로 동작한다. 당업자가 아는 바와 같이, 하나 이상의 추가 신호들, 예를 들어, 경사 보상 램프 신호가 비교 전에 전류 신호 및 전압 신호 중 하나 또는 둘 다에 추가될 수 있다.
스위치 제어 회로는 하이 사이드 전원 스위치의 턴 온을 제어하도록 동작한다. 인덕터의 전류를 나타내는 제1 신호가, (임의의 경사 보상 신호들 등을 포함해서), 제2 신호, 즉, 전압 오류 신호에 의해 제공된 임계값에 도달할 때, 하이 사이드 스위치가 턴 온된다. 이러한 방식으로, 컨버터의 듀티 사이클이 제어된다. 컨버터는 소위 밸리 전류 모드 제어로 동작한다. 본 발명의 본 양상의 컨버터가 밸리 전류 모드 제어로 동작하지만, 또한, 필요한 경우, 피크 모드 등의 다른 모드들에서도 동작할 수 있음을 알 것이다.
본 발명의 본 실시예에서, 스위치 제어 회로는, 하이 사이드 스위치 턴 온 전에 상기 로우 사이드 스위치가 턴 오프될 수 있도록 동작한다. 이는, 하이 및 로우 사이드 스위치들이 둘 다 오프인 듀티 사이클의 한 기간일 수 있음을 의미한다. 이는 스위치들의 동작에 단절이 있기에, "불연속 스위칭 모드"라고 할 수 있다.
하이 사이드 스위치가 턴 온하기 전에 로우 사이드 전원 스위치를 턴 오프함으로써, 더 상세히 후술되는 바와 같이, 효율 절약이 획득될 수 있다. 그러나, 양 스위치들이 오프인 기간 중에, 컨버터의 전류 모드 제어가 달성되기 어려울 수 있다. 따라서, 본 발명의 본 실시예는 하이 사이드 및 로우 사이드 스위치들이 둘 다 턴 오프되는 기간 중에 인덕터 전류의 변화를 에뮬레이트하기 위한 에뮬레이션 회로를 포함한다. 인덕터 전류의 에뮬레이트된 변화는 스위치 제어 회로가 하이 사이드 스위치를 턴 온할 때를 제어하는데 사용될 수 있으며, 인덕터 전류의 에뮬레이트된 변화는 제1 및 제2 신호들의 비교에 사용될 수 있다. 따라서, 스위치 장치가 오프이더라도, 즉, 하이 사이드 스위치 및 로우 사이드 스위치가 둘 다 오프이더라도, 컨버터의 전류 모드 제어는 보존된다.
스위치 제어 회로는, 로우 사이드 스위치가 턴 온될 때 로우 사이드 스위치의 전기적 속성들로부터 인덕터의 전류 흐름을 결정하기 위한 전류 감지 회로를 포함할 수 있으며, 상기 전류 감지 회로의 출력은 로우 사이드 스위치가 턴 온될 때 제1 신호를 포함한다.
로우 사이드 스위치를 흐르고, 따라서, 인덕터를 흐르는 전류는, 로우 사이드 스위치가 턴 온될 때 로우 사이드 스위치의 전기적 속성들에 의해 결정될 수 있다. 트랜지스터 스위치, 예를 들어, NMOS 스위치의 경우, 전류 감지 회로가 소스-드레인 전압으로부터 유도된 신호를 더 적합한 레벨로 정돈, 즉, 조정 또는 조절할 수 있더라도, 트랜지스터의 소스-드레인 전압은 채널을 통한 전류 흐름에 비례하고, 이는 제1 신호의 기초로서 사용될 수 있다. 인덕터 전류를 나타내는 제1 신호를 유도하기 위해 로우 사이드 스위치의 전기적 속성들을 사용함으로써, 더 이상 추가 감지 저항기가 요구되지 않는다. 알 수 있는 바와 같이, 감지 저항기들을 사용해서 인덕터 전류를 감지할 수 있게 함으로써, 연관된 저항성 손실을 컨버터의 동작에 도입한다. 따라서, 본 발명은 비손실 전류 모드 제어를 제공한다. 그러나, 로우 사이드 스위치가 오프일 때, 스위치의 전기적 속성들은 더 이상 인덕터 전류를 유도하는데 사용될 수 없다. 그러나, 에뮬레이션 회로는, 양 스위치들이 오프인 기간 중에 인덕터 전류의 변화를 에뮬레이트해서, 전류의 에뮬레이트된 변화는, 로우 사이드 스위치가 오프일 때, 사용될 수 있다. 따라서, 본 발명의 본 실시예는 비손실 전류 감지를 허용하지만, 로우 사이드 스위치가 오프일 때 전류 루프의 제어를 유지한다.
스위치 제어 회로는, 로우 사이드 스위치가 턴 온될 때 로우 사이드 스위치의 전기적 속성들로부터 인덕터의 전류 흐름을 결정하고, 임계값에 대하여 인덕터의 전류 흐름을 감시하기 위한 임계값 감시 회로를 포함할 수 있으며, 임계값에 도달할 때 스위치 제어 회로는 로우 사이드 전원 스위치를 턴 오프하도록 구성된다.
임계값 감시 회로는, 인덕터의 전류 흐름이 정의된 임계값으로 강하하면 로우 사이드 전원 스위치를 턴 오프하도록 동작한다. 로우 사이드 스위치가 턴 온될 때, 제1 신호 및 제2 신호의 비교로 인해 하이 사이드 스위치가 턴 온될 때까지 - 따라서, 로우 사이드 스위치가 턴 오프될 때까지, - 인덕터의 전류는 꾸준히 강하한다. 그러나, 일부 동작 상태들에서, 비교적 낮은 부하 전류 디맨드에서, 인덕터 전류는 0으로 강하하고, 그 후 하이 사이드 스위치가 턴 온되기 전에 네가티브로 된다. 인덕터 전류의 이러한 반전은, 전류가 부하(즉, 출력 콘덴서)로부터 멀리 로우 사이드 전원으로 흐름을 의미한다. 이는 하이 사이드 전원을 통해 미리 공급된 전하가 실질적으로 낭비되기에 비효율적이다. 인덕터 전류가 네가티브 기간 중 적어도 일부 기간에 임계값 레벨에 도달할 때 로우 사이드 스위치를 턴 오프로 설정함으로써, 또는 역으로 함으로써, 인덕터 전류 흐름이 방지될 수 있다. 임계값은 0 전류에서 설정될 수 있지만, 전파 지연들 등은, 임계값에 도달하는 인덕터 전류와 실제로 턴 오프되는 로우 사이드 스위치 간에 지연이 있음을 의미한다. 이러한 시간 중에, 인덕터 전류는 더 감소될 수 있다. 즉, 역류 흐름이 시작될 수 있다. 따라서, 인덕터의 전류 흐름이 방향을 바꾸기 전에 로우 사이드 스위치가 턴 오프되도록 임계값이 포지티브 레벨로 양호하게 설정된다. 양호하게, 임계값 레벨은, 인덕터 전류가 방향을 바꾸지 않음을 보장하기 위해 전압 오프셋들 및 전파 지연들을 허용하도록 가능한 한 낮게 설정된다. 그러나, 일부 애플리케이션들에서 적은 전류 반전은 용인될 수 있다. 임계값 레벨은 고정되거나 구성될 수 있으며, 또는 컨버터의 동작 상태들, 예를 들어, 목표 출력 전압에 따라 동작시 변경될 수 있다.
에뮬레이션 회로는, 로우 사이드 스위치가 턴 오프될 때 인덕터 전류의 변화를 에뮬레이트하기 위한 어느 한 회로일 수 있다. 더 상세히 후술되는 바와 같이, 로우 사이드 스위치, 예를 들어, NMOS 스위치가 턴 오프될 때, 전류가 여전히 인덕터에서 흐르고 있을 때, 전류는 여전히 병렬 경로를 흐른다. 예를 들어, 전류는 스위치와 연관된 기생 바디 다이오드를 흐를 수 있다. 이 인덕터 전류 흐름은 출력 전압, 인덕터의 인덕턴스 및 병렬 경로의 속성들을 기초로 특정 비율로 감소한다. 에뮬레이션 회로는 인덕터 전류의 이러한 변화를 에뮬레이트한다. 에뮬레이션 회로는, 로우 사이드 스위치가 오프일 때 에뮬레이트된 전류 신호를 공급하기 위한 회로를 포함할 수 있다. 따라서, 인덕터의 전류를 나타내는 제1 신호는, 로우 사이드 스위치가 턴 온될 때 전류 감지 회로의 출력을 포함할 수 있다. 로우 사이드 스위치가 턴 오프될 때, 제1 신호는 에뮬레이션 회로에 의해 생성된 신호로 대체될 수 있다. 이러한 방법이 가능하지만, 상이한 신호들 간의 스위칭은 평활 전이(smooth transition)를 보장하는 문제들로 인해 양호한 방법이 아니다.
일 실시예에서, 에뮬레이션 회로는, 로우 사이드 스위치가 턴 오프되기 전에 인덕터의 전류 흐름의 값을 유지하기 위한 유지 회로를 포함한다. 인덕터의 전류 흐름은, 예를 들어, 상술된 전류 감지 회로에 의해, 로우 사이드 스위치가 턴 온되는 기간 중에 결정된다. 따라서, 스위치의 전기적 속성, 예를 들어, 소스-드레인 전압은 인덕터 전류를 결정하는데 사용된다. 로우 사이드 전원 스위치가 턴 오프될 때, 이러한 속성은 더 이상 인덕터 전류를 결정하는데 사용될 수 없어서, 신호의 기존 값이 일정하게 유지된다. 유지된 전류 신호는 기준으로서 작용할 수 있으며, 인덕터 전류의 절대 값이 아니라 오직 변화의 정도만이 에뮬레이트될 필요가 있다.
따라서, 에뮬레이션 회로는 인덕터 전류의 변화를 나타내기 위해 제1 및 제2 신호들로 시간 변화 오프셋을 도입할 수 있다. 일 실시예에서, 에뮬레이션 회로는 제1 램프 신호, 즉, 시간에 따라 변하는 신호를 생성하기 위한 회로, 및 로우 사이드 스위치가 턴 오프될 때 제1 신호 및 제2 신호 중 적어도 한 신호에 제1 램프 신호를 인가하기 위한 수단을 포함한다. 램프 신호는 비교 전에 제1 신호 또는 제2 신호에 인가될 수 있다. 따라서, 제1 신호가 실제 인덕터 전류를 에뮬레이트하도록, 제1 신호는 네가티브 램프가 인가된 인덕터 전류의 유지된 값을 포함할 수 있다. 대안으로, 램프 신호는 제2 신호에 인가된 포지티브 램프일 수 있다. 다른 구성에서, 제1 램프 신호는 제1 신호 및 제2 신호 중 한 신호에 인가될 수 있고, 제2 램프 신호는 제1 신호 및 제2 신호 중 다른 신호에 인가될 수 있으며, 제1 램프 신호와 제2 램프 신호 간의 차는 인덕터 전류의 에뮬레이트된 변화에 대응한다.
일 실시예에서, DC-DC 컨버터는 비교 전에 제1 신호 및 제2 신호 중 하나 또는 둘 다에 경사 보상 램프 신호(또는 신호들)를 인가하기 위한 경사 보상 회로를 포함한다. 경사 보상은 저조파 발진(sub-harmonic oscillation)을 방지하기 위한 공지된 기술이다. 본 발명의 일 실시예에서, 제1 램프 신호는, 제1 신호 및/또는 제2 신호에 경사 보상 램프가 인가되기 전에 경사 보상 램프에 인가된다. 제1 램프 신호는 경사 보상 램프 신호에 인가되며, 후에 제1 신호 및/또는 제2 신호에 인가되어, 제1 신호 또는 제2 신호에 직접 제1 램프 신호를 인가하는 것과 동일한 효과를 가짐을 당업자는 알 것이다. 제1 램프 신호를 경사 보상 램프 신호에 인가하면, 경사 보상 램프 신호의 경사가 변한다. 일 실시예에서, 경사 보상 회로는, 제1 램프 신호를 생성하기 위한 회로를 포함하고, 경사 보상 램프 신호에 대응하는 제1 경사 또는 제1 램프 신호와 조합된 경사 보상 신호에 대응하는 제2 경사를 가진 출력 신호를 생성하도록 구성된다. 다시 말해서, 제1 램프 신호를 생성하기 위한 회로는 경사 보상 회로의 파트이며, 출력 신호의 경사를 변경하도록 동작한다.
로우 사이드 스위치가 오프일 때의 인덕터 전류의 변화율은 일반적으로 (VOUT + Ф)/L과 동일하며, VOUT은 현재 출력 전압이고, Ф는 병렬 경로와 연관된 전압 강하, 예를 들어, 다이오드 전압과 연관된 전압 강하이며, L은 인덕터의 인덕턴스이다. 따라서, 인덕터 전류는, 로우 사이드 스위치가 오프일 때 더 신속하게 통상 감소한다. 따라서, 제1 램프 신호는 (VOUT + Ф)/L과 동일하거나 또는 대략 (VOUT + Ф)/L인 경사 규모를 가질 수 있다. 제1 램프 신호가 경사 보상 신호와 조합되는 경우, 이러한 경사는 경사 보상 신호를 단독으로 포함하는 출력으로부터의 경사의 변화를 나타냄을 알 것이다. 인덕터 전류의 변화가 상이한 램프 신호들을 제1 신호 및 제2 신호에 인가함으로써 에뮬레이트되면, 이러한 경사는 조합된 신호들에 의해 생성된 램프의 경사를 나타낸다. 그러나, 경사의 근사치를 내는 것이 더 쉬울 수 있으며, 일 실시예에서, 제1 램프 신호의 경사는 (VOUT)/L일 수 있다. 이 경사는 약간 부정확하게 인덕터 전류의 변화를 에뮬레이트한다. 그러나, 이렇게 에뮬레이트된 변화는 여전히 양호한 성능을 제공하며, 출력 전압이 프로그래밍 가능한 경우 실제로 구현하기 더 쉬울 수 있다.
인덕터 전류가 0에 도달하기 전에 로우 사이드 스위치가 턴 오프됨에 따라, 전류는 상술된 바와 같이 바디 다이오드 등의 병렬 경로를 흐를 수 있다. 그러나, 결국, 인덕터 전류는 0에 도달할 것이며, 바디 다이오드가 다른 방향으로 전도하지 않기에, 더 이상 전류가 흐르지 않게 된다. 따라서, 하이 사이드 스위치가 턴 온될 때까지 인덕터 전류의 변화는 더 이상 없다. 따라서, 양호하게 제1 램프 신호의 램핑(ramping)은, 인덕터 전류가 실제로 0일 때 정지한다. 다시 말해서, 인덕터 전류가 실제로 0이 되면, 램프 신호의 경사는 경사도가 0이 되도록 변한다. 램프 신호의 램핑이 이 때에 정지하더라도, 즉, 경사가 0으로 변하더라도, 일부 실시예들에서, 인덕터 전류가 0에 도달할 때 값이 무엇이었던지 간에 램프 신호의 값을 유지할 필요가 있다. 예를 들어, 유지된 전류 신호가 제1 신호로서 사용되는 일 실시예에서, 비교시 전류 기여도(current contribution)의 실효값은 시간이 지남에 따라 감소되는 방법으로 램프 신호가 인가된다. 인덕터 전류가 0에 도달할 때, 램프 신호로부터의 기여도는 유지된 전류 신호의 값을 효율적으로 보상한다. 따라서, 이 때의 램프 신호의 값은 유지된 전류 신호의 값을 계속해서 보상하도록 유지되어야만 한다.
0에 도달하는 인덕터 전류는 유지된 전류 값 및 제1 램프 신호를 사용해서 결정될 수 있다. 즉, 제1 램프 신호의 경사를 가진 신호가 유지된 전류 값의 레벨에 도달할 때, 인덕터 전류가 0이라고 가정될 수 있다. 그러나, 일 실시예에서, 인덕터 전류가 0이라는 사실은 직접 검출된다. 로우 사이드 스위치가 바디 다이오드를 여전히 전도중일 때, 제1 노드는 접지 이하의 다이오드 전압과 동일한 전압 레벨로 유지된다. 인덕터 전류가 일단 멈추면, 제1 노드는 하이로 올라 간다. 따라서, 컨버터는, 로우 사이드 스위치가 턴 오프된 후에 제1 노드가 전압 임계값을 크로스할 때를 검출하기 위한 회로를 포함한다. 전압 임계값은 0 전압일 수 있으며, 또는 작은 포지티브 전압일 수 있다. 따라서, 제1 노드가 전압 임계값을 크로스할 때를 검출하기 위한 회로의 출력은 제1 램프 신호의 램핑을 정지시키는 표시로서 사용될 수 있다.
하이 사이드 스위치가 턴 온되기 전에 제1 램프 신호의 램핑이 정지되면, 이는 인덕터 전류가 0에 도달했고 하이 사이드 스위치가 턴 온될 때까지 변하지 않을 것이기 때문임을 알 것이다. 따라서, 이러한 체제에서의 에뮬레이션 회로는 일정한 무 전류인 인덕터 전류를 에뮬레이트하고 있다.
스위칭 사이클이 적합한 클록 신호의 클록 에지들에 의해 정의되는 DC-DC 컨버터들에 기술된 본 발명의 실시예들이 적용될 수 있음을 주지해야만 한다. 클록 펄스의 적합한 에지, 즉, 리딩 에지(leading edge) 또는 트레일링 에지(trailing edge)가 사이클을 개시하는데 사용되고, 차후 펄스의 동일한 에지가 다음 사이클의 시작(및 따라서 현재 사이클의 끝)을 정의하는데 사용된다. 이러한 DC-DC 컨버터들은 클록 신호에 의해 고정된 일정한 주파수 동작을 가능케 한다.
대안의 흔한 방식은 상수 온타임 컨버터(constant on-time converter)를 사용하는 것이다. 이러한 컨버터에서, 로우 및 하이 사이드 스위치들 중 한 스위치의 온타임은 일정하게 유지된다. 예를 들어, 밸리 모드 상수 온타임 컨버터에서, 하이 사이드 스위치의 온타임은 고정될 수 있다. 따라서, 하이 사이드 스위치는 일정한 시간 기간 동안 턴 온되며, 그 후, 턴 오프되고, 로우 사이드 스위치는 턴 온된다. 밸리 전류가 전압 오류에 의해 설정된 임계값 한계에 도달할 때 로우 사이드 스위치가 턴 오프되고, 다시 일정한 온타임 동안 하이 사이드 스위치가 턴 온된다. 따라서, 스위칭의 주파수는 일반적으로 일정한 온타임의 지속 기간, 및 입력 전압 VIN 및 출력 전압 VOUT에 의해 정의된다. 어느 한 소정의 일정한 온타임 동안, 연속 전도 모드의 스위칭 주파수는 출력 전압이 증가함에 따라 또는 입력 전압이 감소함에 따라 증가한다.
상술된 본 발명의 실시예들은 정주파 컨버터들(constant frequency converters) 및 상수 온타임 컨버터들에 적용된다. 그러나, 일정한 주파수 동작을 허용하는 DC-DC 컨버터들은 상수 온타임 컨버터들을 능가하여 수개의 장점들을 제공한다. 일정한 주파수에서의 동작은, 동작 주파수가 미리 인식되며 DC-DC 컨버터를 사용하는 장치의 설계자가 이를 고려할 수 있음을 의미한다. 따라서, DC-DC 컨버터의 스위칭 주파수로 인한 간섭은 방지될 수 있으며, 라인 필터들 또는 노치 필터들 등이 설계되고 스위칭 주파수 정보와 함께 장치에서 사용되어 간섭을 감소시킬 수 있다. 또한, 수개의 정주파 DC-DC 컨버터들을 가진 장치에서, 컨버터들에 대한 클록 신호들은 총 조합 입력 전류 리플을 감소시키도록, 즉, 다른 컨버터의 하이 사이드 오프 타임 중에, 또는 적어도 그와 겹쳐서 발생하도록 한 컨버터의 하이 사이드 온타임을 처리하도록 페이즈될 수 있다. 이는 공통 전원의 전원 입력 콘덴서 및 피크 전류 요구 사항들에 대한 스트레스를 감소시킬수 있다.
따라서, 본 발명의 양호한 실시예들에서, 컨버터는, 스위칭 사이클이 클록 신호의 클록 에지들에 의해 정의되는 컨버터이다. 컨버터가 하나보다 더 많은 상이한 스위칭 주파수에서 동작하도록 설계될 수 있으며, 적합한 주파수가 적합한 클록 신호를 선택함으로써 사용시 선택될 수 있음을 당업자는 물론 알 것이다. 예를 들어, 컨버터는 제1 클록 신호를 기초로 제1 고정 주파수에서 동작하거나 또는 제2 클록 신호를 기초로 제2 고정 주파수에서 동작할 수 있다. 이는, 컨버터가 일시적인 성능에 대한 효율의 균형을 이루게 할 수 있다. 더 높은 스위칭 주파수들은 더 많은 스위칭 손실들 및 일반적으로 더 나은 일시적인 성능을 의미함을 당업자는 알 것이다. 더 낮은 전류 부하들에서, 일시적인 성능은 그다지 문제가 아닐 수 있으며, 주파수는 효율을 향상시키기 위해 더 낮은 주파수 클록 신호로 스위칭될 수 있다. 그러나, 어떠한 경우든, 동작의 가능한 주파수들은 미리 인식되며 제1 및 제2 클록 신호들에 의해 고정되고 부하의 작은 변화들에 따라 계속해서 변할 수 없다.
또한, 소량의 디더(dither)를 클록 신호에 인가해서 스위칭 주파수를 약간 변하게 하는 것은 흔한 것임을 당업자는 알 것이다. 그러나, 이는 (일반적으로) 클록 신호의 미리 처리된 변형을 통해 달성되는 공지된 변화이다. 다시 말해서, 인가되는 디더의 정도를 장치 설계자는 알 것이며, 스위칭 주파수는 디더의 양에 의해 정의된 작은 설정 범위 내에서 유지된다. 본 명세서에서 사용되는 용어 스위칭 주파수들에 인가되는 일정한 주파수는, 스위칭 사이클이, 디더링된 클록 신호들을 포함해서, 클록 신호의 클록 에지들을 기초로 제어됨을 의미하는 것으로 받아들여진다.
스위치 제어 회로는, 하이 사이드 스위치 턴 온과 하이 사이드 스위치 턴 오프 간의 기간이 제1 시간 기간보다 더 작으면 한 사이클에서 하이 사이드 스위치 턴 온을 방지하도록 동작할 수 있다. 따라서, 본 발명의 본 실시예의 DC-DC 컨버터는 한 사이클에서 하이 사이드 스위치의 턴 온을 방지하도록 처리된다. 이러한 동작 모드는 펄스 스킵 모드라고 한다. 본 발명의 본 실시예는 최소 전도 시간을 기초로 펄스 스킵 모드를 구현한다.
상술된 바와 같이, 정주파 밸리 전류 모드 컨버터에서, 스위칭 사이클은 관련 클록 에지들에 의해 정의된다. 또한, 상술된 바와 같이, 동작시 로우 사이드 스위치는 클록 에지에 응답해서 사이클의 시작에서 턴 온할 수 있다. 사이클 중에, 스위치 제어 회로는 로우 사이드 스위치를 턴 오프할 수 있으며, 동시에 또는 차후에, 전류 및 전압 루프 제어들을 기초로 하이 사이드 스위치를 턴 온할 수 있다. 사이클은 종료되고 하이 사이드 스위치는 다음 사이클이 시작되는 다음 관련 클록 에지에 응답해서 턴 오프될 수 있다.
그러나, 하이 사이드 스위치가 사이클의 맨 끝을 향하여 턴 온되기를 시도하면(예를 들어, 루프 제어가 매우 작은 듀티 사이클을 요구하면), 요구된 짧은 시간 동안 하이 사이드 스위치는 턴 온할 수 없으며 그 후 다음 사이클의 시작에서 정확하게 턴 오프할 수 없다. 따라서, 매우 짧은 온 기간들 동안 하이 사이드 스위치의 제어의 문제점들을 방지하기 위해, 또한, 펄스 스킵 모드에서 고유한 전력 절약을 이용하기 위해, 본 발명의 본 실시예에서, 현재 사이클의 끝/다음 사이클의 시작 때까지 남은 시간이 제1 시간 기간보다 더 작으면, 즉, 하이 사이드 스위치 턴 온과 하이 사이드 스위치 턴 오프 간의 기간이 제1 시간 기간보다 더 작으면, 하이 사이드 스위치는 턴 온되지 않는다. 사이클의 끝에 도달하는 시간 기간 전에 하이 사이드 스위치가 이미 턴 온되었으면, 하이 사이드 스위치는 모든 해당 사이클에서 턴 온되지는 않아서, 컨버터는 펄스 스킵을 시작한다.
따라서, 스위치 제어 회로는, 다음 사이클의 시작 전에, 제1 시간 기간과 대체로 동일한 시간 기간 동안, 하이 사이드 스위치의 턴 온을 금지하는 제1 금지 신호를 생성하기 위한 제1 타이머 회로를 포함할 수 있다.
제1 타이머 회로는 입력 클록 신호를 수신하기 위한 입력, 지연된 클록 신호를 생성하기 위한 지연 및 입력 클록 신호를 기초로 제1 금지 신호를 생성하기 위한 회로를 포함할 수 있다. 사이클 기간을 정의하는데 사용되는 지연된 클록 신호를 생성함으로써, 다음 사이클의 시작 전의 시간이 정확하게 인식될 수 있다.
펄스 스킵 모드에서, 하이 사이드 스위치가 한 사이클에서 턴 온되지 않기에, 로우 사이드 스위치는 이어지는 사이클에서 오프로 유지된다.
스위치 제어 회로는, 클록 에지가 사이클을 시작할 때 및 인덕터 전류가 0에 도달할 때 사이의 지속 기간을 결정하기 위한 제2 타이머 회로를 더 포함할 수 있으며, 스위치 제어 회로는, 상기 지속 기간이 제2 시간 기간보다 더 작은 경우 차후 사이클에서 로우 사이드 스위치가 턴 온되는 것을 방지하도록 동작한다.
전류 디맨드가 충분히 낮게 떨어지면, 전파 지연들 등으로 인해 인덕터 전류가 반전되기 전에 한 사이클에서 로우 사이드 스위치를 턴 오프할 수 없다. 즉, 로우 사이드 스위치가 턴 온되는 사이클이 시작될 때의 전류는, 로우 사이드 스위치가 턴 오프될 수 있기 전에 전류가 0 이하로 떨어질 만큼 작을 수 있다. 따라서, 본 발명의 본 실시예에서, 클록 에지(사이클의 시작을 나타내고 로우 사이드 스위치를 잠정적으로 턴 온시킴) 후의 제2 시간 기간 전에 인덕터 전류가 0에 도달하면, 차후 사이클에서 로우 사이드 스위치가 턴 온되는 것이 방지된다. 따라서, 한 사이클에서 하이 사이드 스위치는 턴 온될 수 있지만, 이어지는 사이클에서 로우 사이드 스위치는 오프로 유지된다. 상술된 바와 같이, 로우 사이드 스위치가 오프일 때, 전류는 NMOS 바디 다이오드 등의 병렬 경로를 흐를 수 있지만, 이 전류는 반전하지 않는다. 따라서, 이러한 동작 모드는 인덕터 전류가 실제로 네가티브로 되는 것을 방지한다. 바로 다음 사이클에서 로우 사이드 스위치가 턴 온되는 것이 방지될 수 있지만, 다음 사이클에서 컨버터가 펄스 스킵 모드로 스위치되었으면(또한, 따라서, 하이 사이드 스위치가 턴 온 되지 않았으면), 로우 사이드 스위치는 어떠한 방식으로든 턴 온되지 않는다. 따라서, 양호하게, 로우 사이드 스위치가 턴 온되는 다음 사이클에서, 즉, 하이 사이드 스위치가 온인 사이클에 이어지는 다음 사이클에서, 로우 사이드 스위치의 턴 온이 금지된다.
DC-DC 컨버터는, 하이 사이드 스위치 턴 온 전에 로우 사이드 스위치가 턴 오프될 수 있는 제1 모드 및 하이 사이드 스위치가 턴 온되려고 할 때만 로우 사이드 스위치가 턴 오프될 수 있는 제2 모드로 동작할 수 있다. 다시 말해서, 컨버터는 상술된 바와 같이 동작하거나 또는 컨버터가 동작중일 때 하이 사이드 스위치 및 로우 사이드 스위치 중 한 스위치가 항상 온인 강제 연속 전도 모드에서 동작할 수 있다.
따라서, 본 발명의 본 실시예들에 따른 DC-DC 컨버터는, 저 부하 전류 디맨드로 제어될 수 있으면 높은 효율을 제공하는 컨버터를 제공한다. 각각 PMOS 및 NMOS 트랜지스터에 의해 전원 VIN와 접지 간에 스위칭된 인덕터를 가진 벅 컨버터(buck converter)를 고려하라. 하이 또는 미듐 전류 디맨드 하에서, 평균 컴포넌트 및 리플로 구성된 인덕터 전류는 모든 사이클 마다 0보다 크게 유지된다. 이는 연속 전도 모드(CCM; Continuous Conduction Mode)라고 한다. 부하 전류 디맨드가 감소함에 따라, 인덕터 전류에서 반전을 야기할 만큼 리플이 충분히 큰 것을 방지하기 위해, 인덕터 전류가 각 사이클의 일부 동안 0으로 되도록 제어를 변경하는 효율 이유들이 유익하다. 이는 불연속 전류 모드(DCM; Discontinuous Current Mode)라고 한다. 더 낮은 부하 전류들에서도, "펄스-스킵"이 유익하다.
이러한 각종 모드들은 상이한 제어 문제점들 및 다이내믹스를 제공하며, 변화 중에 나타나는 트랜션트들 없이 완벽하게 모드들을 전이할 수 있는 것이 중요하다. 본 발명의 본 양상은 이러한 효율 장점들을 달성하고 컨버터의 전류 루프에 대한 제어를 유지하는 제어 메카니즘을 제공한다.
본 발명의 다른 양상에서, 제1 노드와 출력 노드 간에 동작가능하게 연결된 인덕터; 하이 사이드 전원 입력 노드와 제1 노드 간에 동작가능하게 연결된 하이 사이드 스위치; 및 로우 사이드 전원 입력 노드와 제1 노드 간에 동작가능하게 연결된 로우 사이드 스위치를 포함하는 DC-DC 컨버터를 제어하는 한 방법이 제공되며, 상기 방법은: 인덕터의 전류 흐름을 나타내는 적어도 제1 신호와 출력 노드의 전압과 목표 전압 간의 차를 나타내는 제2 신호와의 비교를 기초로 상기 하이 사이드 스위치의 턴 온을 제어하는 단계; 하이 사이드 스위치 턴 온 전에 로우 사이드 스위치를 턴 오프하는 단계; 및 하이 사이드 스위치 및 로우 사이드 스위치가 둘 다 턴 오프되는 기간 중에 인덕터 전류의 변화를 에뮬레이트하는 단계를 포함한다.
본 발명의 본 방법은 본 발명의 제1 양상을 참조해서 기술된 바와 동일한 모든 장점들을 제공하고, 본 발명의 제1 양상을 참조해서 기술된 바와 동일한 모든 실시예들에서 사용될 수 있다.
본 발명의 다른 양상에서, 제1 노드와 출력 노드 간에 동작가능하게 연결된 인덕터; 전압 입력 노드와 제1 노드 간에 동작가능하게 연결된 PMOS 스위치; 접지 입력 노드와 제1 노드 간에 동작가능하게 연결된 NMOS 스위치; 인덕터의 전류 흐름을 나타내는 적어도 전류 감지 신호와 출력 노드의 전압과 희망 전압 간의 차를 나타내는 전압 오류 신호와의 비교를 기초로 상기 PMOS 스위치의 턴 온을 제어하도록 동작하고, PMOS 스위치 턴 온 전에 NMOS 스위치가 턴 오프될 수 있도록 동작하는 제어 회로를 포함하고; 제어 회로가 PMOS 스위치 및 NMOS 스위치가 둘 다 턴 오프되는 기간 중에 인덕터 전류의 변화를 에뮬레이트하기 위한 회로를 포함하는 DC-DC 컨버터가 제공된다.
본 발명의 또 다른 양상에서, 제1 노드와 출력 노드 간에 동작가능하게 연결된 인덕터; 하이 사이드 전원 입력 노드와 제1 노드 간에 동작가능하게 연결된 하이 사이드 스위치; 로우 사이드 전원 입력 노드와 제1 노드 간에 동작가능하게 연결된 로우 사이드 스위치; 하이 사이드 스위치 턴 온 전에 로우 사이드 스위치가 턴 오프될 수 있도록 밸리 전류 모드로 하이 사이드 스위치 및 로우 사이드 스위치를 제어하도록 동작하는 스위치 제어 회로를 포함하는 DC-DC 컨버터가 제공된다.
스위치 제어 회로는, 하이 사이드 스위치 및 로우 사이드 스위치가 둘 다 턴 오프될 때 인덕터 전류의 변화를 에뮬레이트하기 위한 에뮬레이션 회로를 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 양상에서, DC-DC 컨버터는, 하이 사이드 전원 스위치가 턴 온되기 전에 로우 사이드 전원 스위치가 턴 오프될 수 있는 모드로 동작하는 하이 사이드 전원 스위치 및 로우 사이드 전원 스위치를 포함하고, 상기 모드에서, 상기 하이 사이드 전원 스위치의 턴 온은 에뮬레이트된 전류 신호를 기초로 제어된다.
본 발명의 다른 양상은, 하이 사이드 전원 스위치 및 로우 사이드 전원 스위치를 포함하는 DC-DC 컨버터를 제어하는 방법에 관한 것이며, 상기 방법은 하이 사이드 전원 스위치가 턴 온되기 전에 상기 로우 사이드 전원 스위치를 턴 오프하는 단계 및 에뮬레이트된 전류 신호를 기초로 상기 하이 사이드 전원 스위치의 턴 온을 제어하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 양상에서, 하이 사이드 전원 스위치, 로우 사이드 전원 스위치, 및 로우 사이드 스위치가 턴 오프될 때 하이 사이드 스위치가 턴 온되는 연속 스위칭 모드와, 하이 사이드 스위치가 턴 온되기 전에 로우 사이드 스위치가 턴 오프되는 불연속 스위칭 모드 간의 연속 전이를 가진 밸리 전류 모드 제어기를 포함하는 DC-DC 컨버터가 제공된다.
본 발명의 양상들은 격리되지 않은 CMOS 프로세스에서 전류를 감지하는 "비손실" 방법을 사용해서 DCM의 전류 신호의 손실과 연관된 문제점들을 다루고, CCM과 DCM 간의 완벽한 전송을 제공한다. 본 발명의 양상들은 매우 낮은 출력 전류 상태들에서 피드백 루프에 대한 제어를 유지하고 밸리-전류 모드 제어 하에서 펄스 스킵 모드들로 유지한다.
스위치가 오프이고 전류가 병렬 경로를 흐를 때 인덕터 전류 정보 및 피드백의 손실로 인한 발진 문제점은, 스위치가 오프인 동안 전류 정보를 유지하고 전류 경사를 나타내는 램프 신호를 생성함으로써 해결된다. 일반적으로, 본 발명의 양상들은 스위치가 오프일 때 시간이 지남에 따른 인덕터의 전류 흐름의 변화를 나타내는 신호를 생성하는 것에 관한 것이다. 인덕터의 전류 흐름의 변화를 나타내는 신호는 DC-DC 컨버터의 스위치를 제어할 때를 결정하는데 사용되는 비교 단계에서 사용될 수 있다.
DC-DC 컨버터는 밸리 전류 모드 DC-DC 컨버터일 수 있다. 병렬 경로는 NMOS 벌크 다이오드일 수 있다. 램프는 감지 신호에 추가되거나 또는 변조기 램프 신호에 추가될 수 있다. 비교는 VOUT/L 이거나 또는 더 정확하게 (VOUT + Ф)/L 일 수 있다. 출력 스테이지 및/또는 제어 루프는 통합될 수 있다. 컨버터는 변하는 전력 디맨드들을 가진 시스템, 가능한 대로, 이동 전화 또는 MP3 플레이어 등의 휴대용 장치에서 사용될 수 있다.
또한, 가벼운 부하(light loading)의 NMOS 전류 반전의 문제점은, 제로-전류 비교기로부터 전파 지연에 의해 설정된 최소 NMOS 온타임보다 더 긴 시간 임계값전에 출력 전류가 0을 크로스하는 지를 검출하고, 만약 그렇다면, 다음 사이클에서 NMOS를 디스에이블함으로써 완화된다. 장점은, 밸리 모드 제어가 매우 가벼운 부하들로 하향 유지되고, 직접적인 NMOS 제어가 더 이상 가능하지 않을 때만 효율이 희생된다는 점이다. 다이오드 동작 모드가 또한 펄스 스킵이 아닌 모드, 즉, VIN - VOUT과 관련해서 매우 짧은 PMOS 온타임 및 고 Vout을 가진 DCM에서 발생해서, 고속 NMOS 전류 슬루 레이트를 제공하고, 전력 소실 절약을 제공한다.
본 발명의 한 양상은 인덕터의 입력, 예를 들어, 전압 입력과 인덕터의 입력 노드 간에 연결된 PMOS 스위치 및 인덕터의 입력 노드와 접지(또는 가능한 대로 일부 다른 기준 전압) 간에 연결된 NMOS 스위치를 제어하기 위한 스위치 장치를 가진 DC-DC 컨버터에 관한 것이다. 컨버터는, 스위치 장치의 스위치들이 오프일 때 인덕터 전류를 나타내기 위한 회로를 가진다. 인덕터 전류를 나타내기 위한 회로는 스위치들 중 하나(예를 들어, NMOS 트랜지스터)가 턴 오프될 때의 전류를 나타내는 값을 유지하기 위한 회로를 포함할 수 있다. 컨버터는 스위치 장치가 오프일 때 인덕터의 전류 변화를 에뮬레이트하기 위한 회로를 포함할 수 있다. 에뮬레이트된 전류는 스위치 장치(예를 들어, PMOS 트랜지스터)가 턴 온할 때를 결정하는데 사용될 수 있다.
본 발명의 다른 양상에서, DC-DC 컨버터를 동작하는 방법이 제공되는데, 인덕터의 입력을 제어하는 스위치 장치의 스위치(예를 들어, PMOS 트랜지스터)의 동작은 (DC-DC의 출력 전압과 기준 신호 간의 차를 기초로) 전압 오류 피드백 신호와 인덕터 전류를 나타내는 전류 신호의 비교를 기초로 하고, 한 동작 모드에서, 스위치 장치는 오프이며(예를 들어, NMOS 및 PMOS 트랜지스터들이 둘 다 오프이며), 에뮬레이트된 전류 경사가 비교에 사용되는 신호들 중 적어도 하나에 추가된다.
본 발명의 본 양상은, CCM에서 DCM 모드로의 또는 DCM에서 CCM 모드로의 연속 전이로 DC-DC 컨버터가 동작하도록 할 수 있다.
편리하게, NMOS 스위치의 출력 전압은 제로 크로싱 시간을 결정하는데 사용된다. 그러나, 일반적으로, 본 발명의 본 양상은, 전류 역류를 방지하는 수단에 관한 것으로, 특히, NMOS에 대한 순방향 전류 지속 기간을 결정하고, 순방향 전류 지속 기간이 제1 지속 기간보다 더 작으면, 차후 사이클에서 NMOS가 턴 온되는 것을 방지하기 위한 회로에 관한 것이다.
본 발명은, 각종 애플리케이션들에서, 전류 모드 제어로, 사용될 수 있는 실제적인 밸리 전류 모드 컨버터를 제공한다. 본 발명의 실시예들은 집적 회로(IC) 장치를 실현하며, 특히, 밸리 전류 모드 컨버터를 포함하는 전력 관리 집적 회로(PMIC) 장치를 실현한다. 밸리 모드 컨버터의 일 실시예는 고정 주파수 밸리 모드 컨버터, 즉, 선정된 클록 신호를 기초로 하는 스위칭 주파수를 가진 컨버터를 포함한다. 밸리 전류 모드 컨버터는 연속 전류 모드(CCM), 불연속 전류 모드(DCM) 및/또는 DCM과 CCM 간의 전이 위상에서 동작할 수 있다. 밸리 모드 컨버터는 펄스 스킵 모드로 동작하는 밸리 모드 컨버터를 포함할 수 있다. 밸리 전류 모드 컨버터는 모든 동작 모드들에서 동일한 제어 루프, 즉, CCM에서의 제어 및 DCM에서의 제어를 제공하는 루프를 기초로 제어될 수 있다.
본 발명의 실시예들은 비손실 전류 감지의 전류 모드 컨버터들, 특히, 밸리 전류 모드 컨버터들을 제공한다. 비손실 감지 기술들은 연관된 손실들을 가진 개별 감지 저항기들의 사용을 방지한다. 양호하게, 컨버터는, 하이 사이드 스위치 및 로우 사이드 스위치가 컨버터 및 내부 (양호하게, 비손실) 전류 감지 회로들 외에 IC/PMIC 내에 통합되어 있다는 점에서 충분히 통합된다. 충분히 통합된 비손실 밸리 전류 모드 컨버터는 스위치된 컨버터의 신규 실시예를 나타낸다. 양호하게, 비손실 및/또는 충분히 통합된 컨버터는 고정 스위칭 주파수에서 동작한다. 따라서, 비손실 감지 및 인에이블링 CCM 및 DCM 동작을 포함하는 컨버터가 본 발명에 의해 제공되며, 신규한 IC/PMIC가 이러한 컨버터를 포함할 수 있다.
고정 주파수에서 동작하는 기능은 본 발명의 실시예들의 특정 장점이며, 일반적으로, 본 발명의 한 양상은 풀 DCM(full DCM) 및/또는 CCM과 풀 DCM 간의 전이 위상, 및/또는 펄스 스킵 동작 모드이든 아니든 간에, CCM이 아닌 동작 모드에서 동작하는 고정 주파수 컨버터에 관한 것이다.
본 발명의 각종 양상들은 주로 벅 컨버터들을 참조해서 기술되지만, 본 발명의 다른 실시예들은 부스트 컨버터들 또는 벅-부스트 컨버터들을 제공한다.
본 발명은 이제부터 이하의 도면들을 참조해서 오직 일례로서 기술될 것이다.
도 1은 전력 프로세서 회로에 배열된 DC-DC 컨버터의 전형적인 구성을 도시한다.
도 2는 종래의 DC-DC 컨버터를 도시한다.
도 3은 출력 스테이지의 스위치들과 연관된 기생 다이오드들을 도시한다.
도 4는 전류 디맨드의 특정 레벨에서 인덕터 전류 및 전압 파형들을 도시한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 DC-DC 컨버터를 도시한다.
도 6은 도 4에 도시된 바보다 더 낮은 전류 디맨드의 레벨에서 본 발명의 일 실시예에 따른 DC-DC 컨버터의 인덕터 전류 및 전압 파형들을 도시한다.
도 7은 도 6에 도시된 바보다 더 낮은 전류 디맨드의 레벨에서 본 발명의 일 실시예에 따른 DC-DC 컨버터의 인덕터 전류 및 전압 파형들을 도시한다.
도 8은 사이클들 간의 인덕터 전류 및 전압 파형들을 도시한다.
도 9는 낮은 전류 디맨드에서 동작 모드를 예시하는 전류 및 전압 파형들을 도시한다.
도 10a는 DCM에서 동작하는 DC-DC 컨버터의 일 실시예의 각종 제어 파형들을 도시한다.
도 10b는 CCM과 DCM 간의 전이 모드에서 동작하는 DC-DC 컨버터의 일 실시예의 각종 제어 파형들을 도시한다.
도 11은 강제 CCM에 비해 본 발명의 실시예들에 따른 모드들에서 DC-DC를 동작하는 상대적 효율을 도시한다.
도 12는 전류 감지 회로의 일 실시예를 도시한다.
도 13은 인덕터 전류의 변화를 에뮬레이트할 수 있는 램프 생성기의 일 실시예를 도시한다.
도 14는 듀티 변조기의 간소화된 실시예를 도시한다.
도 15는 다이오드 동작 모드를 구현하기 위한 회로 구성의 일 실시예를 도시한다.
도 16은 펄스 스킵 동작을 구현하기 위한 회로 구성의 일 실시예를 도시한다.
도 1은, 예를 들어, 휴대용 전자 장치(107)의 프로세서일 수 있는 프로세서 회로(101)가 DC-DC 컨버터(100)에 의해 전압 VOUT(102)을 공급받는 전형적인 애플리케이션을 도시한다. DC-DC 컨버터(100)는 입력 전압 VIN(103) 및 외부 클록 신호 CLK(104)를 수신하고 요구된 전압 출력 VOUT(102)을 출력한다. 통상, 프로세서가 전력을 절약하기 위해 유휴 상태일 때 프로세서의 공급 전압은 감소되고, 후에, 프로세서가 충분한 동작 속도를 달성할 수 있는 경우 더 정상적인 동작 전압으로 증가된다. 따라서, 프로세서 회로(101)는 적합한 전압 출력 VOUT을 선택하기 위해 DC-DC 컨버터(100)에 전압 선택 신호들 VSEL(105)을 제공한다. 후술되는 바와 같이, 전압 선택 신호들은 DC-DC 컨버터의 프로그래밍 가능 소자, 예를 들어, 레벨 시프터를 제어하기 위한 디지털 신호들일 수 있다. 또한, 후술되는 바와 같이, DC-DC 컨버터(100)는 각종 모드들에서 동작할 수 있으며, 프로세서 회로는 적합한 모드 제어 신호들 MODE(106)에 의해 특정 동작 모드를 선택할 수 있다. DC-DC 컨버터들이 프로세서들 외에 장치 서브-시스템들에 전력을 제공하는데 사용될 수 있으며, 본 명세서에 기술된 실시예들이 일반적으로 다수의 애플리케이션들에서 사용되는 다수의 DC-DC 컨버터들 또는 스위칭된 전압 레귤레이터들에 적용됨을 알 것이다.
종래의 전류-모드 벅(즉, 스텝 다운) DC-DC 컨버터(200)가 도 2에 간소화된 형태로 도시된다. 컨버터(200)는 2개의 중첩 피드백 루프들, 내부 전류 제어 루프 및 외부 전압 제어 루프를 포함한다.
전류 제어 루프 블록(201)은 입력 신호 VERROR 및 출력 스테이지로부터 피드백된 전류 감지 신호 ISNS를 취하고, 출력 스테이지(202)에 대한 펄스-폭 변조 드라이브 신호들을 생성한다. 출력 스테이지 출력 노드 LX에서의 전압은 제어된 듀티 사이클에서 접지와 전원, VIN 간에 스위칭되어서, 인덕터 L에서 삼각 전류 파형이 야기된다. 인덕터 L 및 출력 콘덴서 C1은 출력 노드(203)에서 평균 전압 VOUT을 보장하기 위해 필터로서 동작한다.
동작시, 인덕터 전류가 감지되고, VERROR와 비교된다. 따라서, 이 피드백 루프는 입력 신호 VERROR에 따라 변하는 출력 감지 전류를 생성한다. 일부 컨버터들에서 평균 전류를 사용하는 것으로 공지되어 있더라도, 다수의 종래의 DC-DC 컨버터들에서, 감지된 전류는 피크 전류이다. 기술되는 본 발명의 실시예들에서, 최소 또는 "밸리" 전류는 컨버터의 듀티 사이클을 제어하는데 사용된다.
출력 필터 L, C1에 의해 평활화된, 전달된 출력 전류의 변형은, VOUT에서 출력 전압을 변조한다. 이 전압 VOUT은 피드백되고, 레벨 시프터, 또는 전압 시프터, 블록(204)에 의해 적합한 전압 VOUT _ LS로 하향 번역되어, 전압 오류 증폭기 블록(205)의 입력이 된다. 전압 오류 증폭기 블록(205)은 공급된 기준 전압 VREF과 VOUT의 처리된 버전을 비교해서, 외부 피드백 루프를 폐쇄하여서 희망 전압에서 VOUT을 안정시키도록 상술된 내부 피드백 루프를 구동하는 오류 신호 VERROR를 제공한다.
레벨 시프터(204)는 저항성 포텐셜 디바이더로서 도시되어 있지만, 다른 전압 스케일링 또는 전압-시프팅 회로일 수 있으며, 또는 심지어 요구된 VOUT이 VREF와 동일한 경우 다이렉터 커넥션일 수 있다. 레벨 시프터는 VOUT의 레벨을 변환해서, VOUT이 희망 또는 목표 출력 전압과 동일할 때, 레벨 시프트된 신호 VOUT _ LS는 기준 전압 VREF에 공지된 관계를 갖는다(예를 들어, VOUT이 정확하게 희망 출력 전압일 때 레벨 시프트된 신호 VOUT _ LS는 VREF와 동일할 수 있다). 레벨 시프터는 상이한 전압 스케일링 또는 시프팅 회로를 제공하도록 기계적으로 또는 디지털 방식으로 프로그래밍되어서, 컨버터가 VOUT의 상이한 값들을 출력하도록 구성되게 할 수 있다. 예를 들어, 도 1에 도시된 프로세서에 의해 생성된 VSEL 신호 등의 디지털 멀티-비트 신호로 프로그래밍될 수 있다.
전압 오류 증폭기 블록(205)은 RC 네트워크(207)를 구동하는 가동 상호 콘덕턴스 증폭기(OTA; Operational Transconductance Amplifier)(206)를 포함하는 것으로 도시되어 있지만, 일부 다른 증폭기를 포함할 수 있다. RC 네트워크(207) 또는 다른 수동적인 임피던스들은 폐쇄 루프 안정화를 제공한다.
전류 루프 제어 블록(201)은 출력 스테이지(202)로부터 신호(208)를 수신하고, 출력 스테이지(202)는 프리컨디션을 위해, 예를 들어, 인덕터 전류를 나타내는 신호를 스케일링 또는 스트로브하여 편리한 전류 감지 신호 ISNS를 생성하기 위해 전류 감지 증폭기 블록(209)을 통과한다. 듀티 변조기(210)는 ISNS 신호를 입력 VERROR와 비교하여, 적합한 듀티 사이클의 구동 신호들을 유도해서 스위치 드라이버 버퍼 스테이지(211)를 통해 출력 스테이지 장치들(10, 20)을 온 및 오프로 구동한다. 듀티 변조기는 당업자가 아는 바와 같이 클록 신호(212) 및 램프 생성기(213)가 필요한 펄스 시퀀스를 생성하도록 요구할 수 있다. 당업자가 아는 바와 같이, 램프 생성기(213)는 ISNS 신호에 전체적으로 또는 부분적으로 추가될 수 있는 경사 보상 램프 신호 및/또는 VERROR 신호를 생성해서 저조파 발진들을 방지할 수 있다.
일반적으로, 출력 스테이지(202)는 하이 사이드 전원 레일(214)(VIN)에 출력을 스위치하기 위해 PMOS 트랜지스터(10) 등의 하이 사이드 드라이버 장치 및 로우 사이드 전원 레일(215)(접지)에 출력을 스위치하기 위해 NMOS 트랜지스터(20) 등의 로우 사이드 드라이버 장치를 가진다. 출력 스테이지(202)는 또한 전압 제어 블록(201)으로 피드백하기 위해, 인덕터 전류 신호(208)의 정보, 즉, 표시를 공급할 필요가 있다.
인덕터 전류는 인덕터 또는 각각의 트랜지스터와 직렬로 직렬 저항기를 사용해서 감지될 수 있다. 그러나, 직렬 저항기들의 사용으로 저항성 전력 손실의 여분의 원인이 야기되고, 따라서, 컨버터의 효율이 감소된다. 효율은, 특히, 배터리 전원 장치들의 경우, 주요 고려 사항이다. 따라서, "비손실" 감지 기술들, 예를 들어, 저항으로 인해 PMOS에 걸쳐 드레인-소스 전압을 감지하는 기술을 사용하는 것이 양호하다. 이는 PMOS 전류에 비례하는 전압을 제공한다.
종래의 피크 모드 DC-DC 컨버터의 동작에서, PMOS 스위치는 클록 신호(212)의 에지에서 턴 온된다. 비손실 전류 감지 방법에서, 즉, 감지 저항기를 갖지 않는 실시예들에서, PMOS의 드레인-소스 전압은 PMOS(10)를 통해 전류에 비례하는 전류 신호를 유도해서 인덕터 L을 유도하기 위해 감시된다. 적합하게 스케일링된 전류 신호는 임계값 VERROR 신호와 비교된다. 전류가 임계값에 도달할 때, PMOS는 스위치 드라이버(211)에 의해 턴 오프되고 NMOS는 턴 온된다. 즉, 스위칭이 인덕터 전류의 피크에서 발생한다. 실제로, 경사 보상 램프 신호는 저조파 발진을 방지하기 위해 비교 전에 전류 신호 및 VERROR 신호 중 하나 또는 둘 다에 인가된다. 따라서, 결과는, 전류 신호가 각각의 사이클에 걸쳐 램프하는 임계값과 비교된다.
전류 제어 루프의 대역폭은 높아서, 사이클을 기초로 적합한 펄스 폭을 생성하는 반면, 외부 전압 제어 루프의 대역폭은 비교적 낮아서, 대체로 정적 입력 전압 VERROR라고 가정하에 전류 루프가 분석될 수 있다.
인덕터 L의 단말 LX는 각각의 클록 사이클의 일부 D에 대해 VIN으로 스위칭되고, 각각의 사이클의 나머지 일부 1-D에 대해 접지로 스위칭된다. 노드 LX에서의 평균 전압은 따라서 D*VIN이다. 출력 콘덴서 C1은 각각의 사이클 내에서 전압 VOUT이 대체로 일정할 만큼 충분히 커서, VOUT의 평균 전압은 또한 D*VIN이다. 따라서, VIN에 대해 작은 VOUT의 경우, 듀티 사이클 D = VOUT/VIN은 작을 수 있다.
또한, PMOS 온타임 및 전류를 감지하는데 유효한 시간을 더 감소시키는, 더 작은 값, 물리적으로 더 작은 인덕터들의 사용을 허용하도록 더 빠른 클로킹 주파수들(clocking frequencies) 쪽으로 푸시가 있다.
상술된 바와 같이, 매우 짧은 스위칭 시간들의 제어는 어렵다. 따라서, 본 발명의 실시예들은 밸리 전류 모드(VCM) 제어를 사용한다. VCM에서, NMOS 스위치(20)는 클록 에지에서 턴 온되고, NMOS 전도 기간 중의 인덕터의 전류는 감시된다. 인덕터 전류가 (경사 보상 램프에 의해 변경된) VERROR 임계값으로 강하할 때, NMOS는 턴 오프되고 PMOS는 턴 온된다. 즉, 스위칭은 최저 인덕터 전류 또는 밸리 전류에 의해 제어된다. 짧은 듀티 사이클들 동안, NMOS 스위치는 PMOS 스위치보다 상당히 더 길게 턴 온될 수 있으며, 따라서, 밸리 전류 모드 제어는 낮은 전압들에서 DC-DC 컨버터의 제어의 일부 양상들을 용이하게 할 수 있다.
도 4는 각각의 사이클들의 집합 중 한 사이클 중에 출력 스테이지 출력 단말, LX에서의 인덕터 전류 및 전압을 도시한다. (일정한 VIN 및 VOUT 가정 하에) 실선 커브들(1001)은 더 높은 평균 전류의 파형들을 도시하고, 점선 커브들(1002)은 더 낮은 전류의 파형들을 도시한다. 도 4의 상부는 노드 LX에서의 전류 커브들을 도시하고, 도면의 하부는 노드 LX에서의 전압 커브들을 도시한다. 도시된 사이클의 제1 파트 중에, 즉, t0와 t1 간에, NMOS는 전도 중이고 LX는 접지에 가까우며, 인덕터의 다른 끝은 출력 콘덴서에 의해 VOUT에서 유지된다. 따라서, 전류는 경사 dIL/dt = VOUT/L에서 감소한다. 사이클의 제2 파트 중에, 즉, t1와 t2 간에, PMOS는 전도 중이고 노드 LX의 전압은 전원, VIN에 가까우며, 인덕터의 다른 끝은 출력 콘덴서에 의해 VOUT에서 유지되어서, 전류는 경사 dIL/dt = (VIN-VOUT)/L에서 증가한다. 더 낮은 평균 전류를 나타내는 점선 커브(1002)에 의해 도시된 바와 같이, 부하 전류 디맨드가 감소하면, 전류 파형은 실제로 동일한 경사들을 유지하지만, 하향 이동하여 콘덴서에 공급되어 결국 부하에 공급되는 평균 전류를 감소시킨다. 도 4의 하부에 도시된 바와 같이, 전도중인 NMOS 또는 PMOS의 I.R 하강으로 인해, 전류를 지나면서, LX에서의 전압은 그다지 접지 또는 VIN에 도달하지는 않는다. 양호한 효율을 가진 컨버터의 경우, I.R 하강은 VOUT에 비해 작아서, 전류 파형들에 크게 영향을 끼치지 않지만, 설명을 위해 도 4에서는 과장되어 있다.
상술된 바와 같이, 부하 전류 디맨드가 감소하면, 일정한 VOUT 및 VIN의 경우, 도 4에 도시된 전류 파형들은 떨어진다. 전류 디맨드가 감소함에 따라 요구된 밸리 전류는 0으로 떨어질 수 있으며 또는 네가티브로 될 수 있다. 출력 콘덴서가 컨버터로 (또한 NMOS 스위치를 통해 접지로) 다시 충전중임을 의미하기에, 네가티브가 되는 인덕터 전류는 비효율적이다. 따라서, 본래, 출력 콘덴서 C1에 공급되는 전하는 낭비된다.
따라서, 본 발명의 일 양상은 역류로부터 인덕터 전류를 방지하는, 즉, 전류 흐름이 네가티브로 되어서 DC-DC 컨버터로 다시 충전되는 것을 방지하는 밸리 전류 모드로 DC-DC 컨버터의 동작 모드를 제공한다. 본 발명의 본 양상은 고 효율을 유지하는 DC-DC 컨버터들에 대한 제어 메카니즘들에 관한 것이다.
이러한 동작 모드에서, 인덕터 전류가 네가티브로 되기 전에 로우 사이드 전원 스위치, 즉, NMOS는 턴 오프된다. 따라서, 하이 사이드 PMOS 스위치가 턴 온되기 전에 로우 사이드 스위치는 턴 오프된다. 다시 말해서, NMOS 전원 스위치의 턴 오프 및 PMOS 전원 스위치의 턴 온 간에 인덕터 전류 사이클의 포인트들의 단절이 있어서, 어느 것도 전도하지 않는 위상이 있으며 가능한 대로 심지어 어떠한 인덕터 전류의 위상이 있다.
인덕터 전류가 듀티 사이클의 일부에 대해 0으로 유지되는 모드에서의 동작은 불연속 전도 모드(DCM) 또는 때때로 불연속 전류 모드로 공지되어 있다. DCM은 피크 모드 제어 DC-DC 컨버터들에서의 공지된 동작 모드이다. 본 발명의 본 양상은 밸리 전류 모드 제어 시스템에서 DCM을 구현한다. PMOS와 NMOS 간의 스위칭에 단절이 없는 DC-DC 컨버터의 동작은 연속 전도(또는 전류) 모드(CCM)라고 한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 DC-DC 컨버터를 도시한다. DC-DC 컨버터는 도 2와 관련해서 상술된 바와 같이 인덕터 L에 연결된 출력 스테이지(202) 및 출력 콘덴서 C1을 포함한다. DC-DC 컨버터는 도 2와 관련해서 상술된 바와 같이 레벨 시프터(204) 및 전압 오류 블록(205)을 더 포함한다. 그러나, 본 실시예의 전류 루프 블록(501)은 NMOS(20)의 드레인에 연결된 다른 소자들 제로 크로스 검출 회로(850) 및 N다이오드 검출 회로(750)를 포함한다. 또한, 램프 생성기(500)는 선택적인 여분의 경사를 포함하도록 변경되며, 전류 센서 증폭기(800)는 유지 기능을 갖는다. 듀티 변조기(900)는 또한 추가 제어 모드를 제공하도록 변경된다. 이러한 블록들의 동작은 후술된다. 전류 감지 회로(800), 램프 변조기(500) 및 듀티 변조기(900)의 실시예들은 도 12 내지 도 14에 각각 도시된다.
본 발명의 피처들을 포함하는 회로의 동작은 도 6 내지 도 9에 도시된 동작 파형들에 대해 기술되며, 고 부하 전류들에서의 동작으로 시작해서 점점 더 낮은 전류들에서의 상이한 동작 체제들로 진행한다. VIN 및 VOUT이 이러한 시퀀스 중에 일정하다고 가정된다.
상술된 바와 같이, NMOS 전원 스위치의 턴 오프와 PMOS 전원 스위치의 턴 온 간에 인덕터 전류 사이클의 포인트들의 단절이 있다. 이상적으로, NMOS를 통과하는 전류가 0으로 감쇠될 때 NMOS는 정확하게 턴 오프된다. 이는 예를 들어, 비교기를 사용해서 NMOS에 걸친 드레인-소스 전압이 0으로 떨어질 때를 감시함으로써 검출될 수 있다. 그러나, 필연적으로, NMOS의 턴 오프를 실제로 제어하기 위해서 로직 및 프리-드라이버 회로를 통해 응답 및 구동하는 비교기에는 전파 지연들이 있다. 또한, 비교기는 랜덤 입력 오프셋 전압을 가질 수 있다.
따라서, 본 발명의 본 실시예에서, NMOS의 소스-드레인 전압으로부터 유도된 신호는, 제로 크로스 검출 회로에 의해, 일부 페디스털 전류 레벨 Iped에 대응하는 임계값 레벨과 비교된다. 최악의 경우의 지연들 및 오프셋에서, NMOS를 통한 전류가 극성을 변경하기 전에 NMOS 스위치(20)가 효율적으로 스위치 오프되도록, 페디스털 전류 레벨 Iped가 선택된다. 페디스털 전류 한계 Iped에 도달할 때, 제로 크로스 검출 회로(850)는 듀티 변조기에 로우 사이드 스위치(20)를 턴 오프하도록 명령하는 신호 ILIM_ZC를 생성한다. 따라서, 당업자가 아는 바와 같이, 제로 크로스 검출 회로(850)는 비교기 장치를 포함할 수 있다. 비교기 장치는 페디스털 전류 레벨 Iped가 적합한 오프셋의 선택에 의해 달성되는 경우에 기술된 대로 제로 크로싱 비교기일 수 있다. 대안으로, 제로 오프셋 또는 상이한 오프셋을 가진 비교기를 사용하고, 적합한 임계값 레벨에 대해 비교할 수 있다.
이 Iped 값은 설계에 의해 고정될 수 있으며, 또는 VSEL 신호(희망 출력 전압을 설정함) 또는 측정된 출력 전압과 동기화될 때 자동으로 변경하도록 설계될 수 있다. Iped 값은 지정된 인덕터 값을 고려하도록 프로그래밍될 수 있다. 일반적으로, Iped는 전류 슬루 레이트들을 변경하여서 고정된 지연 시간 동안 필요한 전류 헤드룸(current headroom)을 변경할 수 있는 변수들을 고려하도록 프로그래밍될 수 있다. 비교 회로에서 사용될 희망 Iped와 동일한 기준 레벨을 생성하는 방법을 당업자는 알 것이다.
비교기 임계값의 이러한 의도된 오프셋은 인덕터 전류가 결코 0으로 감쇠하지 않는 CCM과 DCM 간의 경계에서 동작 지역을 야기한다. 본 발명의 실시예들은, 전류 모드 제어가, 예를 들어, 동작 지연에서 유지되고, 또한 완벽한 제어, 감소된 트랜션트 및 펄스 스킵 동작 모드로 들어가는 기능이라는 점에서 장점들을 제공하는 풀 DCM으로 유지되게 한다.
CCM과 DCM 간의 전이
이러한 영역에서의 동작을 설명하기 위해, 도 6은 평균 출력 전류가 더 감소됨에 따라, 동일한 VIN 및 VOUT에 대해 노드 LX에서의 인덕터 전류들 및 전압들의 선택을 도시한다. 출력 NMOS가 효율적으로 스위칭하기 전에 제로 크로스 검출기(850)에서의 오프셋 전압들 및 전파 지연들을 고려하기 위해, 또한, 인덕터 전류가 0에 도달하기 전에, 즉, NMOS 드레인 전압이 0에 도달하기 전에, NMOS가 턴 오프됨을 보장하기 위해, 전류 임계값 레벨은 도 6에서 임계값(1007)으로 도시된 포지티브 레벨, Iped로 설정된다. 통상, 이는 수십 mV 정도의 드레인 전압에 대응한다. 상술된 바와 같이, 전파 지연들로 인해, 전원 NMOS는 후에 짧은 시간 동안 Iped보다 다소 작은 전류 Ibreak(라인 1008)에서 대개 멈춘다. 양호한 근사로, 지연들은 전류에 의해 많이 변하지 않으며, 전류 파형의 경사는 일정한 VOUT/L이어서, Iped와 Ibreak 간의 차는 일정하여서, Ibreak가 또한 일정하다(NMOS가 턴 온할 때 Iped보다 위인 인덕터 전류들의 경우 - NMOS가 턴 온할 때 인덕터 전류가 Iped보다 아래일 때의 체제에서의 동작은 후술됨).
NMOS가 효율적으로 스위치 오프하는 순간(I = Ibreak)에, 여전히 인덕터 전류가 부하 쪽으로 흐른다. NMOS가 오프이기에, 대신 이 전류는, 예를 들어, 드레인-벌크 다이오드 등의, 병렬 경로를 강제로 흐르게 된다. NMOS 트랜지스터가 기생 드레인 벌크 다이오드를 가짐을 당업자는 알 것이다. 도 3은 설명을 위해 개별 기생 병렬 다이오드로서 도시된 NMOS 스위치(20)의 기생 다이오드(301)를 가진 DC-DC 컨버터의 출력 스테이지(202)를 도시한다. 마찬가지로, PMOS 스위치(10)는 유사한 기생 다이오드(302)를 가진다.
NMOS 장치(20)가 턴 온될 때, 연관된 기생 다이오드(301)는 NMOS(20)에 의해 접지로 션트되고, 스위치(20)를 통한 전류가 기생 다이오드(301)에 걸쳐 다이오드의 온-전압(즉, 0.5V)보다 더 큰 I.R 강하를 야기할 만큼 충분하지 않는 한, 다이오드(301)는 턴 온하지 않는다. 그러나, 전류가 여전히 접지로부터 드레인 노드로 흐르는 동안 NMOS 장치(20)가 턴 오프되면, 다이오드(301)는 활성화 상태이다: 출력 필터링 인덕터 L의 전류가 출력으로 흐르고 있으면, 이는 항상 참이다.
인덕터 전류가 0에 도달할 때, 다이오드 전류는 끝나고, LX 노드는 네가티브 전압 상태로부터 이동하며, 충분한 시간이 허용되면, 출력 전압 VOUT에서의 전압과 대체로 동일한 안정적 상태 출력 전압에 도달한다. (실제로, 이 노드의 부유 용량 및 인덕턴스로 인해 이 트랜션트에, 도시되지 않은, 일부 감쇠 발진들이 있다).
NMOS(20)가 턴 오프될 때 반대 방향으로의 전류가 있으면, 노드 LX는 전류에 대한 싱크를 찾을 수 있을 때까지 하이로 되며, 가능한 대로 PMOS(10)에 고유한 유사한 바디 다이오드(302)는 이 출력 스테이지(202)의 하이 사이드 드라이브를 제공함을 주지해야만 한다.
NMOS 등의 로우 사이드 스위치가 연관된 고유 바디 다이오드를 가지는 동안, 개별 다이오드(또는 다른 단향 전류 캐리 장치)는 특별히 로우 사이드 스위치(20)와 병렬로 제공될 수 있다. 이러한 외부 다이오드는 로우 사이드 스위치가 오프일 때 전류 흐름을 제어하도록 제공될 수 있다. 이 개별 다이오드는 (PMOS가 턴 온되기 전에) 로우 사이드 스위치가 턴 오프되면 순방향 전류가 흐를 수 있게 하지만 인덕터에서 전류 역류도 방지하도록 구성될 수 있다. 따라서, 도 3에 도시된 다이오드(301)는 대안으로 개별 외부 다이오드일 수 있다. 어느 한 적합한 다이오드, 양호하게, 예를 들어, 로우 강하 다이오드 또는 쇼트키 다이오드가 사용될 수 있다. 필요한 경우, 외부 다이오드는 하이 사이드 스위치에 대해서도 또한 제공될 수 있다. 본 설명의 나머지에서는 명료성을 위해 NMOS 스위치의 바디 다이오드 또는 기생 다이오드를 언급하지만, 다른 외부 다이오드들이 대신 사용될 수 있음을 알 것이다.
도 6을 다시 참조하면, 로우 사이드 기생 다이오드(301)를 통한 전도는 VOUT/L로부터 (VOUT + Ф)/L로 인덕터 경사의 변경을 야기한다. 여기서, Ф는 다이오드 전압이다. (이 다이오드 전압은 전류가 감쇠함에 따라 다소 변하지만, 이 낮은 전류들에서는 0.5V 정도일 수 있다). 상술된 바와 같이, 경사의 브레이크 포인트는 이러한 체제, 즉, 동작 모드에서의 부하 전류 디맨드에 크게 좌우되는 전류 Ibreak에서이다.
커브들(1003)은 이러한 모드의 동작에 대한 노드 LX에서의 인덕터 전류 및 전압을 도시한다. 이러한 파형들이 도 4와 관련해서 상술된 (1001) 및 (1002)의 것보다 더 낮은 평균 전류 디맨드에 대응함을 알 수 있다. 사이클의 제1 파트 중에, 상술된 바와 같이, NMOS(20)는 클록 에지에서 스위치 온된다. 이 때에, 노드 LX는 접지에 가까우며, 인덕터 전류는 경사 VOUT/L로 감소한다. 이 때에, 사이클 중에, 인덕터 전류는 NMOS 스위치(20)를 턴 오프하는 프로세스를 개시하는 Iped로 강하한다. 그러나, 전파 지연들 및 오프셋 오류들은, 인덕터 전류가 Ibreak에 도달하는 차후의 포인트(1004)에서만 스위치(20)가 실제로 턴 오프함을 의미한다. 이 때에, NMOS(20)는 오프이지만, 여전히 전류는 인덕터에서 흘러서, 전류는 이제 NMOS(20)의 바디 다이오드(301)를 흐른다. 노드 LX에서의 전압은 접지 이하의 다이오드 전압으로 늘어나며, 증가된 경사 (VOUT + Ф)/L로 전류는 인덕터에서 흐른다.
따라서, NMOS(20) 및 PMOS(10) 등의 스위치가 각종 상이한 동작 상태들을 가짐을 알 것이다. 온 상태에서, NMOS(20)(또는 PMOS(10))의 채널은 전도성이고, 전류는 스위치(20)(또는 10)를 통해 어느 한 방향으로 흐를 수 있다. 오프 상태에서, 채널은 전도성이 아니다. 그러나, 특정 상태들에서, 전류는 스위치와 연관된 바디 다이오드를 통해 흐를 수 있다. 이러한 바디 다이오드는 한 방향으로만 전류를 통과시킨다. 즉, 바디 다이오드는 단향 자동 스위치이다. 일단 바디 다이오드를 흐르는 전류가 끝나면, 스위치 소자를 흐르는 전류 흐름은 없다. 본 명세서에서 사용되는 바와 같이, 용어들 "온(on)" 및 "오프(off)"는, 스위치와 관련될 때, 스위치의 제어된 영역이 전도성인지 아닌지와 관련된다. 따라서, NMOS(20)의 턴 오프는 채널 영역에 전류가 흐르지 않도록 채널 영역을 턴 오프함을 나타낸다.
NMOS(20)가 턴 오프되면, PMOS(10)는 언젠가 턴 온될 필요가 있다. PMOS 턴온에 필요한 스위칭 포인트는 도 6의 도면으로부터 도표로 유도될 수 있다. 소정의 피크 전류의 경우, PMOS 전도 영역의 경사는 (VIN-VOUT)/L이며, 초기 NMOS 전도 영역의 경사는, I = Ibreak 일 때까지, VOUT/L이고, 그 후 (VOUT + Ф)/L 이다. 요구된 스위칭 포인트는 그 후 도표로 정의된다. 도 6으로부터 알 수 있는 바와 같이, 이러한 스위칭 포인트는 좌로 이동하며, 더 높은 듀티 사이클을 나타낸다 - 물리적으로, PMOS는 NMOS 및 PMOS가 둘 다 오프인 위상 중에 전류의 더 높은 손실을 보상하도록 더 길게 스위치 온 해야만 한다.
상술된 바와 같이, 인덕터 전류가 0에 도달하기 전에, NMOS 스위치가 턴 오프되도록, 의도적인 오프셋, Iped를 사용하면, PMOS가 턴 온되기 전에 인덕터 전류가 결코 0으로 감쇠하지 않는 CCM과 DCM 간의 경계에서 동작 지역이 야기된다. 이러한 지역의 경계는 커브들(1005, 1006)로 도시된다. 커브(1005)는 인덕터 전류가 Iped 임계값에 도달하는 경우를 나타내지만, 전파 지연들은 PMOS가 턴 온되는 대로 NMOS가 턴 오프됨을 의미한다. 커브(1006)는 NMOS가 실제로 턴 오프되는 경계를 나타내며, 기생 단향 스위치, 즉, NMOS의 바디 다이오드(301)를 통한 전도가 발생하지만, 인덕터 전류는 단지 PMOS가 턴 온될 때 0에 도달한다.
따라서, 이 동작 모드는 전형적인 CCM과 DCM 간의 전이 모드를 나타낸다. 따라서, 이 모드는 NMOS를 스위치 오프하는 단계가 PMOS를 스위치 온하는 동일한 프로세스의 파트로서 실행되지 않기에 "불연속 스위칭 모드"라고 할 수 있다. 전도 경로가 VIN으로부터 접지로 바로 되는 것을 방지하기 위해 PMOS가 턴 온하기 전에 NMOS가 항상 턴 오프되도록 (또는 NMOS가 턴 온하기 전에 PMOS가 턴 오프되도록) DC-DC 컨버터가 설계될 수 있음을 당업자는 물론 알 것이다. 그러나, 이러한 스태거 스위칭은 동일한 스위칭 프로세스의 파트로서 실행된다. 이 동작 모드에서, 기술되는 바와 같이, NMOS 스위치는 PMOS 턴 온에 대한 개별 프로세스의 파트로서 턴 오프된다.
CCM과 DCM 간의 연속 전이의 경우, 듀티 변조기(900)에 의해, 즉, 감지된 전류 신호 ISNS의 전압 루프 오류 신호 VERROR 및 램프 신호 파형과의 비교, 가능한 대로 램프 신호에 포함된 경사 보상과의 비교에 의해 PMOS 턴 온이 여전히 정의되는 것이 바람직하다. 그러나, 전압 파형으로부터 명백한 바와 같이, 인덕터 전류는 더 이상 NMOS 드레인-소스 전압으로부터 추정될 수 없다. 인덕터 전류는 이제 바디 다이오드를 통과하며, 전압은 접지 이하의 다이오드 전압 강하로 떨어진다.
정상 비격리 n-웰 CMOS 프로세스에서, 도 3에 도시된 다이오드(301)의 양극은 모든 장치들이 제조되는 기판이다. 따라서, 기판의 단지 이 파트만을 격리할 수 없다. 예를 들어, 다이오드 전류를 감지하기 위해 양극과 접지 간에 직렬 저항기를 배치할 수 없다. 따라서, 다이오드(301)를 통과하는 어떠한 전류도 검출될 수 없다. NMOS 하에서 p 실리콘의 접합부-격리 포켓을 생성하기 위한 여분의 프로세스 단계들, 또는 실리콘-온-인슐레이터 기술을 가진 격리된 프로세스는, 다이오드의 양극과 접지 간에 감지 저항기를 허용하고, 아마 총 전류를 감지하기 위해 NMOS 소스에 연결된다. 그러나, 상술된 바와 같이, 직렬 저항은 바람직하지 않은 저항 전력 손실들을 야기한다.
NMOS 자체를 감시해서 전류를 감지하기 보다는, 개별 직렬 감지 저항기가 사용될 수 있다. LX에 부착되면, 이는 PMOS(10)가 온일 때 큰 공통-모드 신호로부터 복구되어야만 하는 차동적인 감지를 필요로 한다. 다시 말해서, 적절한 신호를 생성하는데 필요한 I.R 강하는 또한 컨버터 효율을 손상시킨다. 소스 단말과 직렬인 감지 저항기는 더 편리하지만, 드레인 다이오드로부터 전류의 적어도 일부를 모으는데 실패하며, 전류의 대부분은 소스에 측면으로라기 보다는 기판 및 가드 링으로 흐른다. 로우 사이드 스위치가 턴 오프한 후에 단향 전류 흐름을 허용하기 위해 컨버터가 로우 사이드 스위치와 병렬인 외부 다이오드를 포함했으면, 감지 저항기는 로우 사이드 스위치 및 외부 다이오드 둘 다에 공통인 경로에서 사용될 수 있지만, 상술된 바와 같이, 감지 저항기의 사용은 여전히 I.R 강하를 추가한다.
따라서, 도 5에 도시된 본 발명의 실시예는 인덕터의 전류 흐름을 검출하는데 있어서 비손실 방법을 사용하지만, NMOS가 오프일 때 전류 루프 제어를 허용해서, 전류 흐름이 직접 검출될 수는 없다. 도 5에 도시된 바와 같이, 전류 감지 증폭기는 NMOS(20)가 온일 때 NMOS(20)를 통과하는 전류 흐름을 나타내는 신호를 유도하기 위해 로우 사이드 전원 스위치(20)의 소스 드레인 전압을 감시한다. 도 5에 도시된 회로의 일 양상에서, NMOS를 통과하는 전류 흐름이 임계값 레벨 Iped에 도달하고, 출력 신호 ILIM_ZC가 참이 됨을 제로 크로스 검출 회로(850)가 검출할 때, 전류 감지 증폭기(800)가 (도시된 유도된 HOLD 신호에 의해) 유지 모드로 되어서, 유지 신호가 참이 될 때 우세한 ISNS 출력 전류가 ISNS 출력에서 유지된다. 다시 말해서, NMOS가 턴 오프되기 직전의 시간에, 인덕터 전류를 나타내는 전류 감지 신호의 값은 NMOS가 턴 오프된 후에 ISNS 신호로서 유지된다. 즉, 로우 사이드 스위치(20)가 턴 오프되기 직전에 인덕터 전류는 효율적으로 샘플링 및 저장된다.
참 인덕터 전류는, 그 후, 신호가 듀티 변조기(900)에서의 비교에 사용되기 전에, -(VOUT + Ф)/L의 경사로 유지된 ISNS 값에 컴포넌트를 추가함으로써 에뮬레이트된다. 실제로, 동일한 효과를 얻기 위해 이 경사를 램프 신호 경사에 추가하는 것이 더 편리해서, 일 실시예에서, 램프 생성기(500)는 추가 경사를 추가하기 위한 회로를 포함한다. 이 경사는 NMOS(20)가 오프일 때 인덕터 전류의 에뮬레이트된 변화를 나타내며, 인덕터 전류의 변화는 NMOS(20)의 기생 다이오드(301)를 통한 전도로 인한 것이다. 상술된 바와 같이, 이 램프 신호는 경사 보상 신호(자체가 ISNS 신호 또는 VERROR 신호에 인가될 수 있음)에 추가될 수 있지만, 대안으로, 램프는 ISNS 전류 신호에 인가되어 에뮬레이트된 전류 신호를 생성할 수 있다. 에뮬레이트된 램프는 대안으로 VERROR 신호에 인가될 수 있다. 인덕터 전류의 에뮬레이트된 변화는 NMOS가 오프일 때 인덕터 전류의 변화를 나타내는 조합된 효과를 야기하도록 각종 상이한 신호들에 인가되는 2 이상의 램프 신호들에 의해 에뮬레이트될 수 있다.
도 5에 도시된 실시예는 로우 사이드 스위치, 즉, NMOS(20)가 턴 오프되었지만, 전류가 0에 도달하기 전에 턴 오프되도록 NMOS 스위치(20)가 설계되어 있다는 사실로 인해 여전히 전도일 수 있는 기간 중에 인덕터 전류의 변화를 에뮬레이트하기 위한 회로를 포함한다. 상술된 바와 같이, 인덕터 전류의 변화는 NMOS가 턴 오프되는 기간 중에 인덕터에 걸친 정확한 전압 강하를 고려해서 정확하게 에뮬레이트될 수 있지만, 인덕터 전류의 변화에 대한 합당한 근사치는 다수의 컨버터들에 충분하다. 인덕터 전류의 변화를 에뮬레이트함으로써, 정확하든지 또는 추정되든지 또는 근사화되든지 간에, 인덕터 전류의 예상 변화를 모방하는 또는 흉내내는 어떠한 수단으로든, 인덕터 전류의 변화의 표현 또는 응답을 어떠한 수단으로든 제공하는 것을 의미한다.
인덕터 전류의 변화를 에뮬레이트하기 위한 각종 솔루션들이 고안될 수 있으며, 다른 실시예들에서 응용될 수 있다. 예를 들어, NMOS(20)가 턴 오프되려고 함을 나타내는, 신호 ILIM_ZC가 참이 될 때의 다른 구성에서, Ibreak의 정보를 기초하여, 인덕터 전류의 변화 뿐만 아니라 인덕터 전류의 절대값을 에뮬레이트하는 상이한 전류 신호를 사용하도록 듀티 변조기(900)가 스위치할 수 있다. 그러나, 신호의 실제 값을 보존하기에 전류 감지 신호 ISNS의 값을 유지하는 것은 편리하며, NMOS(20)가 온인 기간, 즉, 전도 기간 중에 또한 NMOS(20)가 오프인 기간, 즉, 비전도 기간 중에, 듀티 변조기(900)에 의해 동일한 신호들이 사용됨을 의미한다. 또한, 후술되는 바와 같이, 다시 더 낮은 전류들에서, Ibreak의 값은 NMOS가 턴 온될 때 개시 전류에 좌우되어 변할 수 있다. 유사하게, 램프 신호를 경사 보상 신호에 간단히 추가해서, 이미 인가된 램프의 경사를 변경하는 것을 수반한다.
상술된 설명으로부터 명백한 바와 같이, NMOS가 오프이지만 NMOS 바디 다이오드가 전류를 통과중인 기간 중에 인덕터 전류의 변화는 -(VOUT + Ф)/L과 동일한 경사를 가진다. 그러나, 단순성을 위해, 인덕터 전류의 에뮬레이트된 변화는 루프 정확성 또는 다이내믹스를 크게 방해하지 않으면서 VOUT/L로 근사화될 수 있으며, 전압 피드백 루프에 의해 어떠한 오류도 정정된다. 또한, VOUT이 프로그래밍 되는 경우에, 예를 들어, 디지털 입력 신호 VSEL에 의해, 여분의 램프 레이트는 출력 전압을 직접 감시하기 보다는 VSEL 신호들에 의해 디지털 방식으로 프로그래밍될 수 있다. 이는 출력의 로딩을 방지해서, 컨버터가 더 효율적이게 되며, 전기적으로 또한 물리적으로 큰 온-칩 저항기에 대한 필요성을 제거한다.
인덕터 전류의 실제 변화에 근사하는 어떠한 경사도 램프에 사용될 수 있으나, 램프 경사가 더 정확할수록, 전체 성능이 더 양호해진다.
부하 전류 디맨드가 또한 감소하면, 결국, 실제 밸리 전류는 0에 도달한다. 즉, PMOS가 턴 온되기 전에 NMOS 바디 다이오드를 통과하는 전류는 0으로 감쇠하는 시간을 갖는다. 컨버터는 이제 풀 DCM 모드로 동작한다.
DCM 동작
풀 DCM에서의 동작이 도 7에 도시되어 있다. 파형(1009)은 NMOS가 포인트(1010)에서 턴 오프되고, PMOS가 포인트(1012)에서 턴 온하기 전에, 인덕터 전류가 포인트(1011)에서 제로에 도달하는 전류 레벨을 도시한다.
상술된 바와 같이, 노드 LX가 NMOS 또는 PMOS에 의해 더 이상 구동되지 않고, 다이오드 전도가 정지하면, 이 노드는 인덕터 L에 하이 임피던스를 제시한다. 이상적으로, 노드 LX는 VOUT과 동일한 전압으로 단지 증가된다. 실제로, 하이 임피던스 노드에서의 기생 인덕턴스 및 용량들의 영향으로, 둔화하는데 약간의 시간이 걸릴 수 있는 전압 발진들이 야기되지만, 이는 회로의 동작에는 영향을 주지 않는다.
인덕터 전류의 끝남은 도 5의 N다이오드 검출 블록(750)에 의해 검출된다. 이 회로는 LX 노드에서 보여지는 전압을 감시한다. 다이오드 전류가 끝날 때, LX 전압은 접지 이하의 다이오드 전압으로부터 상승하기 시작한다. 임계값, 예를 들어, 0에 도달할 때, 도 5의 NDIODE_OFF 신호가 참이 되어서, 경사 보상 신호에 여분의 경사가 더 이상 추가되지 않게 한다. 따라서, 당업자가 잘 아는 바와 같이, N다이오드 검출 회로(750)는 비교적 간단한 비교기 회로를 포함한다.
NDIODE_OFF 신호가 참이 되는 때에, 인덕터 전류는 0이고 인덕터 전류의 변화도 0이다. 따라서, 추가 램프 신호의 경사는 더 이상 인가되지 않는다. 도 5에 도시된 실시예에서, 따라서, 램프 생성기 경사는 오직 경사 보상 램프로 인한 경사로 다시 변한다. NMOS가 스위치 오프된 이래로 유지된 상수 값으로, 전류 감지 신호 ISNS는 여전히 유지된다. 인덕터 전류가 이제 0이더라도, 인덕터 전류의 변화는 ISNS 신호로부터의 기여를 효율적으로 널 아웃하기 위해 경사 보상 신호에 추가되어서, ISNS 신호가 유지되어야만 한다. 그러나, 다시 말해서, 인덕터 전류의 변화의 에뮬레이션이 달성될 수 있는 다수의 방법들이 있다. 추가 램프 신호가 별개로 인가되는 다른 구성들에서, 추가 램프 신호의 값은 NDIODE_OFF 신호가 참으로 될 때 유지된 ISNS의 값을 이상적으로 정확하게 보상해야만 한다. 따라서, 동시에 이러한 신호들을 둘 다 중단할 수 있으며, ISNS 신호에서 0의 값으로 간단히 강하할 수 있다. 그러나, 실제로, NDIODE_OFF 신호가 참으로 될 때에 추가 램프 신호의 값과 유지된 ISNS 신호의 값 간에 작은 오프셋이 있을 수 있다. 작은 오프셋은 전류 루프 제어에 크게 영향을 주지 않아서, 양 신호들의 값들은 0으로의 갑작스런 점프를 방지하도록 유지될 수 있다. 이는 이 루프 동작 포인트 주위에서 피드백 루프의 동작의 가능한 헌팅 또는 중단을 방지해서, 동작 체제들 간의 전이의 평활화를 돕는다.
NMOS 바디 다이오드가 전도중일 때, 인덕터 전류의 변화율이 에뮬레이트되고, NMOS 바디 다이오드가 전도를 멈출 때, 인덕터 전류가 0임을 나타내며, 인덕터 전류의 에뮬레이트된 변화가 또한 0으로 감소된다. 따라서, 본 발명의 본 실시예의 회로는 NMOS 스위치가 오프인 전체 기간 중에 인덕터 전류를 효율적으로 에뮬레이트하지만, 상기 기간 중 일부 동안, 에뮬레이트된 전류는 대체로 여전히 0임을 알 것이다. 따라서, 0 전류 및 0이 아닌 전류는 둘 다 에뮬레이트될 수 있다. 상술된 바와 같이, 생성된 신호들의 부정확성으로 인해, 효율적으로 에뮬레이트된 전류는 정확하게 0은 아닐 수 있다. 0에 가까운 효율적으로 에뮬레이트된 전류는 전류 제어 루프가 정확하게 기능할 수 있도록 하는데는 충분하다. 일반적으로, 에뮬레이션 회로는, NMOS가 오프이고 전류가 바디 다이오드를 통해 흐르는 제1 기간에 변하는 인덕터 전류를 에뮬레이트하고, 인덕터 전류가 정지하고 PMOS가 턴 온하기 전인 제2 기간에 0이거나 또는 0에 가까운 실제로 정적인 인덕터 전류를 에뮬레이트한다.
그러나, 경사 보상을 포함하는 램프는 여전히 계속되고, 결국 요구된 시간에 듀티 변조기(900)가 PMOS(10)를 다시 스위치 온하도록 야기된다. 이 동작은 도 10a를 참조해서 더 상세히 후술된다.
또한, 전류 디맨드가 하강함에 따라, PMOS는 후에 또 후에 스위치 온 된다. (도 7에 도시된 바와 같이, 풀 DCM 모드에서, 전류 디맨드의 강하는 듀티 사이클의 감소를 야기하는 반면, 도 6에 도시된 바와 같이, DCM과 CCM 간의 전이 위상에서, 전류 디맨드의 강하는 실제로 듀티 사이클의 증가를 야기함을 주지하라). 따라서, DCM에서 동작할 때, 전류 디맨드의 강하는 더 짧은 듀티 사이클을 야기하며 더 짧은 기간 동안 PMOS 턴 온되게 야기할 수 있다.
그러나, PMOS 스위치의 제어에 대해 최소 실현 가능한 펄스 폭이 있으며, 따라서, PMOS 스위치가 동작될 수 있는 최소 기간이 있다. 이는, 각각의 사이클 마다 PMOS에 의해 통과될 수 있는 최소 전하가 있음을 의미한다. 전류 디맨드가 심지어 더 하강하면, 각각의 사이클 마다 PMOS에 의해 통과되는 최소 전하는 부하에 의해 요구된 것보다 더 많을 수 있어서, 출력 전압이 계속 증가할 수 있다.
펄스 스킵 모드
따라서, 본 발명의 일 실시예에서, 최소 전도 기간 τpmin은 턴 오프되어야만 하는 클록 에지에 도달하기 전에 턴 온하는 PMOS 시간을 제공하기 위해, PMOS에 대해 정의된다. PMOS 온타임이 최소 전도 기간보다 아래이도록 희망 듀티 사이클이 감소되면, 출력 전압 VOUT이 재충전을 요구할만큼 충분히 떨어질 때가지 PMOS의 턴 온이 방지된다.
따라서, 본 발명의 본 실시예에서, 오류 전압 임계값 또는 평균 전류가 아닌, 선정된 최소 전력 PMOS 스위치 전도 기간 한계 τpmin으로 펄스 스킵 모드가 인에이블된다.
따라서, 펄스 스킵 동작 모드는, 저 전류 디맨드들에서의 동작을 허용한다는 점에서 유익하다. 펄스 스킵 모드는, 또한, 전원 스위치들(10, 20)의 스위칭과 연관된 어느 한 스위칭 손실이 펄스들을 스킵하는 동안 방지된다는 점에서 유익하다. 이는 본 명세서에 기술된 컨버터의 동작과 연관된 중요한 손실들을 방지할 수 있어서, 저 전류 디맨드들에서 컨버터의 효율을 향상시킨다.
PMOS 전도 기간이 어느 한 특정 DCM 클록 사이클에서 τpmin보다 더 작으면, 전원 PMOS 스위치 전도 기간은 해당 특정 사이클에서 생략된다. PMOS 펄스들이 억제되는 동안, 출력 전압은 떨어져서, 결국 오류 전압, VERROR가 강제로 상승하게 한다. 최종 NMOS 전도 기간에 전류 센서 블록(800)에 의해 미리 샘플링된 전류는 여전히 유지되고, 경사 보상은 여전히 활성 상태이며, 루프는 결국 τpmin보다 더 큰 시간 동안 전원 PMOS 스위치(10)를 턴 온함으로써 정상적으로 복구된다. PMOS 스위치는 미리 샘플링된 전류, 전류 경사 보상 램프, 및 오류 전압 VERROR를 기초로 듀티 변조기에 의해 정상으로 정의된 시간에 턴 온된다. 이러한 동작 체제는 매우 전압-모드 제어하에 있지만, 이는 출력 전류 파형이 불연속적임이 보장되기에 중요하지 않아서, 전압 모드 CCM의 특징인 인덕터 및 콘덴서 필터로부터의 정상 쌍극 응답은 단극 응답으로 강하한다.
도 7은 펄스 스킵에 의해 억제되는 전류 파형(1020)을 도시한다.
본 발명의 본 실시예를 구현하기 위해, PMOS를 턴 온하기 전에, 또는 턴 온하지 않기 전에, PMOS가 온인 지속 기간을 결정할 필요가 있음이 명백하다.
VCM에서 이 지속 기간은, 전류 신호가 임계값 레벨에 도달할 때 및 PMOS를 턴 오프하는 다음 클록 에지, 즉, 다음 사이클의 시작 사이의 시간에 대응한다. 지속 기간은 최종 클록 에지, 즉, 현재 사이클의 시작 및 도달되는 임계값 간의 시간을 감시하고 사이클 주파수의 정보를 기초로 나머지 사이클 시간을 결정함으로써 결정될 수 있다.
그러나, 양호한 실시예에서, 시스템 클록은 정확한 지연만큼 지연된다. 따라서, 외부 클록 신호(212)는, PMOS 및 NMOS의 스위칭을 제어하는데 사용되기 전에, 최소 PMOS 전도 기간보다 크거나 같은 고정된 지연만큼 지연된다. 지연되지 않은 클록 신호로부터 유도된 신호는 그 후 타이밍을 제어하는데 사용될 수 있다. 예를 들어, 시스템 클록이 기간 P 만큼 지연되고, 최소 PMOS 전도 기간이 τpmin이면, 스위치 제어 신호가 시간 T1 전에 생성되는 경우, (여기서 T1 = P - τpmin) 지연되지 않은 클록 후에, PMOS는 스위치 온 되는 반면, T1 후에 스위치 제어 신호가 생성됨에 따라, 펄스는 스킵된다.
따라서, 장치는 스위칭 하는데 사용되는 클록 에지를 공지된 지연만큼 지연하기 위한 지연 수단 및 지연되지 않은 (또는 덜 지연된) 클록 에지를 기초로 동작하는 타이머 회로를 포함할 수 있다. 타이머 회로는 지연된 클록 에지에 의해 재설정될 때까지 지연되지 않은 클록 에지 후에 특정 시간에 no_switch 신호를 주장할 수 있다. 이러한 방법으로, no_switch 신호는 지연된 클록 에지 전에 τpmin 기간 동안 주장된다. no_switch 신호가 주장될 때 PMOS의 턴 온은 금지된다.
도 16은 펄스 스킵 동작 모드를 구현하는데 사용될 수 있는 회로 구성의 일 실시예를 도시한다. 이 회로는 도 5에 도시된 듀티 변조기(900)의 파트를 형성할 수 있으며, 또는 듀티 변조기에 신호들을 공급하는 개별 회로일 수 있다. 마스터 클록 신호 CLK는 입력(1601)에서 수신된다. 이 신호는 클록 신호의 지연된 버전을 생성하기 위해 지연 소자(1602)에 입력된다. 하나의 지연 소자(1602)가 도 16에 도시되어 있지만, 하나보다 더 많은 지연 소자가 사용될 수 있다. 지연 소자(1602)는 기간 td 만큼 마스터 클록 신호를 지연한다. 지연된 신호 CLK_SW는 듀티 변조기의 상태 기계의 마스터 스위칭 클록으로서 사용된다. 지연된 클록 신호가 희망 펄스 폭, 예를 들어, 20 ns 등을 가진 클록 펄스를 가짐을 보장하기 위해 지연 소자(1602) 전 후에 펄스 생성기(도시되지 않음)가 위치할 수 있다. 마스터 CLK 신호는 또한 펄스 스킵 신호 CLK_PS를 생성하는 펄스 생성기(1603)에 의해 수신된다. 펄스 스킵 신호 CLK_PS는 마스터 클록 펄스의 상승 에지에 응답해서 하이로 되고, td와 적어도 동일한 기간 동안 하이로 유지된다. 양호하게, 펄스 스킵 신호 CLK_PS는 td보다 더 큰 펄스 폭을 가져서, 글리치를 방지하기 위해 CLK_SW와 오버랩한다. 예를 들어, CLK_PS 신호는 td + 지연된 클록 신호의 펄스의 지속 기간과 동일한 기간 동안 하이로 유지될 수 있다.
CLK_PS 신호가 하이인 동안 PMOS 스위치가 턴 온될 수 없도록 구성된 듀티 변조기 회로의 다른 파트에 의해 CLK_PS 신호가 수신된다. 따라서, (CLK_SW에 의해 정의된) 다음 사이클의 시작 전의 시간 기간 동안, PMOS 스위치는 턴 온이 금지된다. 이 기간의 지속 기간, τpmin은 td 및 로직에 고유한 임의의 전파 지연들에 의해 효율적으로 설정된다. 전파 지연들을 무시하면, 기간 τpmin은 지연 지속 기간 td와 동일하다. 지연 지속 기간은 컨버터의 동작의 주파수에 따라 설정될 수 있다.
다른 클록 신호들이 마스터 클록, 예를 들어, 각종 로직 블록들을 재설정하기 위한 재설정 클록 신호 및/또는 각종 로직 블록, 플립플롭들 등을 클로킹하는데 사용되는 하나 이상의 클록 신호들로부터 유도될 수 있음을 알 것이다. 그러나, 펄스 스킵에 직접 관련된 신호들만이 명료성을 위해 도시된다.
전류 디맨드가 심지어 더 하강함에 따라, NMOS를 통과하는 전류는 점점 더 일찍 임계값 Iped 아래로 감쇠한다. 도 8은 더 낮은 전류 레벨들에 대한 파형들을 도시하는데, 해당 영역에 집중하기 위해 기간의 절반이 시프트된 시간 축을 가진다. 또한, 인덕터의 충전 및 방전의 상대적 경사들은, 동작의 문제점을 설명하기 위해, 더 느린 PMOS 경사로, 변경되어서, VOUT과 관련해서 VIN - VOUT을 나타낸다.
상술된 바와 같이, 감지된 전류가 Iped 임계값을 통과할 때와 NMOS가 실제로 턴 오프할 때 사이에 전파 지연 τnp 가 있다. 따라서, PMOS가 턴 오프하고 NMOS가 턴 온할 때 정확하게 Iped인 전류의 경우에, 파형(1013)에 의해 도시된 바와 같이, NMOS는 Ibreak에서 턴 오프하는 시간 τnp 동안 온으로 유지된다. 또한, PMOS/NMOS 전이 및 제로 크로싱 검출 회로의 비교기가 리셋되기 전에 감지된 전류는 하이로 미리 설정되어서, 파형(1014)에 의해 도시된 바와 같이, PMOS/NMOS 전이에서의 전류가 Iped보다 더 작더라도, NMOS는 시간 τnp 동안 여전히 온으로 유지된다. 따라서, NMOS가 턴 오프될 때의 감지된 전류는 일정하게 유지되기 보다는 Ibreak의 이전 값 아래로 감소한다. 따라서, 시간 τnp 때까지 전류는 처음에 경사 VOUT/L에서 감쇠하고, 그 후, 출력 노드가 접지 이하의 다이오드 전압 강하로 됨에 따라, 0으로 감쇠할 때까지 (VOUT + Ф)/L에서 감쇠한다.
그 후, PMOS는 안정적인 상태의 피크 전류 및 요구된 평균 출력 전류를 부하에 제공하기 위해 다음 사이클이 시작하기 전의 적합한 시간에 턴 온한다. 상술된 바와 같이, 턴 온은 여전히 듀티 변조기(900)의 제어 하에 있으며, 제2 전류는 Ibreak(Ibreak는 이제 감소중임)에 대응해서 샘플링 및 유지되고, 다이오드 전도 기간 중에 에뮬레이트된 경사가 추가된다. 전류 디맨드가 더 감소했으면, PMOS는 후에 턴 온되어서, 결국 상술된 바와 같이 펄스 스킵 모드로 된다.
그러나, 도 8의 실선 커브(1016)로 도시된 바와 같이, 매우 낮은 평균 출력 전류들에서, 전원 NMOS 스위치(20)가 최소 τnp 동안 강제로 온일 때, NMOS 전도 기간의 끝에, 즉, NMOS가 부하로부터 전류를 싱크하기 시작할 때, 인덕터 전류가 0 또는 네가티브일 때 결국 조건에 도달한다. NMOS가 결국 턴 오프될 때, 인덕터는 이 방향으로 여전히 전류를 요구해서, 노드 LX는 PMOS 바디 다이오드(302)에 의해 잡힐 때까지 하이로 되며, 그 후 이 전류를 통과한다. 전류는 레이트 (VIN + Ф - VOUT)/L에서, 0으로 감쇠하여서, 아마 실제 회로에서 일부 전압 발진이 있더라도, 드라이버 출력은 하이 임피던스가 되고, 출력은 VOUT 으로 하강한다. 이 전압 스파이크는 그 자체로는 바람직하지 않지만, 더욱 중요하게, 이 활동은 전력을 낭비한다. 첫째는 NMOS의 불필요한 소실이고 NMOS는 부하로부터 멀리 전력을 취하여서, PMOS 바디 다이오드의 전력이 손실된다. 상세하게, n-웰 CMOS 프로세스에서, PMOS "다이오드"는 실제로 수직 pnp 트랜지스터로서 동작하고, 드레인은 에미터로서 VIN은 베이스로서 동작하며, 기판은 컬렉터로서 동작하여서, 다이오드 전류의 대부분이 다이오드 강하 Ф보다 훨씬 더 큰, VIN + Ф의 전압 강하를 통해 기판으로 흐른다. 또한, NMOS 채널 전류는 사이클에서 초기에 부하에 제공된 전하보다 실제로 더 크거나 동일하도록, 즉, 부하를 충전하는데 실제로 실패하도록, 부하로부터의 전하의 차후 흐름에 대해 초기에 충분한 제로 크로싱을 할 수 있다는 가능성이 있다.
외부 루프는 결국 이러한 효과들을 보상하지만, NMOS를 통한 역류는 불리하게 여분의 전력 손실들을 야기한다.
또한, 루프는 이러한 상태들에서 펄스 스킵 모드로 동작하지 않을 수 있어서, 펄스 스킵에 의한 가능한 전력 절약은 실현되지 않는다.
VIN 및 VOUT의 일부 상태들 하에서, 전류 디맨드가 하강함에 따라, 최소 NMOS 전도 시간이 인덕터에서의 네가티브 전류 흐름을 야기하는 상술된 상태는, 듀티 사이클이 정의된 최소 PMOS 전도 시간 τpmin보다 더 작게 감소되기 전에, 즉, 펄스 스킵 모드로 들어가기 전에, 발생할 수 있다. 이 전력 낭비는 듀티 사이클이 항상 PMOS 최소 전도 시간보다 위인 충분히 하이일 필요가 있게 전류 디맨드를 유지할 수 있다. 따라서, 펄스 스킵 모드로 되지 않는다.
다이오드 모드
이러한 문제점을 방지하기 위해, 본 발명의 일 실시예에서, DC-DC 컨버터는 "다이오드 모드"라고 할 수 있는 모드로 동작한다. 이 때에, PMOS가 스위치 오프한 후에, 전류는 NMOS 채널(양 방향들로 전도할 수 있음)에 의해서라기 보다는 NMOS 바디 다이오드(역방향 바이어스가될 때 자동으로 멈춤)에 의해 캐리된다. 다시 말해서, PMOS가 턴 온된 후에 NMOS가 항상 턴 온되도록 동작한다기 보다는, 어떠한 전류도 바디 다이오드만을 통해 전도되도록, 다이오드 모드에서, PMOS는 턴 오프되고, NMOS는 오프 상태로 유지될 수 있다. 상술된 바와 같이, NMOS는 고유한 바디 다이오드를 가지지만, 개별 외부 다이오드, 또는 다른 단향 스위치 소자가 로우 사이드 스위치 대신 병렬로 제공될 수 있다. 이러한 다이오드 모드에서, 제1 사이클에서 그 후, 다시 차후 사이클에서 (에뮬레이트된) 전류 신호가 (경사 보상 램프로 변경된) VERROR 임계값을 크로싱할 때 PMOS는 턴 온될 수 있으며, NMOS는 중간에 턴 온되지 않는다. 이 다이오드 동작 모드는 수개의 연속 사이클들 동안 발생할 수 있다.
원칙적으로, 전류가 제로를 크로싱하자 마자 NMOS는 턴 오프될 수 있다. 그러나, 상술된 동일한 전파 지연 및 오프셋 문제들로 인해, τnp와 유사한 지연 후에만 NMOS는 실제로 턴 오프된다 - 이는 너무 늦다.
따라서, 본 발명의 일 실시예는, 한 사이클 중에, 전류가 반전되었는지, 즉, 제로를 크로싱했는지를 검출하고, 만약 그렇다면, 다음 사이클에서 NMOS를 강제로 오프한다. 다시 말해서, 한 사이클에서 네가티브 전류가 검출되고, 이러한 검출은 다음 사이클에서 네가티브 전류 상황이 다시 발생하는 것을 방지한다. 이러한 검출에 이어, NMOS는 다음 클록 에지에서 턴 온이 금지될 수 있다. 그러나, 그때까지는, 바람직하지 않은 동작을 가진 한 사이클이 이미 있다. 또한, 이러한 구성은 NMOS에서의 전류 흐름의 방향을 요구한다. 따라서, 다이오드 모드가 차후 사이클 동안 실시될 수 있도록 NMOS는 한 사이클에서 온이어야만 한다. 극단적인 경우에, 이는 매 다른 사이클 마다 바람직하지 않은 동작을 야기할 수 있다.
양호한 실시예에서, τnp보다 다소 더 긴 최소 NMOS 전도 시간 임계값, τnmin이 정의된다. 이 연장된 시간 전에 전류가 0에 도달하면, 제어 회로는 다음 사이클에서 NMOS가 강제로 턴 온되지 않게 한다. 이는 도 9에 도시되어 있다. 실선 커브(1015)는 낮은 전류 디맨드에서의 파형을 도시한다. 커브의 처음 파트는 인덕터 전류가 증가하는 위상에서의 PMOS를 도시한다. 다음 클록 에지에서, PMOS는 턴 오프하고 NMOS는 턴 온한다. NMOS의 전류는 이미 Iped보다 더 작지만, 전파 지연들은, NMOS가 기간 τnp의 끝까지 턴 오프되지 않음을 의미한다. 이 때에, 인덕터 전류는 여전히 포지티브이어서, 인덕터 전류가 포인트(1018)에서 0에 도달할 때까지 다이오드 전도가 발생한다. 다이오드 전류가 0에 도달하는 포인트는 정의된 최소 전도 기간보다 더 작으며, 전류 디맨드가 최소 NMOS 온타임, τnp이 네가티브 전류를 야기할 수 있는 한계에 가까움을 나타낸다. 따라서, 컨버터는 다이오드 모드로 들어가고, 차후 사이클에서 NMOS의 턴 온을 금지한다. 차후 사이클에서, PMOS는 동시에 여전히 턴 온할 수 있어서, 커브(1015)의 제1 파트는 반복된다. 그러나, NMOS는 다음 클록 에지에서의 턴 온이 방지된다. 따라서, 이 사이클에서, 전원 NMOS 스위치의 드레인-벌크 다이오드가 PMOS에 의해 인덕터에서 셋업된 전류의 출처가 된다. 상술된 바와 같이, 다이오드 모드에서의 전류 및 전압 파형들을 나타내는 커브(1017)에 의해 도시된 바와 같이, 이 슬루 레이트는 VOUT/L 이라기보다는 더 높은 (VOUT + Ф)/L 이어서, 전류는 심지어 더 일찍 감쇠한다.
전류 디맨드가 증가하거나 또는 PMOS 전류가 (점선 커브(1019)에 의해 도시된) 지난 제로-크로스 포인트 τnmin를 구동할만큼 충분히 복구될 때까지 시스템은 이 모드에 머문다. 그 후, 이전 동작 모드가 재개된다. 상술된 바와 같이, 다이오드 모드에서 동작할 때, 전류 감소 경사는 다이오드가 아닌 모드보다 더 크다. 따라서, 다이오드 모드로 들어가는데 필요한 피크 인덕터 전류가 다이오드 모드로부터 나오기 위한 피크 인덕터 전류보다 더 낮다는 점에서 다이오드 모드로 들어가고 나갈 때 이력 현상의 고유한 정도가 있음을 알 수 있다. 물론, 일단 다이오드 모드에서 동작하면, 전류가 다이오드가 아닌 모드보다 더 빨리 감쇠하기에, 컨버터는 보상을 위해 PMOS 전도 시간 중에 제공되는 전하를 약간 증가시킬 필요가 있을 수도 있음을 알 것이다.
최소 전파 지연 τnp보다 더 긴 전도 시간 임계값을 설정함으로써, 본 발명의 본 실시예는 바람직하지 않은 동작을 미연에 방지한다. 시간 임계값(즉, 정의된 지속 기간 τnmin)보다 더 작은 - 그러나, 최소 전파 시간 τnp보다는 더 큰 - 한 사이클의 지속 기간 동안 NMOS가 온이면, 역류가 없지만, 다음 사이클에서 NMOS는 턴 온되지 않는다. 다이오드 모드의 사용으로, 적합할 때 펄스 스킵 모드로 들어갈 수 있음이 보장된다.
다이오드 모드에서, NMOS의 턴 온은 다음 사이클에서 금지됨을 주지해야만 한다. 금지는 바로 다음 사이클에서 적용될 수 있다. 그러나, 다음 사이클에서 컨버터가 펄스 스킵 모드로 들어가면, 다음 사이클에서는 인덕터에서 전류 흐름이 전혀 없다. 이러한 경우에, 다이오드 모드는 PMOS가 온이 된 다음 시간 후에 NMOS가 턴 온되는 것을 양호하게 금지한다. 다시 말해서, 인덕터 전류가 시간 기간의 τnmin보다 더 짧은 시간 기간에 0에 도달하면, PMOS가 스위치 온된 다음 시간에 이은 클록 에지에서 NMOS의 턴 온이 금지된다. 다이오드 모드가 놓쳐지는 것을 방지하기 위해 PMOS가 온될 때까지 다이오드 모드를 유지하는 것이 양호하다. 대안으로, 다이오드 모드는 바로 다음 사이클에만 적용될 수 있지만, 컨버터가 펄스 스킵 모드에서 동작하면, (스킵된 펄스에 이어) 펄스가 스킵되지 않는 제1 사이클이 자동으로 다이오드 모드에서 동작되도록 구성될 수 있다. 다시 말해서, 펄스 스킵 모드를 빠져 나온 컨버터는 다이오드 모드에서 동작될 필요가 있다고 추정될 수 있다.
도 15는 다이오드 모드를 구현하기 위한, 예를 들어, 듀티 변조기(900) 내에서 구현될 수 있는, 회로 구성의 일 실시예를 도시한다. 회로 구성은 인덕터 전류가 0에 도달했는지의 여부를 결정하기 위해 τnmin 에 효율적으로 동일한 기간에 사이클마다 NDIODE_OFF 신호를 샘플링한다. NDIODE_OFF 신호가 참이 될 때, 즉, 비교기로부터의 출력이 노드 LX에서의 전압이 0에 도달한다고 나타낼 때 래치하는 래치(1501)에 NDIODE_OFF 신호는 입력된다. 래치(1501)는 NMOS 바디 다이오드의 전도가 종료한 후에 노드 LX에서의 발진들을 거절한다. 다이오드 모드 회로의 파트로서 도시되더라도, 래치(1501)는 N다이오드 검출 회로 내에서 구현될 수 있다. 래치(1501)는 N다이오드 검출 비교기에 송신된 재설정 신호에 의해 재설정된다. 래치(1501)의 출력은 D형 플립플롭(1502)에 제공되어 적합한 클록 에지에서 샘플링된다. 클록 에지는 지연들(1503, 1504)를 통해 전달된, 스위치 드라이버로부터의 피드백으로부터 유도된, NMOS ON 신호로부터 유도된다. 2개의 지연들은 설명을 위해 도 15에 도시된 것으로, 단일 지연 또는 2보다 많은 지연들이 정확한 지연을 제공하기 위해 사용될 수 있다. 지연(1503)은 제로 크로스 비교기에 일치되는 지연 및 NMOS 스위치 오프 시간, 즉, NMOS의 최소 전도 시간을 효율적으로 제공하는 지연을 제공한다. 지연(1504)은 NDIODE_OFF 신호를 생성할 때 N다이오드 검출 비교기 및 로직에서 지연들을 허용하기 위해 지연을 제공한다.
지연된 클록 에지가 D형 플립플롭(1502)에 의해 수신될 때, 래치된 NDIODE_OFF 신호의 상태가 샘플링된다. 출력이 거짓이면, 이는, 인덕터 전류가 아직 0에 도달하지 않았음을 의미하고, 다이오드 모드가 개시되지 않는다. 출력이 참이면, τnmin보다 더 작은 시간에 인덕터 전류가 0에 도달했음을 의미하고, 다이오드 모드가 인에이블된다. 따라서, 플립플롭(1502)의 출력은 다음 사이클의 시작에서 NMOS의 턴 온 오프를 금지할 지의 여부를 결정하기 위해 듀티 변조기에 의해 사용되는 다이오드 모드 신호를 포함한다.
다이오드 모드에서 NMOS는 턴 온되지 않아서, NMOS 스위치 드라이버로부터의 피드백이 사용될 수 없음을 알 것이다. 본 실례에서, 적합한 신호가 생성된다. PMOS ON 신호는 인버터(1506)에 의해 인버트되어 PMOS 스위칭 오프와 NMOS 스위칭 온 간의 지연에 대응하는 지연에 의해 지연(1507)만큼 지연된다. 결과는 다이오드 모드에 회로가 없다면 NMOS가 턴 온되는 시간에 하이로 되는 신호이다. 이 신호는 다이오드 모드 신호 출력에 대응하는 멀티플렉서(1505)에 의해 선택된다.
다이오드 모드가 DC-DC 컨버터의 밸리 전류 모드 제어와 관련해서 기술되었음을 주지해야만 한다. 그러나, 다이오드 모드의 원칙은 피크 전류 모드 제어기에도 동일하게 적용된다. 피크 모드 제어에서, PMOS는 클록 에지에서 턴 온되고, 전류가 임계값에 도달할 때 턴 오프된다. 이 때에, PMOS는 턴 오프되고 NMOS는 턴 온된다. 전력 낭비를 방지하기 위해, 상술된 바와 같이, 전류가 네가티브로 되기 전에 NMOS 스위치를 스위치 오프하는 것이 양호할 수 있다. 그러나, 상술된 바와 같이, 어느 한 비교 회로와 연관된 전파 지연들 및 오프셋들이 다시 있어서, 최소 효과적인 NMOS 온타임이 있다. 따라서, 최소 기간 τnmin은 상술된 바와 같이 정으될 수 있으며, 어느 한 사이클에서, NMOS 전류가 τnmin보다 더 작은 지속 기간에 0에 도달하면, NMOS는 차후 기간에 턴 온이 금지될 수 있다.
본 발명의 실시예들의 동작은 출력 파형들에 집중하기 보다는 전류 루프 블록 및 파형들의 더 많은 세부 사항을 포함해서 이제 기술된다.
도 10a는, 도 7과 관련해서 상술된 바와 같이, 풀 DCM 모드에서 DC-DC 컨버터가 동작할 때 제어 신호들을 상세히 도시한다.
제1 선은 NMOS가 온일 때 VOUT/L의 경사로 감쇠하는, 시간 t1 때까지, 제1 위상, t2에서 전류가 0으로 감쇠할 때까지 NMOS 바디 다이오드를 통과하기에 (VOUT + Ф)/L의 더 가파른 경사, PMOS가 턴 온될 때, t3 때까지, 제로 전류의 제3 위상을 가진, 도 7에 도시된 전류 커브와 유사한, 인덕터 전류를 도시한다.
제2 선은 블록(800)에 의해 처리되는, 감지된 전류를 도시한다. 초기에, 이는, Ibreak로 강하할 때까지 인덕터 전류의 하강에 이어진다. 여기서, Ibreak는 일정하게 유지된다. PMOS가 일단 턴 온되면, 감지된 전류 출력은 더 높은 값으로 설정되어, PMOS가 턴 오프되고 NMOS가 턴 온됨에 따라 인에이블되는 어느 한 순간 중에 Iped 임계값보다 큼을 보장한다.
제3 선은 경사 보상 플러스 추가 램프로 인한 전류를 도시한다. 이는 (VIN - VOUT)/L에 동등한 경사로 시작하지만, 실제 인덕터 전류의 경사의 증가를 에뮬레이트하기 위해 명목상 t1과 t2 간의 (VOUT + Ф)/L에 의한 경사의 증가한다. 이 여분의 경사는 전류가 t2에서 0으로 된 후에 제거된다.
제4 선은 내부 합산 노드에서의 전압을 도시하며, 여기서, ISNS 및 경사 보상 전류가 합산된다. VERROR를 크로스할 때 PMOS는 턴 온된다. 전압 루프가 부하 전류 디맨드의 임의의 변화 후에 정확한 전압을 생성하기 위해 적합한 VERROR 값으로 느리게 정착됨을 주지하라.
나머지 선들은 제어 신호들이다. PWM은 합산 노드 전압이 VERROR 를 크로스한 후에 하이로 펄스된 내부 노드이며, 외부 클록 CLK의 에지에 의해 재설정된다. 제로 크로스 검출 회로(850)에 의해 결정된 바와 같이, NMOS 전류가 페디스털 임계값 Iped를 크로스할 때, ILIM_ZC는 트리거링 펄스를 제공한다. 이는 인덕터 전류의 변화를 에뮬레이트하기 위해 생성된 경사 보상에 추가 램프를 추가하는 신호인 EMULATE 신호를 설정한다. EMULATE는, 바디 다이오드가 전도를 정지할 때 네가티브로부터 포지티브로 나아가는 출력 전압을 감지하는 N다이오드 검출 블록(750)에 의해 생성된 NDIODE_OFF 신호에 의해 재설정된다. PMOS가 턴 온될 때, NDIODE_OFF 신호는 자체 재설정된다. HOLD는 EMULATE 및 NDIODE_OFF의 조합이고, 전류 감지 블록(800)이 감지된 전류 값을 유지하게 야기하는데 사용된다. NGATE 및 PGATE는 NMOS 및 PMOS 게이트들에 대한 드라이브 신호들이다.
도 10b는 도 6의 점선 커브의 상태들과 유사한 상태들에서, CCM과 DCM 동작 간의 전이 위상의 동작을 도시한다. 여기서, 실제 밸리 전류는 0보다 크지만 Iped 및 Ibreak보다 아래이다. 도 10a와 동일한 신호 선들이 도시된다.
인덕터 전류가 0으로 감쇠하지 않았기에, 제어 방식은 이 영역에 전류 제어 루프를 내장해야만 하며, 전체 루프는 보상을 위해 일부 전류 정보 없이 사실상 본질적으로 제2 순서이다.
불행히도, 전원 NMOS 스위치(20)가 오프이면, 전류 센서(800)는 어떠한 전류 정보도 제공할 수 없다. 대신, 전류 정보는 스위치가 턴 오프된 시간 중에 센서에서 우세한 전류를 샘플링함으로써 에뮬레이트되고, 드레인-벌크 다이오드(301)가 전도중인 동안 추가 에뮬레이트 전류 램프에 의해 보충된다.
동작은, 실제 인덕터 전류가 결코 0으로 감쇠하지 않아서, NDIODE_OFF는 결코 트리거되지 않으며, 합산 노드 전압이 VERROR 를 지나칠 때 여분의 경사 보상 램프가 여전히 적용된다는 점을 제외하고 상술된 참 DCM과 유사하다. 또한, 이 에뮬레이션의 순 영향은, 총 인덕터 전류 램프 플러스 경사 보상 램프 - 제1 순서 - 는 제로 크로스 검출 회로가 결코 이동하지 않도록 평균 인덕터 전류가 충분히 하이인 CCM에서 우세한 것과 동일하다. 풀 CCM, NMOS 다이오드 전도 하의 CCM, 및 DCM 간의 전이들은 따라서 평활하다.
따라서, 본 발명의 실시예들은 밸리 전류 모드에서 동작하고 다수의 상이한 모드들에서 동작하는 DC-DC 컨버터를 제공한다. 상이한 모드들의 사용으로, DC-DC 컨버터가 CCM에서, 또한 전이 위상을 통해 풀 DCM으로 정확한 전류 모드 제어를 유지할 수 있도록 한다. 전이 위상에서, NMOS가 턴 오프되더라도, 전류 루프는 여전히 활성 상태이고 인덕터 전류의 변화를 에뮬레이트함으로써 전류 루프 제어가 제공된다. 따라서, 본 발명의 본 실시예는 CCM과 DCM 간에 또 그 반대 방향으로 완벽한 전송을 제공한다. 제어 메카니즘은 비손실 전류 감지 방식을 사용해서, 직렬 감지 저항기와 연관된 손실들이 방지된다. 희망하는 경우 가변 주파수 동작이 구현될 수 있더라도 - DC-DC 컨버터는 CCM, 전이 위상 및 DCM에서 고정된 주파수로 동작할 수 있다. 불필요할 때 스위칭을 방지해서 비교적 스위칭 손실들을 감소시킴으로써 낮은 전류 디맨드들에서의 중요한 효율 이득들을 허용하는 펄스 스킵 모드가 또한 유효하다. 다이오드 동작 모드는 낮은 전류 디맨드들에서 펄스 스킵 모드로 들어감을 보장하는데 사용될 수 있다. 이 동작 모드들은 (인에이블되면) 동작이 자동이다. 전이 위상의 시작은 Iped의 값에 의해 설정되고, 컨버터는 부하 전류에 따라 CCM, 전이 위상 또는 DCM에서 자동으로 동작한다. 최소 전도 시간 기간들이 인에이블되면, 컨버터는 또한 적합하게 자동으로 펄스 스킵 및/또는 다이오드 모드로 들어가고, 모드들 간의 전이는 자동이며 연속적이다. 즉, 제어 방법은 모든 모드들 간에 동일하고 제어 신호들의 한 집합으로부터 다른 집합으로 변화가 없다. 전류 정보가 유효하지 않을 수 있더라도, 제어 루프는 CCM, 전이 위상, DCM 및 펄스 스킵 각각에서 유지된다.
CCM 모드 제어는 가장 안정적인 제어 방법을 제공하지만, 다른 동작 모드들은 효율 절약을 제공함을 당업자는 알 것이다. 도 11은 CCM, 강제 CCM 모드(FCCM)에서 순전히 동작하는 DC-DC 컨버터의 상대적 효율을 도시한다. 여기서, 자동으로 동작하는 컨버터는, 전이 위상을 통해, DCM으로 스위치한 후, 점점 증가하는 낮은 전류 디맨드들에서 펄스 스킵 모드로 스위치한다. 커브들은 대수 스케일로 전류에 대한 효율을 도시한다. 도 11에 도시된 커브들은 동작 모드만이 변하고 동작 범위에 걸쳐 일정한 VIN 및 일정한 VOUT 을 가정하는 동일한 컨버터들에 적용된다.
하부 커브(1101)는 FCCM에서 동작하는 컨버터의 동작을 도시한다. 대략 200-300 mA의, 비교적 높은 전류 부하들에서, 컨버터는 매우 효율적이다. 그러나, 부하 전류가 하강함에 따라, 부분적으로 NMOS가 각각의 사이클의 일부 동안 네가티브 전류를 통과시킨다는 사실로 인해, 효율이 현저하게 떨어진다.
상부 커브(1102)는 자동 모드 스위칭이 인에이블되는 컨버터의 동작을 도시한다. 200 mA 이상의 전류들에서, 컨버터는 CCM 모드에서 동작중이며, 따라서, 효율은 FCCM에서 동작하는 컨버터와 효율적으로 동일하다. 200 mA 이하에서, 적합한 DCM을 통한 전이 위상이 시작되고, 커브들은 벗어나기 시작해서, 컨버터는 더 효율적인 DCM에서 동작한다. 본 일례에서, 대략 200 mA 이하에서, 펄스 스킵이 시작되고, 스위칭 손실들이 방지됨에 따라 효율이 증가한다. 여전히, 더 낮은 전류들에서, 펄스 스킵 모드에서 동작하는 컨버터는 FCCM에서 동작하는 대응 컨버터보다 상당히 더 효율적임을 알 수 있다.
이러한 상당한 효율 절약은 휴대용 전자 장치 애플리케이션들에서 배터리 수명에 큰 영향을 줄 수 있다. 그러나, 일부 애플리케이션들에서, 효율 이득들은 관심사 만큼 많지 않을 수 있으며, 전압 리플 등에 대한 최상의 제어를 제공하기 위해 FCCM에서 동작하는 것이 양호할 수 있다. 따라서, 편리하게, 듀티 제어기에 입력된 모드 제어 신호, 예를 들어, 도 1에 도시된 모드 제어 신호(106)는 컨버터가 FCCM에서 동작하는 지의 여부 또는 DCM 및 펄스 스킵 동작 모드들이 인에이블되었는 지의 여부를 결정할 수 있다.
상술된 모드들을 구현하기 위한 회로의 각종 양상들 및 실시예들은 이제부터 기술될 것이다.
도 12는 HOLD 기능을 가진 본 발명의 본 양상에 따른 전류 센서의 일 실시예를 도시한다.
전원 스위치(20)에 대한 N-채널 전류 센서(800) 인터페이스가 도시된다.
기준 전압 VA는 증폭기(805)의 비인버팅(non-inverting) 입력 노드에서 생성된다. VA는 전류(801) 및 NMOS 장치들(803, 804)의 저항들의 직렬 결합에 비례한다. 바이어스 전압 VA는 피드백 동작에 의해 증폭기(805)의 인버팅 입력 노드에서 복제되며, 노드 B에서, 장치(810)의 드레인이 VA에서 유지됨을 보장한다.
정상 동작에서, 스위치(809)는 폐쇄되고, 스위치들(807, 808)은 개방되어서, 장치들(20, 809, 811, 810, 812, 813)을 통한 전류 경로가 허용된다. 노드 B가 일정한 전압에서 유지되기에, 장치들(809, 811, 810)을 통한 전류는 (VA - V(LX))/RSX에 의해 제공된다. 여기서, RSX는 R809 + R811 + R810, 즉, 3개의 장치들의 저항들의 합이다. 따라서, 인덕터 전류가 변함에 따라, NMOS를 통한 전류도 또한 변해서(R809를 통한 전류는 NMOS(20) 및 인덕터 L을 통한 전류에 비해 작음), LX에서의 전압은 NMOS(20)에 걸친 변하는 I.R 강하로 인해 변한다. 이 변화는 RSX에 걸친 전압을 변조한다. RSX가 NMOS(20)의 것에 비례해서 제1 순서로 추적하는 MOS 채널 저항이기에, 순 결과는 MOX 채널 저항과 무관하고 NMOS(20)를 통한 전류의 순 비례 복사본인 출력으로의 812를 통한 RSX를 통한 전류의 변조이다. 여기서, 비율은 수반된 트랜지스터들의 각각의 가로세로비들에 주로 좌우된다.
통상, 도시된 바와 같이, 인덕터의 전류는 부하를 향한다. 이는 NMOS 드레인 노드 LX를 접지 이하로 당겨서, 809를 통한 전류를 증가시킨다. 그러나, 일부 모드들에서 또는 트랜션트 중에, 전류는 반대 극성일 수 있다. 전류 소스(802)를무시하면, 검출 가능한 최대 역류는 812가 오직 소스일 수 있으며, 전류를 싱크하지 않기에, LX가 전압 VA로 상승하게, 즉, VA/R20가 되게 한다. 전류 소스(802)를 포함해서 최대 역류를 감소시킨다.
전류 센서가 추적 모드일 때, 즉, NMOS가 온이고 NMOS를 통한 실제 전류가 감시될 때, 스위치(815)는 폐쇄되고, 노드 ISNS에서 보여지는 전류가 장치들(813, 814, 815)을 포함하는 전류 반복기에 의해 생성된다. HOLD 제어 신호(스위치(815)의 제어를 위해 인버팅됨)에 의해 결정된 바와 같이, HOLD 모드일 때, 반복기 장치(814)의 게이트는 개방-회로이고, 게이트는 일정한 전압에 머물어서, 재연결될 때까지 출력 전류는 동일한 값을 유지한다. 예를 들어, 안티-페이즈(anti-phase)로 클로킹된 하프-사이즈 장치들 등의 공지된 기술들이 스위치 턴 오프에 의해 야기되는 게이트 노드로의 전하 주입을 취소하는데 사용된다. 시간이 지남에 따라 완만한 하강이 레귤레이터 출력에 별로 영향을 주지 않음에 따라 본 설계에서 불필요한 것으로 입증되더라도, 게이트와 전원 간의 여분의 정전 용량은 추가될 수 있다.
ISNS 대 절대적인 외부 인가 전류에 대한 정확한 스케일링 값을 획득하기 위해, 전류 반복기(813, 814, 815)는 표준 기술들에 의해 프로그래밍 가능한 전류 전송 비율을 제공하기 위해 다수의 소자들로 구성된 디지털 방식으로 프로그래밍 가능한 전류 반복기로 생성될 수 있다. 제조시, 선정된 외부 전류가 인가될 수 있으며, 내부 온칩 저항기에 걸쳐 발생된 전압이 감시될 수 있고, 선정된 목표 전압이 온칩 저항기에 걸쳐 발생될 때까지 전류 전송 비율이 변경될 수 있다. 이는 그 후 레귤레이터의 "감지 저항"(엄격히 트랜스레지스턴스) RSENSE를 다른 온칩 저항들에 대해 인식된 값으로 고정해서, 루프 전송 기능의 단단한 내성을 가능케 한다. 온도에 대한 다른 온칩 저항들/정전 용량들로 인한 일부 변화가 여전히 있지만, 단 채널 NMOS 트랜지스터 저항 및 오프셋들의 제조 변화들 및 센서 증폭기의 전류 비율 오류들은 보상될 수 있다.
장치들(801, 802)의 전류들은 듀티 변조기 블록에서 사용된 바와 유사한 온칩 저항들에 반비례한다. 장치들(803, 804, 810, 811) 및 스위치들(807, 808, 809)은 프로세스, 전압 공급, 및 온도에 대해 서로 추적한다는 점에서 마스터 전원 스위치(20)의 저항의 모든 스케일링된 유사체들이다. 즉, 장치들 및 스위치들은 실리콘의 동일한 영역에서 형성되어서, 임의의 프로세스 변화들이 모든 장치들에 동일하게 영향을 주고, 장치들은 동일한 온도 및 전원 변화들을 경험한다.
듀티 사이클 제어 기간의 시작에서, 전류 센서의 전류 출력은 도 5의 듀티 변조기 블록(900)에 의한 거짓 트리거링을 방지하기 위해 정상 상태들에서 보여지는 것보다 더 높은 값으로 재설정되어야만 한다. 재설정 경로는 스위치들(808, 809)을 개방 상태로 유지하면서 스위치(807)를 폐쇄함으로써 달성된다. 이는 센서를 전원 장치(20)로부터 분리하고, 장치들(810, 811, 809)의 직렬 결합보다 작은 장치들(810, 807)의 직렬 결합으로 인해, 출력 전류를 평상시보다 훨씬 더 높도록 강요한다.
전력을 절약하기 위해, DCM 및 펄스 스킵 모드들의 일부 위상들 중에, 더 높은 재설정 값 보다는, 정상 동작 중에 보여지는 페디스털 값으로 ISNS 출력을 설정하는, 장치들(808, 810, 811, 812, 813)을 포함하는 경로가 약속된다. 이는 장치들(808, 809)의 저항들이 동일하기 때문에 달성된다.
CCM 중에, 스위치(815)가 폐쇄된다. DC-DC 컨버터가 CCM과 DCM 간의 전이 모드로 될 때, 일단 제로 전류가 검출되면 - 드라이브 트레인의 오프셋들 및 전파 지연들을 허용하기 위해, Iped에서, 실제로 항상 0보다 위임 - 스위치(815)는 개방되고 ISNS 출력에서 생성된 전류는 스위치가 개방되기 직전의 흐름과 유사한 레벨에서 장치(814)의 게이트 정전 용량에 의해 일정하게 유지된다.
도 13은 인덕터 전류의 변화를 에뮬레이트하는 컴포넌트를 포함할 수 있는 경사 보상 신호를 생성할 수 있는 램프 생성기(500)의 일 실시예를 도시한다.
블록의 출력 전류는:
Figure 112012014462947-pct00001
에 의해 제공됨이 명백하다.
전류들 I503, I506, I507 및 I512가 외부 전류 기준에 비례하면, 램프 생성기 블록으로 인해 출력 노드에서 보여지는 추가된 전압 기여도는 온칩 저항기들의 제조 허용 오차에 좌우되는 고정된 전압 오프셋 + 온칩 저항기들의 제조 허용 오차에 독립적인 시간 종속 램프 전압이다. 온칩 저항에 대한 종속성을 방지하기 위해 또한 R504, R505, 및 M의 신중한 스케일링에 의해 각각의 사이클의 시작에서 0으로 램프를 설정하기 위해 전압 오프셋은 0으로 감소될 수 있다. NMOS가 오프이고 바디 다이오드가 전도중일 때 인덕터 전류의 에뮬레이트된 변화를 포함하도록 램프의 경사를 변경시키기 위해 전류 소스(503)는 제어될 수 있다.
도 14는 도 5에서 사용된 관련 커넥션들을 가진 듀티 변조기 블록의 매우 간소화된 묘사를 도시한다.
밴드갭 전압 생성기 및 내부 저항기 유도 전류 소스(601), 전압 비교기(602), 2개의 저항기들(603, 604), 및 모드 제어 블록(605)으로 구성된다.
도 10a 및 도 10b를 참조해서 상술된 바와 같이, 합산 노드 전압이 VERROR에 도달할 때 - 모드 제어 블록은 신호 ILIM_ZC가 참이 될 때 HOLD 신호를 생성하고 재설정 때까지 유지 신호를 하이로 유지하기 위한 로직을 포함한다. 또한 NDIODE_OFF가 참이 될 때까지 ILIM_ZC가 참이 될 때 EMULATE 신호를 생성하기 위한 로직을 포함한다.
모드 제어 블록은 또한 FCCM 모드 또는 자동 DCM과 펄스 스킵 간의 스위칭을 위한 여부의 모드 제어 신호를 수신할 수 있다. FCCM에서 동작할 때, 신호 ILIM_ZC는 간단하게 계속해서 거짓으로 유지될 수 있으며, 컨버터는 합산 노드에서의 신호가 VERROR에 도달할 때만 NMOS를 스위치 오프한다. 그러나, FCCM에서 동작할 때 N다이오드 검출 블록(750) 및 제로 크로스 검출 블록(850)을 효율적으로 정지시키는 것이 양호할 수 있다.
상술된 실시예들이 DC-DC 벅 컨버터와 관련해서 기술되었지만, 본 발명의 실시예들은 일반적으로 스위칭 레귤레이터들에 적용될 수 있다. 스위칭 레귤레이터는 전력 관리 집적 회로(즉, PMIC) 등의 전력 관리 장치의 파트일 수 있다. 본 발명의 실시예들은, 단일 전원을 갖든 또는 다수의 전원들을 가지든지 간에, 또한, 휴대용이던 아니던 간에, 임의의 형태의 전기 장치의 임의의 서브-시스템들의 전력 관리에 유용할 수 있다. 그러나, 본 발명의 실시예들은 휴대용 장치들, 예를 들어, 차량 내 또는 핸드헬드 또는 임의의 다른 휴대용 또는 배터리 작동 장치이든 간에, 랩탑, 넷북, PDA 등의 이동 컴퓨팅 장치들; 무선 전화, 휴대 전화, 이동 이메일 장치 등의 이동 통신 장치들; MP3 또는 다른 오디오 플레이어들, 퍼스널 라디오들, 비디오 플레이어들 등의 퍼스널 미디어 플레이어들; 휴대용 비디오 게임 콘솔들 및 장치들; 위성 네비게이터 및 GPS 수신기 등의 개인 항행 장치들에 특히 적용될 수 있다.
상술된 실시예들은 본 발명을 제한한다기 보다는 설명하는 것이며, 첨부된 청구항들의 범위에서 벗어나지 않으면서 다수의 다른 실시예들을 당업자가 설계할 수 있음을 주지해야만 한다. 단어 "포함(comprising)"은 청구항에 열거된 요소들 또는 단계들 외의 요소들 또는 단계들의 존재를 배제하지 않으며, "하나(a, an)"는 복수를 배제하지 않고, 단일 프로세서 또는 다른 유닛은 청구항들에 기재된 수개의 유닛들의 기능들을 실현할 수 있다. 청구항들의 임의의 참조 부호들은 본 발명의 범위를 제한하도록 해석되어서는 안된다.

Claims (34)

  1. DC-DC 컨버터에 있어서,
    제1 노드와 출력 노드 간에 동작가능하게 연결된 인덕터;
    하이 사이드 전원 입력 노드와 상기 제1 노드 간에 동작가능하게 연결된 하이 사이드 스위치;
    로우 사이드 전원 입력 노드와 상기 제1 노드 간에 동작가능하게 연결된 로우 사이드 스위치;
    상기 인덕터의 전류 흐름을 나타내는 적어도 제1 신호와 상기 출력 노드의 전압과 목표 전압 간의 차를 나타내는 제2 신호와의 비교를 기초로 상기 하이 사이드 스위치의 턴 온을 제어하도록 동작가능하고, 상기 하이 사이드 스위치 턴 온 전에 상기 로우 사이드 스위치가 턴 오프될 수 있도록 동작가능한 스위치 제어 회로
    를 포함하고,
    상기 스위치 제어 회로는 상기 하이 사이드 스위치 및 상기 로우 사이드 스위치가 둘 다 턴 오프되는 기간 중에 인덕터 전류의 변화를 에뮬레이트하기 위한 에뮬레이션 회로를 포함하는
    DC-DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 스위치 제어 회로는 상기 로우 사이드 스위치가 턴 온될 때 상기 로우 사이드 스위치의 전기적 속성들로부터 상기 인덕터의 전류 흐름을 결정하기 위한 전류 감지 회로를 포함하고, 상기 로우 사이드 스위치가 턴 온될 때 상기 전류 감지 회로의 출력이 상기 제1 신호를 포함하며, 상기 로우 사이드 스위치의 전기적 속성들은 트랜지스터의 소스-드레인 전압을 포함하는, DC-DC 컨버터.
  3. 삭제
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 스위치 제어 회로는 상기 로우 사이드 스위치가 턴 온될 때 상기 로우 사이드 스위치의 전기적 속성들로부터 상기 인덕터의 전류 흐름을 결정하고, 임계값에 대하여 상기 인덕터의 전류 흐름을 감시하기 위한 임계값 감시 회로를 포함하고, 상기 인덕터의 전류 흐름이 상기 임계값에 도달할 때 상기 스위치 제어 회로는 상기 로우 사이드 전원 스위치를 턴 오프하도록 구성되며, 상기 로우 사이드 스위치의 전기적 속성들은 트랜지스터의 소스-드레인 전압을 포함하는, DC-DC 컨버터.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 인덕터의 전류 흐름이 방향을 바꾸기 전에 상기 로우 사이드 스위치가 턴 오프되도록 상기 임계값이 설정되는 DC-DC 컨버터.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 임계값 레벨이 상기 목표 출력 전압의 변화에 응답해서 변하는 DC-DC 컨버터.
  7. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 에뮬레이션 회로는, 상기 로우 사이드 스위치가 턴 오프되기 전에 상기 인덕터의 전류 흐름의 값을 유지하기 위한 유지 회로(hold circuit)를 포함하는 DC-DC 컨버터.
  8. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 에뮬레이션 회로는, 제1 램프 신호를 생성하기 위한 회로 및 상기 로우 사이드 스위치가 턴 오프될 때 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호 중 적어도 한 신호에 상기 제1 램프 신호를 인가하기 위한 수단을 포함하는 DC-DC 컨버터.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제1 신호와 상기 제2 신호의 비교 전에 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호 중 적어도 한 신호에 경사 보상 램프 신호를 인가하기 위한 경사 보상 회로를 포함하고, 상기 제1 램프 신호가 상기 경사 보상 램프 신호에 인가되는 DC-DC 컨버터.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 경사 보상 램프 회로는 제1 램프 신호를 생성하기 위한 회로를 포함하고, 경사 보상 램프 신호에 대응하는 제1 경사 또는 상기 제1 램프 신호와 조합된 경사 보상 신호에 대응하는 제2 경사를 가진 출력 신호를 생성하도록 구성된 DC-DC 컨버터.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 제1 램프 신호는 (VOUT + Ф)/L과 동일한 경사를 가지며, VOUT은 상기 인덕터의 출력 전압이고, Ф는 상기 로우 사이드 스위치가 오프일 때 전류가 흐르는 병렬 전류 경로와 연관된 전압 강하이며, L은 상기 인덕터의 인덕턴스인 DC-DC 컨버터.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 Ф는 다이오드 전압인 DC-DC 컨버터.
  13. 제8항에 있어서,
    상기 제1 램프 신호는 (VOUT)/L과 동일한 경사를 가지며, VOUT은 상기 인덕터의 출력 전압이고, L은 상기 인덕터의 인덕턴스인 DC-DC 컨버터.
  14. 제8항에 있어서,
    상기 제1 램프 신호를 생성하기 위한 회로는 상기 인덕터 전류가 실제로 0일 때 상기 제1 신호 또는 상기 제2 신호에 상기 제1 램프 신호를 인가하는 것을 정지하도록 구성된 DC-DC 컨버터.
  15. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 로우 사이드 스위치가 턴 오프된 후에 상기 제1 노드가 전압 임계값을 크로스할 때를 검출하기 위한 회로를 포함하는 DC-DC 컨버터.
  16. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 스위치 제어 회로는, 상기 하이 사이드 스위치의 턴 온과 상기 하이 사이드 스위치의 턴 오프 간의 기간이 제1 시간 기간보다 더 작으면 한 사이클에서 상기 하이 사이드 스위치의 턴 온을 방지하도록 동작가능한 DC-DC 컨버터.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 스위치 제어 회로는, 하이 사이드 스위치의 턴 오프를 야기하는 클록 에지 전에, 상기 제1 시간 기간과 동일한 시간 기간 동안, 상기 하이 사이드 스위치의 턴 온을 금지하는 제1 금지 신호를 생성하기 위한 제1 타이머 회로를 포함하는 DC-DC 컨버터.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 제1 타이머 회로는 입력 클록 신호를 수신하기 위한 입력, 지연된 클록 신호를 생성하기 위한 지연 및 상기 입력 클록 신호를 기초로 상기 제1 금지 신호를 생성하기 위한 회로를 포함하는 DC-DC 컨버터.
  19. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 스위치 제어 회로는 클록 에지와 상기 인덕터 전류가 0에 도달할 때 사이의 지속 기간을 결정하기 위한 제2 타이머 회로를 포함하고, 상기 스위치 제어 회로는, 상기 지속 기간이 제2 시간 기간보다 더 작으면 차후 사이클에서 상기 로우 사이드 스위치의 턴 온을 방지하도록 동작가능한 DC-DC 컨버터.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 차후 사이클은 상기 하이 사이드 스위치가 턴 온된 사이클에 이어지는 다음 사이클인 DC-DC 컨버터.
  21. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 컨버터는, 상기 하이 사이드 스위치 턴 온 전에 상기 로우 사이드 스위치가 턴 오프될 수 있는 제1 모드 및 상기 하이 사이드 스위치가 턴 온되려고 할 때만 상기 로우 사이드 스위치가 턴 오프될 수 있는 제2 모드로 동작가능한 DC-DC 컨버터.
  22. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 컨버터의 사이클 주파수는 일정한 DC-DC 컨버터.
  23. 제1 노드와 출력 노드 간에 동작가능하게 연결된 인덕터; 하이 사이드 전원 입력 노드와 상기 제1 노드 간에 동작가능하게 연결된 하이 사이드 스위치; 및 로우 사이드 전원 입력 노드와 상기 제1 노드 간에 동작가능하게 연결된 로우 사이드 스위치를 포함하는 DC-DC 컨버터를 제어하는 한 방법에 있어서,
    상기 인덕터의 전류 흐름을 나타내는 적어도 제1 신호와 상기 출력 노드의 전압과 목표 전압 간의 차를 나타내는 제2 신호와의 비교를 기초로 상기 하이 사이드 스위치의 턴 온을 제어하는 단계;
    상기 하이 사이드 스위치 턴 온 전에 상기 로우 사이드 스위치를 턴 오프하는 단계; 및
    상기 하이 사이드 스위치 및 상기 로우 사이드 스위치가 둘 다 턴 오프되는 기간 중에 인덕터 전류의 변화를 에뮬레이트하는 단계
    를 포함하는 방법.
  24. DC-DC 컨버터에 있어서,
    제1 노드와 출력 노드 간에 연결된 인덕터;
    전압 입력 노드와 상기 제1 노드 간에 동작가능하게 연결된 PMOS 스위치;
    접지 입력 노드와 상기 제1 노드 간에 동작가능하게 연결된 NMOS 스위치;
    상기 인덕터의 전류 흐름을 나타내는 적어도 전류 감지 신호와 상기 출력 노드의 전압과 희망 전압 간의 차를 나타내는 전압 오류 신호와의 비교를 기초로 상기 PMOS 스위치의 턴 온을 제어하도록 동작가능하고, 상기 PMOS 스위치 턴 온 전에 상기 NMOS 스위치가 턴 오프될 수 있도록 동작가능한 제어 회로
    를 포함하고,
    상기 제어 회로는 상기 PMOS 스위치 및 상기 NMOS 스위치가 둘 다 턴 오프되는 기간 중에 인덕터 전류의 변화를 에뮬레이트하기 위한 회로를 포함하는
    DC-DC 컨버터.
  25. 삭제
  26. 삭제
  27. DC-DC 컨버터에 있어서,
    하이 사이드 전원 스위치가 턴 온되기 전에 로우 사이드 전원 스위치가 턴 오프될 수 있는 모드로 동작가능한 상기 하이 사이드 전원 스위치 및 상기 로우 사이드 전원 스위치를 포함하고, 상기 모드에서, 상기 하이 사이드 전원 스위치의 턴 온은 에뮬레이트된 전류 신호를 기초로 제어되는 DC-DC 컨버터.
  28. 하이 사이드 전원 스위치 및 로우 사이드 전원 스위치를 포함하는 DC-DC 컨버터를 제어하는 방법에 있어서,
    상기 하이 사이드 전원 스위치가 턴 온되기 전에 상기 로우 사이드 전원 스위치를 턴 오프하는 단계 및 에뮬레이트된 전류 신호를 기초로 상기 하이 사이드 전원 스위치의 턴 온을 제어하는 단계를 포함하는 방법.
  29. 삭제
  30. 제1항의 DC-DC 컨버터를 포함하는 전력 관리 집적 회로.
  31. 제30항에서 청구된 전력 관리 집적 회로를 포함하는 전자 장치.
  32. 제1항의 DC-DC 컨버터를 포함하는 전자 장치.
  33. 제31항에 있어서,
    상기 장치가: 휴대용 컴퓨팅 장치; 랩탑 컴퓨터; 퍼스널 데이터 어시스턴트(PDA); 퍼스널 미디어 플레이어; mp3 플레이어; 휴대용 텔레비전; 이동 통신 장치; 이동 전화; 항행 원조; GPS 장치; 게임 콘솔 중 하나인 전자 장치.
  34. 삭제
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Families Citing this family (367)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101471602B (zh) * 2007-12-29 2012-11-07 比亚迪股份有限公司 双向直流电源电路
US8854019B1 (en) 2008-09-25 2014-10-07 Rf Micro Devices, Inc. Hybrid DC/DC power converter with charge-pump and buck converter
US9386653B2 (en) 2008-12-12 2016-07-05 O2Micro Inc Circuits and methods for driving light sources
US8508150B2 (en) * 2008-12-12 2013-08-13 O2Micro, Inc. Controllers, systems and methods for controlling dimming of light sources
CN102014540B (zh) * 2010-03-04 2011-12-28 凹凸电子（武汉）有限公司 驱动电路及控制光源的电力的控制器
US8378588B2 (en) 2008-12-12 2013-02-19 O2Micro Inc Circuits and methods for driving light sources
US9232591B2 (en) 2008-12-12 2016-01-05 O2Micro Inc. Circuits and methods for driving light sources
US9253843B2 (en) 2008-12-12 2016-02-02 02Micro Inc Driving circuit with dimming controller for driving light sources
US9030122B2 (en) 2008-12-12 2015-05-12 O2Micro, Inc. Circuits and methods for driving LED light sources
US9166471B1 (en) 2009-03-13 2015-10-20 Rf Micro Devices, Inc. 3D frequency dithering for DC-to-DC converters used in multi-mode cellular transmitters
US8378654B2 (en) * 2009-04-01 2013-02-19 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Voltage regulator with high accuracy and high power supply rejection ratio
US8315576B2 (en) 2009-05-05 2012-11-20 Rf Micro Devices, Inc. Capacitive compensation of cascaded directional couplers
US9112452B1 (en) 2009-07-14 2015-08-18 Rf Micro Devices, Inc. High-efficiency power supply for a modulated load
GB2473598B (en) * 2009-07-30 2013-03-06 Pulse Electronics Avionics Ltd Transient differential switching regulator
TW201117543A (en) * 2009-11-06 2011-05-16 Green Solution Tech Co Ltd Power supply converter
US8548398B2 (en) 2010-02-01 2013-10-01 Rf Micro Devices, Inc. Envelope power supply calibration of a multi-mode radio frequency power amplifier
US8638079B2 (en) * 2010-02-27 2014-01-28 Infineon Technologies Ag Pulse modulation control in a DC-DC converter circuit
US8698419B2 (en) 2010-03-04 2014-04-15 O2Micro, Inc. Circuits and methods for driving light sources
CN103391006A (zh) 2012-05-11 2013-11-13 凹凸电子（武汉）有限公司 光源驱动电路、控制电力转换器的控制器及方法
DE102010013353A1 (de) * 2010-03-30 2011-10-06 Texas Instruments Deutschland Gmbh Schaltwandler-Steuerschaltung
US8981848B2 (en) 2010-04-19 2015-03-17 Rf Micro Devices, Inc. Programmable delay circuitry
US9431974B2 (en) 2010-04-19 2016-08-30 Qorvo Us, Inc. Pseudo-envelope following feedback delay compensation
EP2561611B1 (en) 2010-04-19 2015-01-14 RF Micro Devices, Inc. Pseudo-envelope following power management system
US8538355B2 (en) 2010-04-19 2013-09-17 Rf Micro Devices, Inc. Quadrature power amplifier architecture
US9099961B2 (en) 2010-04-19 2015-08-04 Rf Micro Devices, Inc. Output impedance compensation of a pseudo-envelope follower power management system
US8712349B2 (en) 2010-04-20 2014-04-29 Rf Micro Devices, Inc. Selecting a converter operating mode of a PA envelope power supply
US9362825B2 (en) 2010-04-20 2016-06-07 Rf Micro Devices, Inc. Look-up table based configuration of a DC-DC converter
US8892063B2 (en) 2010-04-20 2014-11-18 Rf Micro Devices, Inc. Linear mode and non-linear mode quadrature PA circuitry
US9900204B2 (en) 2010-04-20 2018-02-20 Qorvo Us, Inc. Multiple functional equivalence digital communications interface
US9030256B2 (en) 2010-04-20 2015-05-12 Rf Micro Devices, Inc. Overlay class F choke
US8913971B2 (en) 2010-04-20 2014-12-16 Rf Micro Devices, Inc. Selecting PA bias levels of RF PA circuitry during a multislot burst
US8699973B2 (en) 2010-04-20 2014-04-15 Rf Micro Devices, Inc. PA bias power supply efficiency optimization
US8842399B2 (en) 2010-04-20 2014-09-23 Rf Micro Devices, Inc. ESD protection of an RF PA semiconductor die using a PA controller semiconductor die
US9048787B2 (en) 2010-04-20 2015-06-02 Rf Micro Devices, Inc. Combined RF detector and RF attenuator with concurrent outputs
US9214865B2 (en) 2010-04-20 2015-12-15 Rf Micro Devices, Inc. Voltage compatible charge pump buck and buck power supplies
US9077405B2 (en) 2010-04-20 2015-07-07 Rf Micro Devices, Inc. High efficiency path based power amplifier circuitry
US8542061B2 (en) 2010-04-20 2013-09-24 Rf Micro Devices, Inc. Charge pump based power amplifier envelope power supply and bias power supply
US8515361B2 (en) 2010-04-20 2013-08-20 Rf Micro Devices, Inc. Frequency correction of a programmable frequency oscillator by propagation delay compensation
US8983407B2 (en) 2010-04-20 2015-03-17 Rf Micro Devices, Inc. Selectable PA bias temperature compensation circuitry
US8571492B2 (en) 2010-04-20 2013-10-29 Rf Micro Devices, Inc. DC-DC converter current sensing
US8811920B2 (en) 2010-04-20 2014-08-19 Rf Micro Devices, Inc. DC-DC converter semiconductor die structure
US8989685B2 (en) 2010-04-20 2015-03-24 Rf Micro Devices, Inc. Look-up table based configuration of multi-mode multi-band radio frequency power amplifier circuitry
US9184701B2 (en) 2010-04-20 2015-11-10 Rf Micro Devices, Inc. Snubber for a direct current (DC)-DC converter
US8706063B2 (en) 2010-04-20 2014-04-22 Rf Micro Devices, Inc. PA envelope power supply undershoot compensation
US9553550B2 (en) 2010-04-20 2017-01-24 Qorvo Us, Inc. Multiband RF switch ground isolation
US9577590B2 (en) 2010-04-20 2017-02-21 Qorvo Us, Inc. Dual inductive element charge pump buck and buck power supplies
US8565694B2 (en) 2010-04-20 2013-10-22 Rf Micro Devices, Inc. Split current current digital-to-analog converter (IDAC) for dynamic device switching (DDS) of an RF PA stage
US8831544B2 (en) 2010-04-20 2014-09-09 Rf Micro Devices, Inc. Dynamic device switching (DDS) of an in-phase RF PA stage and a quadrature-phase RF PA stage
US8942650B2 (en) 2010-04-20 2015-01-27 Rf Micro Devices, Inc. RF PA linearity requirements based converter operating mode selection
US9214900B2 (en) 2010-04-20 2015-12-15 Rf Micro Devices, Inc. Interference reduction between RF communications bands
US8983410B2 (en) 2010-04-20 2015-03-17 Rf Micro Devices, Inc. Configurable 2-wire/3-wire serial communications interface
US8913967B2 (en) * 2010-04-20 2014-12-16 Rf Micro Devices, Inc. Feedback based buck timing of a direct current (DC)-DC converter
US8958763B2 (en) 2010-04-20 2015-02-17 Rf Micro Devices, Inc. PA bias power supply undershoot compensation
US8559898B2 (en) 2010-04-20 2013-10-15 Rf Micro Devices, Inc. Embedded RF PA temperature compensating bias transistor
US8942651B2 (en) 2010-04-20 2015-01-27 Rf Micro Devices, Inc. Cascaded converged power amplifier
US8731498B2 (en) 2010-04-20 2014-05-20 Rf Micro Devices, Inc. Temperature correcting an envelope power supply signal for RF PA circuitry
US8811921B2 (en) 2010-04-20 2014-08-19 Rf Micro Devices, Inc. Independent PA biasing of a driver stage and a final stage
US8947157B2 (en) 2010-04-20 2015-02-03 Rf Micro Devices, Inc. Voltage multiplier charge pump buck
US9008597B2 (en) * 2010-04-20 2015-04-14 Rf Micro Devices, Inc. Direct current (DC)-DC converter having a multi-stage output filter
JP5406145B2 (ja) * 2010-08-31 2014-02-05 日立オートモティブシステムズ株式会社 電流制御用半導体素子、およびそれを用いた制御装置
US9954436B2 (en) 2010-09-29 2018-04-24 Qorvo Us, Inc. Single μC-buckboost converter with multiple regulated supply outputs
JP2012080670A (ja) * 2010-10-01 2012-04-19 Elpida Memory Inc スイッチングレギュレータ
US8773065B2 (en) * 2010-11-10 2014-07-08 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Power supply system for electric powered vehicle, control method thereof, and electric powered vehicle
US9075673B2 (en) 2010-11-16 2015-07-07 Rf Micro Devices, Inc. Digital fast dB to gain multiplier for envelope tracking systems
US9553501B2 (en) 2010-12-08 2017-01-24 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. System and method providing over current protection based on duty cycle information for power converter
US8680821B2 (en) * 2010-12-22 2014-03-25 Intel Corporation Load adaptive voltage regulator
US8922183B2 (en) * 2010-12-29 2014-12-30 Microchip Technology Incorporated Adaptive integrated analog control system compensation
EP2673880B1 (en) 2011-02-07 2017-09-06 Qorvo US, Inc. Group delay calibration method for power amplifier envelope tracking
US8975885B2 (en) * 2011-02-18 2015-03-10 Intersil Americas Inc. System and method for improving regulation accuracy of switch mode regulator during DCM
CA2827982C (en) * 2011-02-22 2019-12-03 Redarc Technologies Pty Ltd Synchronous dc-dc conversion
JP5651234B2 (ja) * 2011-04-20 2015-01-07 ルネサスエレクトロニクス株式会社 Ｄｃｄｃコンバータ及びその制御方法
JP5708202B2 (ja) * 2011-04-25 2015-04-30 富士電機株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法およびｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路
US9246460B2 (en) 2011-05-05 2016-01-26 Rf Micro Devices, Inc. Power management architecture for modulated and constant supply operation
US9379667B2 (en) 2011-05-05 2016-06-28 Rf Micro Devices, Inc. Multiple power supply input parallel amplifier based envelope tracking
US9247496B2 (en) 2011-05-05 2016-01-26 Rf Micro Devices, Inc. Power loop control based envelope tracking
EP2715945B1 (en) 2011-05-31 2017-02-01 Qorvo US, Inc. Rugged iq receiver based rf gain measurements
US9019011B2 (en) 2011-06-01 2015-04-28 Rf Micro Devices, Inc. Method of power amplifier calibration for an envelope tracking system
US8760228B2 (en) 2011-06-24 2014-06-24 Rf Micro Devices, Inc. Differential power management and power amplifier architecture
US8952710B2 (en) 2011-07-15 2015-02-10 Rf Micro Devices, Inc. Pulsed behavior modeling with steady state average conditions
US8792840B2 (en) 2011-07-15 2014-07-29 Rf Micro Devices, Inc. Modified switching ripple for envelope tracking system
US10117036B2 (en) * 2011-07-15 2018-10-30 Mediatek Inc. Calibration method and calibration module thereof for vibration device
US9263996B2 (en) 2011-07-20 2016-02-16 Rf Micro Devices, Inc. Quasi iso-gain supply voltage function for envelope tracking systems
US8786269B2 (en) * 2011-08-10 2014-07-22 Eta Semiconductor Inc. Constant frequency synthetic ripple power converter
CN103858338B (zh) 2011-09-02 2016-09-07 射频小型装置公司 用于包络跟踪的分离vcc和共同vcc功率管理架构
US8901899B1 (en) * 2011-09-12 2014-12-02 Maxim Integrated Products, Inc. DC to DC converter control systems and methods
US9712046B2 (en) * 2011-09-12 2017-07-18 Infineon Technologies Ag Dead-time optimization of DC-DC converters
US9093906B2 (en) * 2011-09-29 2015-07-28 Power Integrations, Inc. Protection for inadvertent missing feedback voltage signal
US20130083579A1 (en) * 2011-09-29 2013-04-04 Power Integrations, Inc. Pre-biased sampling filter
US8957728B2 (en) 2011-10-06 2015-02-17 Rf Micro Devices, Inc. Combined filter and transconductance amplifier
DE102011115503A1 (de) * 2011-10-11 2013-04-11 Astrium Gmbh Messung des Ausgangstroms einer Verstärkerschaltung
US9024688B2 (en) 2011-10-26 2015-05-05 Rf Micro Devices, Inc. Dual parallel amplifier based DC-DC converter
US9484797B2 (en) 2011-10-26 2016-11-01 Qorvo Us, Inc. RF switching converter with ripple correction
CN103959189B (zh) 2011-10-26 2015-12-23 射频小型装置公司 基于电感的并行放大器相位补偿
US9294041B2 (en) 2011-10-26 2016-03-22 Rf Micro Devices, Inc. Average frequency control of switcher for envelope tracking
JP5865028B2 (ja) * 2011-11-17 2016-02-17 ルネサスエレクトロニクス株式会社 Ｄｃーｄｃコンバータ
US8975959B2 (en) 2011-11-30 2015-03-10 Rf Micro Devices, Inc. Monotonic conversion of RF power amplifier calibration data
US9515621B2 (en) 2011-11-30 2016-12-06 Qorvo Us, Inc. Multimode RF amplifier system
US9250643B2 (en) 2011-11-30 2016-02-02 Rf Micro Devices, Inc. Using a switching signal delay to reduce noise from a switching power supply
US9041365B2 (en) 2011-12-01 2015-05-26 Rf Micro Devices, Inc. Multiple mode RF power converter
US8947161B2 (en) 2011-12-01 2015-02-03 Rf Micro Devices, Inc. Linear amplifier power supply modulation for envelope tracking
US9256234B2 (en) 2011-12-01 2016-02-09 Rf Micro Devices, Inc. Voltage offset loop for a switching controller
US9280163B2 (en) 2011-12-01 2016-03-08 Rf Micro Devices, Inc. Average power tracking controller
US9494962B2 (en) 2011-12-02 2016-11-15 Rf Micro Devices, Inc. Phase reconfigurable switching power supply
US20130141058A1 (en) * 2011-12-02 2013-06-06 Microchip Technology Incorporated Integrated circuit device with integrated voltage controller
KR101234669B1 (ko) * 2011-12-08 2013-02-19 현대자동차주식회사 친환경 차량용 ｄｃ-ｄｃ컨버터의 전류 보상방법
US9813036B2 (en) 2011-12-16 2017-11-07 Qorvo Us, Inc. Dynamic loadline power amplifier with baseband linearization
KR101874406B1 (ko) 2011-12-19 2018-07-05 삼성전자주식회사 펄스 스키핑 모드를 갖는 벅 컨버터 및 그것의 제어 방법
US8618834B2 (en) * 2011-12-21 2013-12-31 Ati Technologies Ulc Method and apparatus for configuring an integrated circuit
US9298198B2 (en) 2011-12-28 2016-03-29 Rf Micro Devices, Inc. Noise reduction for envelope tracking
CN103187854B (zh) * 2011-12-31 2016-01-20 意法半导体研发(深圳)有限公司 用于控制电源转换器中的dcm-ccm振荡的系统和方法
US9065505B2 (en) 2012-01-31 2015-06-23 Rf Micro Devices, Inc. Optimal switching frequency for envelope tracking power supply
JP5942455B2 (ja) * 2012-02-09 2016-06-29 株式会社ソシオネクスト スイッチングレギュレータ
US8686702B2 (en) * 2012-02-15 2014-04-01 Linear Technology Corporation Negative slope compensation for current mode switching power supply
CN103326568A (zh) * 2012-03-19 2013-09-25 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 电源控制电路及使用该电源控制电路的环路测试装置
US9013165B2 (en) * 2012-03-23 2015-04-21 Micrel, Inc. Switching regulator including a configurable multi-mode PWM controller implementing multiple control schemes
CN102624254B (zh) * 2012-03-26 2014-06-18 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种具有改进的负载调节的恒压恒流控制电路及其控制方法
US9134743B2 (en) * 2012-04-30 2015-09-15 Infineon Technologies Austria Ag Low-dropout voltage regulator
US9076577B2 (en) * 2012-05-18 2015-07-07 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Resistor arrangement and method of use
US9483065B2 (en) * 2012-05-23 2016-11-01 Texas Instruments Incorporated Power regulation with load detection
US9184657B2 (en) 2012-06-07 2015-11-10 Hamilton Sundstrand Space Systems International, Inc. DC current sensing utilizing a current transformer
TW201351861A (zh) * 2012-06-08 2013-12-16 Novatek Microelectronics Corp 控制電源轉換裝置的方法及其相關電路
US8981839B2 (en) 2012-06-11 2015-03-17 Rf Micro Devices, Inc. Power source multiplexer
CN103516200A (zh) * 2012-06-26 2014-01-15 深圳市力生美半导体器件有限公司 降压型电源电路及零磁通高压开关的控制方法
US20140084884A1 (en) * 2012-07-06 2014-03-27 Jong J. Lee Lc switching regulators
CN104662792B (zh) * 2012-07-26 2017-08-08 Qorvo美国公司 用于包络跟踪的可编程rf陷波滤波器
US9641066B2 (en) * 2012-07-31 2017-05-02 Texas Instruments Incorporated Switching regulator circuit/process counting clock cycles after regulator comparator change
US8878509B2 (en) 2012-08-17 2014-11-04 St-Ericsson Sa Current-mode controller for step-down (buck) converter
CN102832810B (zh) * 2012-08-30 2015-04-08 成都芯源系统有限公司 自举电压刷新控制电路、电压转换电路及相关控制方法
EP2704301B1 (en) * 2012-08-31 2016-07-27 Stichting IMEC Nederland DC-DC converter and control method thereof
US9170592B2 (en) * 2012-09-05 2015-10-27 Atmel Corporation Fully integrated voltage regulator using open loop digital control for optimum power stepping and slew rate
US9225231B2 (en) 2012-09-14 2015-12-29 Rf Micro Devices, Inc. Open loop ripple cancellation circuit in a DC-DC converter
TWI457741B (zh) * 2012-09-18 2014-10-21 Upi Semiconductor Corp 直流對直流控制器
EP2717062B1 (en) * 2012-10-05 2016-04-27 Dialog Semiconductor GmbH Artificial ramp generating in PWM modulator for current control mode
US9197256B2 (en) 2012-10-08 2015-11-24 Rf Micro Devices, Inc. Reducing effects of RF mixer-based artifact using pre-distortion of an envelope power supply signal
US9207692B2 (en) 2012-10-18 2015-12-08 Rf Micro Devices, Inc. Transitioning from envelope tracking to average power tracking
US9627975B2 (en) 2012-11-16 2017-04-18 Qorvo Us, Inc. Modulated power supply system and method with automatic transition between buck and boost modes
EP2736156B9 (en) * 2012-11-27 2021-07-07 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Voltage polarity detection for DCM/CCM boundary detection in DC/DC converters
JP2014112988A (ja) * 2012-12-05 2014-06-19 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源装置
CN102957303B (zh) * 2012-12-10 2015-01-07 成都芯源系统有限公司 一种控制电路、开关变换器及其控制方法
TWI462453B (zh) * 2012-12-20 2014-11-21 Upi Semiconductor Corp 直流轉直流控制器及其控制方法
US9300252B2 (en) 2013-01-24 2016-03-29 Rf Micro Devices, Inc. Communications based adjustments of a parallel amplifier power supply
US9442503B2 (en) 2013-01-28 2016-09-13 Qualcomm Incorporated Negative current sense feedback for reverse boost mode
US10404165B2 (en) * 2013-01-29 2019-09-03 Semtech Corporation Adaptive switching frequency adjustment for a power supply
US9285812B2 (en) 2013-02-01 2016-03-15 Allegro Microsystems, Llc Soft start circuits and techniques
US9178472B2 (en) 2013-02-08 2015-11-03 Rf Micro Devices, Inc. Bi-directional power supply signal based linear amplifier
US9048734B2 (en) * 2013-03-01 2015-06-02 Analog Devices Global Negative current protection system for low side switching converter FET
US8941368B2 (en) * 2013-03-07 2015-01-27 Analog Devices Technology Skip mode method and system for a current mode switching converter
US9425687B2 (en) 2013-03-11 2016-08-23 Cree, Inc. Methods of operating switched mode power supply circuits using adaptive filtering and related controller circuits
US9866117B2 (en) * 2013-03-11 2018-01-09 Cree, Inc. Power supply with adaptive-controlled output voltage
US9182766B2 (en) 2013-03-11 2015-11-10 Qualcomm Incorporated Switching voltage regulator
US9081403B1 (en) * 2013-03-13 2015-07-14 Maxim Integrated Products, Inc. Optimal compensating ramp generator for fixed frequency current mode DC-DC converters
US9203353B2 (en) 2013-03-14 2015-12-01 Rf Micro Devices, Inc. Noise conversion gain limited RF power amplifier
US9385587B2 (en) 2013-03-14 2016-07-05 Sandisk Technologies Llc Controlled start-up of a linear voltage regulator where input supply voltage is higher than device operational voltage
WO2014152903A2 (en) 2013-03-14 2014-09-25 Rf Micro Devices, Inc Envelope tracking power supply voltage dynamic range reduction
US20140266103A1 (en) * 2013-03-15 2014-09-18 Qualcomm Incorporated Digitally assisted regulation for an integrated capless low-dropout (ldo) voltage regulator
US9444338B1 (en) * 2013-03-15 2016-09-13 Maxim Integrated Products, Inc. Systems and methods to calibrate switching regulators
TWI483519B (zh) * 2013-03-29 2015-05-01 Richtek Technology Corp 動態調整電源轉換電路中的功率開關截止時間的控制電路
TWI501546B (zh) * 2013-03-29 2015-09-21 Anpec Electronics Corp 輸出級電路及其過電流保護方法與音頻放大系統
US11159009B2 (en) * 2013-04-01 2021-10-26 Qualcomm Incorporated Voltage regulator over-current protection
US9479118B2 (en) 2013-04-16 2016-10-25 Rf Micro Devices, Inc. Dual instantaneous envelope tracking
TWI462442B (zh) * 2013-04-26 2014-11-21 Richtek Technology Corp 電源轉換電路的控制電路及相關的控制方法
US9270180B2 (en) * 2013-05-03 2016-02-23 Texas Instruments Deutschland Gmbh DC-DC converter with adaptive minimum on-time
US9136763B2 (en) 2013-06-18 2015-09-15 Intersil Americas LLC Audio frequency deadband system and method for switch mode regulators operating in discontinuous conduction mode
CN103401424B (zh) 2013-07-19 2014-12-17 昂宝电子（上海）有限公司 用于调整电源变换系统的输出电流的系统和方法
US9520782B2 (en) * 2013-07-26 2016-12-13 Cirrus Logic, Inc. Boost converter voltage controlled based on audio signal
TWI496402B (zh) * 2013-07-29 2015-08-11 Anpec Electronics Corp 電流式降壓轉換器及使用其之電子系統
US9374005B2 (en) 2013-08-13 2016-06-21 Rf Micro Devices, Inc. Expanded range DC-DC converter
US9209703B2 (en) * 2013-08-14 2015-12-08 Stmicroelectronics S.R.L. Control device for a rectifier of a switching converter
US9229066B2 (en) 2013-08-15 2016-01-05 Texas Instruments Incorporated Integrated fluxgate magnetic sensor and excitation circuitry
JP6209022B2 (ja) * 2013-08-27 2017-10-04 リコー電子デバイス株式会社 スイッチングレギュレータ
EP2851762B1 (en) * 2013-09-24 2017-12-06 STMicroelectronics International N.V. Feedback network for low-drop-out generator
KR20160064186A (ko) * 2013-09-30 2016-06-07 첸트룸 미크로엘렉트로닉 드레스덴 악치엔게젤샤프트 전력 컨버터들에 대한 보상 없는 변조
EP2869447A1 (en) * 2013-10-31 2015-05-06 Dialog Semiconductor GmbH Continuous comparator with improved calibration
US9577517B2 (en) 2013-11-07 2017-02-21 Texas Instruments Deutschland Gmbh Startup clamp circuit for non-complimentary differential pair in DCDC converter system
US10020739B2 (en) * 2014-03-27 2018-07-10 Altera Corporation Integrated current replicator and method of operating the same
US10014771B2 (en) * 2013-12-06 2018-07-03 Astec International Limited Switching shunt regulator circuits
CN103683908B (zh) * 2013-12-19 2015-11-25 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 开关电源控制电路、开关电源及其控制方法
CN105793864A (zh) * 2013-12-27 2016-07-20 迈克菲股份有限公司 检测恶意多媒体文件的系统和方法
US9665111B2 (en) * 2014-01-29 2017-05-30 Semiconductor Components Industries, Llc Low dropout voltage regulator and method
US9531253B2 (en) 2014-01-30 2016-12-27 Silicon Laboratories Inc. Soft-start for isolated power converter
US9531284B2 (en) * 2014-01-30 2016-12-27 Silicon Laboratories Inc. Pseudo-constant frequency control for voltage converter
US9941798B2 (en) * 2014-02-14 2018-04-10 Infineon Technologies Austria Ag Switched-mode power conversion
CN103944385B (zh) * 2014-03-24 2016-06-01 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种超低静态功耗的控制电路、控制方法及开关型调节器
JP2017509305A (ja) * 2014-03-25 2017-03-30 アイディーティー・ヨーロッパ・ゲゼルシャフト・ミト・ベシュレンクテル・ハフツング ダイナミック電圧スケーリングを有する電力変換装置
US20150278681A1 (en) * 2014-04-01 2015-10-01 Boise State University Memory controlled circuit system and apparatus
US9214862B2 (en) * 2014-04-17 2015-12-15 Philips International, B.V. Systems and methods for valley switching in a switching power converter
US9584005B2 (en) 2014-04-18 2017-02-28 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating output currents of power conversion systems
CN103956905B (zh) 2014-04-18 2018-09-18 昂宝电子（上海）有限公司 用于调节电源变换系统的输出电流的系统和方法
CN104022648B (zh) * 2014-04-23 2017-01-11 成都芯源系统有限公司 开关变换器及其控制电路和控制方法
DE102014208066A1 (de) * 2014-04-29 2015-10-29 Continental Teves Ag & Co. Ohg Verfahren zur Stromregelung einer induktiven Last
US10348200B2 (en) * 2014-06-02 2019-07-09 Intel Corporation Digital current sensor for on-die switching voltage regulator
EP2953248A1 (en) * 2014-06-06 2015-12-09 Dialog Semiconductor GmbH Method for a current mode buck-boost converter
EP2952914A1 (en) 2014-06-06 2015-12-09 Dialog Semiconductor GmbH Output current monitoring circuit
US9515553B2 (en) 2014-06-16 2016-12-06 Endura Technologies LLC Transient power control
US9535119B2 (en) * 2014-06-30 2017-01-03 Intel Corporation Duty cycle based timing margining for I/O AC timing
US9614476B2 (en) 2014-07-01 2017-04-04 Qorvo Us, Inc. Group delay calibration of RF envelope tracking
CN104113196B (zh) * 2014-07-04 2016-10-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 辅助启动方法及辅助启动电路及应用其的降压变换器
US10003265B2 (en) * 2014-07-28 2018-06-19 Rohm Co., Ltd. Switching power supply device
US9356577B2 (en) * 2014-08-12 2016-05-31 Freescale Semiconductor, Inc. Memory interface receivers having pulsed control of input signal attenuation networks
JP6368196B2 (ja) * 2014-08-28 2018-08-01 ローム株式会社 降圧ｄｃ／ｄｃコンバータおよびそのコントロールｉｃ、オフィス用通信機器、電動自転車
JP2016054621A (ja) * 2014-09-04 2016-04-14 株式会社東芝 コントローラ及びコンバータ
CN104218646B (zh) * 2014-09-17 2016-03-09 南通钰泰电子科技有限公司 一种移动电源充电电路
US9748843B2 (en) * 2014-09-24 2017-08-29 Linear Technology Corporation DCR inductor current-sensing in four-switch buck-boost converters
TWI549409B (zh) * 2014-10-03 2016-09-11 立錡科技股份有限公司 電壓轉換控制器以及電壓轉換控制方法
US20160099643A1 (en) * 2014-10-06 2016-04-07 Texas Instruments Incorporated Configurable Power Supply Circuit with External Resistance Detection
US9471077B2 (en) 2014-10-30 2016-10-18 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Method to pre-set a compensation capacitor voltage
WO2016071733A1 (en) * 2014-11-04 2016-05-12 Synaptive Medical (Barbados) Inc. Mri guided radiation therapy
JP6426444B2 (ja) * 2014-11-18 2018-11-21 ローム株式会社 スイッチング電源装置
US9819722B2 (en) 2014-12-23 2017-11-14 Dell Products, L.P. System and method for controlling an information handling system in response to environmental events
US9467052B2 (en) 2014-12-23 2016-10-11 Dell Products, L.P. Adaptive control scheme of voltage regulator for light and sinking load operation
US9871444B2 (en) 2014-12-24 2018-01-16 Texas Instruments Incorporated Integrated circuit with configurable control and power switches
CN104660022B (zh) 2015-02-02 2017-06-13 昂宝电子（上海）有限公司 为电源变换器提供过流保护的系统和方法
CN104578326B (zh) * 2015-02-06 2017-09-15 南京矽力杰半导体技术有限公司 控制电路、集成电路、开关型变换器和恒流控制方法
US9685868B2 (en) * 2015-02-10 2017-06-20 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Synchronous rectifier for buck converter without the need for a comparator
PL236355B1 (pl) 2015-04-02 2021-01-11 Celon Pharma Spolka Akcyjna Pochodne 7-(morfolin-4-ylo)pirazolo[1,5-α]pirymidyny jako inhibitory kinazy PI3
US9935553B2 (en) * 2015-04-17 2018-04-03 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Control scheme for hysteretic buck controller with inductor coil current estimation
US11092656B2 (en) 2015-05-12 2021-08-17 Texas Instruments Incorporated Fluxgate magnetic field detection method and circuit
WO2016182206A2 (ko) * 2015-05-13 2016-11-17 주식회사 실리콘웍스 조명 장치 및 그의 구동 회로
US10903745B1 (en) * 2015-05-14 2021-01-26 Maxim Integrated Products, Inc. Average current mode control architecture
US10270334B2 (en) 2015-05-15 2019-04-23 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for output current regulation in power conversion systems
CN106981985B (zh) 2015-05-15 2019-08-06 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源转换系统中的输出电流调节的系统和方法
US9742289B2 (en) * 2015-06-23 2017-08-22 Sanken Electric Co., Ltd. Integrated circuit and switching power-supply device
JP6558977B2 (ja) * 2015-06-24 2019-08-14 ローム株式会社 スイッチング電源装置
US9450492B1 (en) * 2015-06-24 2016-09-20 Infineon Technologies Ag System and method for controlling a duty cycle of a switched-mode power supply
US9912297B2 (en) 2015-07-01 2018-03-06 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power converter circuitry
US9843294B2 (en) 2015-07-01 2017-12-12 Qorvo Us, Inc. Dual-mode envelope tracking power converter circuitry
CN105226943B (zh) * 2015-07-07 2018-07-31 深圳创维－Rgb电子有限公司 电源变换器及开关电源装置
US9755515B2 (en) * 2015-08-04 2017-09-05 Qualcomm Incorporated Switching regulator current sensing circuits and methods
CN107960142B (zh) 2015-08-10 2020-10-09 皇家飞利浦有限公司 用于处理电感器电流的设备和方法
US10116210B2 (en) * 2015-09-04 2018-10-30 Dialog Semiconductor (Uk) Limited DAC servo
US10795391B2 (en) * 2015-09-04 2020-10-06 Texas Instruments Incorporated Voltage regulator wake-up
US10211732B2 (en) * 2015-09-15 2019-02-19 Mediatek Inc. Switched mode power supply circuit for avoiding excessive output current
KR101742760B1 (ko) * 2015-12-10 2017-06-02 연세대학교 산학협력단 직류-직류 변환기
DE102015226252B3 (de) * 2015-12-21 2017-04-06 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Schalterlose kapazitive Hochspannungserfassung
US10069439B2 (en) * 2015-12-22 2018-09-04 Renesas Electronics Corporation Power conversion system, power module, and semiconductor device with diode coupling
CN105553002B (zh) * 2015-12-24 2018-03-20 南通钰泰电子科技有限公司 一种移动电源的充放电管理方法及集成电路
US10027235B2 (en) * 2016-02-02 2018-07-17 Fairchild Semiconductor Corporation Self-tuning adaptive dead time control for continuous conduction mode and discontinuous conduction mode operation of a flyback converter
US11264902B2 (en) * 2016-03-02 2022-03-01 Analog Devices International Unlimited Company Inductor current based mode control for buck-boost converters
US10050555B2 (en) 2016-03-18 2018-08-14 Vertiv Energy Systems, Inc. Power supplies having synchronous and asynchronous modes of operation
JP6730835B2 (ja) * 2016-04-06 2020-07-29 ローム株式会社 過電流検出回路
US10211723B2 (en) * 2016-04-25 2019-02-19 Mediatek Inc. Regulator for DC-DC hybrid-mode power regulation
CN105846653B (zh) * 2016-04-28 2018-06-22 成都芯源系统有限公司 开关变换电路及其控制电路和方法
JP6672063B2 (ja) * 2016-04-28 2020-03-25 エイブリック株式会社 Ｄｃｄｃコンバータ
US9973147B2 (en) 2016-05-10 2018-05-15 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power management circuit
US10551859B2 (en) * 2016-05-17 2020-02-04 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus for overshoot, undershoot and delay reduction of a voltage regulator output by dynamically offsetting a reference voltage
US10886833B2 (en) * 2016-05-24 2021-01-05 Fairchild Semiconductor Corporation Inductor current emulation for output current monitoring
KR101876027B1 (ko) * 2016-06-03 2018-07-06 현대자동차주식회사 친환경 차량의 ｌｄｃ 제어 장치 및 그 방법
US9948185B2 (en) * 2016-06-10 2018-04-17 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Fast-transient switching converter with type III compensation
US10170986B2 (en) * 2016-06-22 2019-01-01 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Hybrid buck
US10468984B2 (en) 2016-07-01 2019-11-05 Dialog Semiconductor (Uk) Limited DC-DC switching converter with adaptive voltage positioning combined with digital-to-analog converter servo
US10348286B2 (en) * 2016-07-06 2019-07-09 Delta Electronics, Inc. Waveform conversion circuit for gate driver
CN106208697B (zh) * 2016-08-08 2019-03-22 成都芯源系统有限公司 升压降压型开关功率变换器及其控制电路和控制方法
KR20180019806A (ko) * 2016-08-16 2018-02-27 삼성전자주식회사 종단 장치로부터 제공되는 부트 업 명령어에 기초하여 부팅 동작을 수행하도록 구성되는 전자 장치
US10020732B2 (en) * 2016-08-25 2018-07-10 Silanna Asia Pte Ltd Power converter having low power operating mode
US10360485B2 (en) * 2016-08-29 2019-07-23 Integrated Device Technology, Inc. Circuits and systems for low power magnetic secure transmission
CN106230249B (zh) * 2016-09-09 2018-12-14 杰华特微电子（杭州）有限公司 一种ac/dc转换电路的控制方法及控制模块
DE102016217857A1 (de) 2016-09-19 2018-03-22 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Spitzenstromservo
US20180091051A1 (en) * 2016-09-23 2018-03-29 Apple Inc. Control and Detection of Average Phase Current in Switching DC-DC Power Converters
US10236773B2 (en) * 2016-09-30 2019-03-19 Cypress Semiconductor Corporation Low quiescent current DC-to-DC converter with increased output voltage accuracy
CN106374748A (zh) * 2016-10-09 2017-02-01 昂宝电子（上海）有限公司 Buck变换器及其控制方法
DE102016221863B4 (de) * 2016-11-08 2020-02-27 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Schaltleistungsversorgung
US10164535B2 (en) * 2016-11-23 2018-12-25 Texas Instruments Incorporated Cycle-by-cycle peak current limiting in current mode buck/boost converters
DE102016123515B4 (de) * 2016-12-06 2019-02-07 Universität Paderborn Strommesseinrichtung sowie Verfahren zur Messung eines elektrischen Stromes in einem Stromleiter
US10320292B2 (en) * 2016-12-27 2019-06-11 Rohm Co., Ltd. Phase compensation circuit and DC/DC converter using the same
TWI605676B (zh) * 2017-01-26 2017-11-11 新唐科技股份有限公司 切換式電容直流對直流轉換器電路及其產生方法
US9853548B1 (en) * 2017-02-06 2017-12-26 Alpha And Omega Semiconductor Incorporated Accurate high-side current emulation with auto-conversion for smart power stage applications
US20170201170A1 (en) * 2017-03-26 2017-07-13 Ahmed Fayez Abu-Hajar Method for generating highly efficient harmonics free dc to ac inverters
US10274986B2 (en) 2017-03-31 2019-04-30 Qualcomm Incorporated Current-controlled voltage regulation
TWI720196B (zh) * 2017-05-10 2021-03-01 力智電子股份有限公司 直流對直流控制器及其控制方法
US10840806B2 (en) * 2017-05-25 2020-11-17 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Preventing sub-harmonic oscillation with clock delay compensation, in a DC-DC switching converter
US20180364285A1 (en) * 2017-06-14 2018-12-20 Anatoly Gelman Voltage regulator with time-aware current reporting
US10523119B2 (en) 2017-07-05 2019-12-31 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Compensation ramp offset removal
US10461633B2 (en) * 2017-07-07 2019-10-29 The Regents Of The University Of Colorado, A Body Corporate DC-to-DC drivers with high resolution dimming
DE102017213052B4 (de) * 2017-07-28 2019-10-31 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Leistungsumsetzer
US10367416B2 (en) 2017-08-02 2019-07-30 Motorola Solutions, Inc. Method and system for maintaining output voltage regulation of a non-synchronous switching regulator providing voltage supply to a main load
US10719110B2 (en) * 2017-08-09 2020-07-21 Apple Inc. In-system power usage measurement
AT520392B1 (de) * 2017-09-04 2020-08-15 Avl List Gmbh Energiespeicheremulator und Verfahren zur Emulation eines Energiespeichers
TWI634728B (zh) * 2017-09-08 2018-09-01 茂達電子股份有限公司 運作於脈衝省略模式的控制電路及具有其之電壓轉換器
KR102420491B1 (ko) * 2017-09-14 2022-07-13 엘지디스플레이 주식회사 전력제어집적회로와 이를 이용한 유기발광 표시장치 및 그 구동방법
CN109560699B (zh) * 2017-09-25 2023-11-03 恩智浦美国有限公司 具有过冲保护的dc-dc电力转换器
US9979285B1 (en) * 2017-10-17 2018-05-22 Crane Electronics, Inc. Radiation tolerant, analog latch peak current mode control for power converters
JP6855998B2 (ja) * 2017-10-18 2021-04-07 株式会社オートネットワーク技術研究所 車載用の半導体スイッチ装置及び車載用電源装置
US11005367B2 (en) * 2017-10-23 2021-05-11 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Boost spread-spectrum technique in pulse skip mode with fixed frequency clock reference
CN107945755B (zh) * 2017-11-21 2020-10-09 深圳市华星光电技术有限公司 脉宽调制集成电路及显示装置
JP6477845B1 (ja) * 2017-12-08 2019-03-06 ミツミ電機株式会社 電池制御回路
US10601323B2 (en) 2017-12-15 2020-03-24 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Peak current detection for compensating errors in a power converter
KR102551916B1 (ko) * 2017-12-29 2023-07-05 엘지디스플레이 주식회사 전력제어집적회로와 이를 이용한 유기 발광 표시 장치 및 그 구동방법
US10263523B1 (en) * 2018-01-25 2019-04-16 Silicon Laboratories Inc. Programmable pulse time limit for switching DC-DC converters
TWI650922B (zh) * 2018-02-07 2019-02-11 新唐科技股份有限公司 具保護電路之半橋電路驅動晶片及其保護方法
WO2019166072A1 (de) * 2018-02-27 2019-09-06 Siemens Aktiengesellschaft Halbbrücke mit leistungshalbleitern
KR102579294B1 (ko) * 2018-03-02 2023-09-18 현대자동차주식회사 차량용 저전압 직류 변환장치 및 그 제어방법
US10476437B2 (en) 2018-03-15 2019-11-12 Qorvo Us, Inc. Multimode voltage tracker circuit
TWI654823B (zh) * 2018-04-03 2019-03-21 杰力科技股份有限公司 電壓轉換裝置
US10601226B2 (en) * 2018-04-04 2020-03-24 Bloom Energy Corporation Advanced uninterruptable power module controller and method of operating same
CN108390550B (zh) * 2018-04-18 2020-02-18 电子科技大学 一种控制导通时间的调整电路
TWI742282B (zh) * 2018-05-16 2021-10-11 力智電子股份有限公司 直流-直流轉換電路及其控制方法
CN110504821A (zh) 2018-05-17 2019-11-26 力智电子股份有限公司 直流转直流控制器
TWI692922B (zh) * 2018-05-21 2020-05-01 瑞鼎科技股份有限公司 應用於直流-直流轉換系統之緩啟動控制電路
CN108646842B (zh) * 2018-07-10 2023-04-28 成都信息工程大学 一种适用于带隙基准源的无过冲软启动电路
EP3599474B1 (en) * 2018-07-26 2021-09-01 ABB Schweiz AG Dc metering device and method
CN110854802B (zh) * 2018-08-20 2022-06-28 纬联电子科技(中山)有限公司 过电流保护电路以及其方法
US10879803B2 (en) * 2018-08-28 2020-12-29 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus to provide adaptive compensation in buck converters or other switched mode power supplies
CN109194133A (zh) * 2018-09-04 2019-01-11 广州得元电力科技有限公司 电源系统
DE102018123814A1 (de) * 2018-09-26 2020-03-26 Elmos Semiconductor Aktiengesellschaft Verfahren zum Betreiben eines Treibers mit einem zeitgesteuerten Nachladen der Bootstrapkapazität und Unterscheidungsmöglichkeit zwischen unzureichender Bootstrap-Kapazitätsnachladung und Kurzschlussfehlerfall
DE102018123812A1 (de) * 2018-09-26 2020-03-26 Elmos Semiconductor Aktiengesellschaft Treiber mit spannungsgesteuertem Nachladen der Bootstrap-Kapazität
DE102018123808A1 (de) * 2018-09-26 2020-03-26 Elmos Semiconductor Aktiengesellschaft Treiber mit spannungsgesteuerter Unterscheidungsmöglichkeit zwischen Bootstrap-Kapazitätsnachladung und Kurzschlussfehlerfall
CN109067151A (zh) * 2018-09-26 2018-12-21 东莞华贝电子科技有限公司 一种驱动电压动态调整电路及驱动电压动态调整方法
CN109194326B (zh) * 2018-10-09 2023-11-03 成都铱通科技有限公司 一种提高线性稳压电源电源抑制比的电路
US10925131B2 (en) * 2018-10-19 2021-02-16 Wirepath Home Systems, Llc Predictive lighting control using load current slew rate for power switching
CN111162658A (zh) 2018-11-06 2020-05-15 恩智浦美国有限公司 电压变换器的零电流检测器
CN109950946B (zh) * 2019-01-29 2023-12-15 苏州智浦芯联电子科技股份有限公司 离线式单边稳压控制系统的跳频控制电路
US10931201B2 (en) 2019-02-04 2021-02-23 Analog Devices International Unlimited Company Dead-time supply voltage compensation
TWI686045B (zh) * 2019-02-13 2020-02-21 新唐科技股份有限公司 零電流偵測系統
US10666139B1 (en) 2019-02-27 2020-05-26 Analog Devices International Unlimited Company Switching regulator with proportional-integral (PI) control compensation network clamp
CN109905016B (zh) * 2019-03-22 2023-09-29 中国电子科技集团公司第十四研究所 一种高压功率pmosfet驱动电路
CN109980925B (zh) * 2019-04-15 2021-08-17 南京融芯微电子有限公司 谷底电流控制的dcdc转换器加快动态响应的方法
US10958168B2 (en) 2019-05-30 2021-03-23 Qualcomm Incorporated Techniques for controlling a single-inductor multiple-output (SIMO) switched-mode power supply (SMPS)
US11070132B2 (en) * 2019-06-07 2021-07-20 Analog Devices International Unlimited Company Slope compensation method for DC-DC converter
US10999905B2 (en) * 2019-06-18 2021-05-04 Semiconductor Components Industries, Llc Current control for power converter
US11050347B2 (en) * 2019-07-01 2021-06-29 Nxp Usa, Inc. Dynamic enhancement of loop response upon recovery from fault conditions
US10778099B1 (en) * 2019-07-23 2020-09-15 Texas Instruments Incorporated Boost-back protection for power converter
CN110557106B (zh) * 2019-08-14 2023-09-05 成都芯源系统有限公司 一种开关单元关断保护电路及保护方法
US10965215B2 (en) * 2019-08-15 2021-03-30 Microchip Technology Incorporated Constant on-time buck converter with calibrated ripple injection having improved light load transient response and reduced output capacitor size
US11695330B2 (en) * 2019-09-11 2023-07-04 Analog Devices International Unlimited Company Method to reduce the common-mode EMI of a full bridge converter using sampling common-mode feedback
US11223272B2 (en) * 2019-09-13 2022-01-11 Semiconductor Components Industries, Llc Uninterrupted current sense
US11563378B2 (en) * 2019-09-16 2023-01-24 Texas Instruments Incorporated Seamless DCM-PFM transition for single pulse operation in DC-DC converters
US10845833B1 (en) * 2019-10-15 2020-11-24 Texas Instruments Incorporated Method and system for buck converter current re-use for minimum switching frequency pulse-skip operation
KR20210072526A (ko) 2019-12-09 2021-06-17 삼성전자주식회사 모니터링 회로의 시험을 위한 회로 및 그것의 동작 방법
TWI728588B (zh) * 2019-12-11 2021-05-21 茂達電子股份有限公司 固定導通時間電源轉換器的電流偵測電路及方法
US11258363B2 (en) * 2019-12-12 2022-02-22 Texas Instruments Incorporated Switched mode power supply control topology
US10992231B1 (en) * 2019-12-17 2021-04-27 M3 Technology Inc. Buck-boost converter and control method
KR20210081076A (ko) 2019-12-23 2021-07-01 삼성전자주식회사 주파수 제한 회로 및 이를 포함하는 dc-dc 컨버터
CN111198590B (zh) * 2019-12-26 2022-02-18 苏州浪潮智能科技有限公司 一种服务器供电低温控制的方法及装置
WO2021134752A1 (en) * 2020-01-02 2021-07-08 Texas Instruments Incorporated Current mode dc-dc converter
WO2021134745A1 (en) 2020-01-02 2021-07-08 Texas Instruments Incorporated Adjustable power save mode threshold for switching converter
US11139738B2 (en) * 2020-01-06 2021-10-05 Shenzhen GOODIX Technology Co., Ltd. Current load based mode control for converter circuit
CN111162661B (zh) * 2020-01-14 2021-09-03 上海南芯半导体科技有限公司 一种双向开关电源的控制电路和方法
JP7399739B2 (ja) 2020-02-19 2023-12-18 ローム株式会社 スイッチング電源装置
US11323022B2 (en) 2020-05-28 2022-05-03 Nxp B.V. System for controlling inductor current of boost converter
US20210399639A1 (en) * 2020-06-15 2021-12-23 The Regents Of The University Of Michigan Cycle-by-cycle digital control of dc-dc converters
FR3113139B1 (fr) * 2020-07-30 2022-11-25 St Microelectronics Rousset Comparateur de tension
US11121713B1 (en) 2020-08-14 2021-09-14 Analog Devices, Inc. Boosted switch drivers for high-speed signal switching
US11675378B2 (en) 2020-09-14 2023-06-13 Sony Semiconductor Solutions Corporation Low-dropout regulator architecture with undershoot mitigation
CN114189133A (zh) * 2020-09-15 2022-03-15 力智电子股份有限公司 电源转换器的控制电路
CN114597897A (zh) * 2020-12-03 2022-06-07 台达电子工业股份有限公司 电能质量补偿装置及其控制方法
EP4016829A1 (de) * 2020-12-17 2022-06-22 Siemens Aktiengesellschaft Stromrichter und verfahren zum betrieb eines stromrichters
CN112737333B (zh) * 2020-12-28 2022-04-08 航天东方红卫星有限公司 一种卫星用高转换效率的二次电源
CN114696578A (zh) 2020-12-31 2022-07-01 上海晶丰明源半导体股份有限公司 功率变换器及其控制电路
KR102399072B1 (ko) * 2021-01-12 2022-05-17 서울시립대학교 산학협력단 트랜스컨덕턴스 개선 회로, 이를 포함하는 스위치 제어 회로 및 dc-dc 컨버터
US20220312568A1 (en) * 2021-03-25 2022-09-29 Semiconductor Components Industries, Llc Methods and systems of detecting faults in circuits driving average-current loads
US11627273B2 (en) * 2021-03-30 2023-04-11 Omnivision Technologies, Inc. Current steering ramp compensation scheme and digital circuit implementation
US20230031749A1 (en) * 2021-07-30 2023-02-02 Texas Instruments Incorporated Compensation slope adjustment in voltage converter
US11452184B1 (en) * 2021-09-28 2022-09-20 Stmicroelectronics S.R.L. Average current control circuit and method
US11582843B1 (en) 2021-09-28 2023-02-14 Stmicroelectronics S.R.L. Average current control circuit and method
US11622429B1 (en) 2021-09-28 2023-04-04 Stmicroelectronics S.R.L. QR-operated switching converter current driver
US11923762B2 (en) * 2021-11-30 2024-03-05 Texas Instruments Incorporated Power converters with reduced ripple voltage
WO2023122639A1 (en) * 2021-12-23 2023-06-29 Vitesco Technologies USA, LLC Power factor correction circuit and method
CN113991990B (zh) * 2021-12-28 2022-03-08 深圳市永联科技股份有限公司 一种开关电源的调节方法及装置
US11716024B2 (en) * 2021-12-29 2023-08-01 Reed Semiconductor Corp. Deadtime control scheme for improving buck converter light load efficiency
CN114362490B (zh) * 2021-12-30 2024-05-07 杭州春来科技有限公司 四极杆电源驱动电路
CN114679040B (zh) * 2022-03-25 2024-04-26 西安电子科技大学 一种限流保护电路
US20240030811A1 (en) * 2022-07-25 2024-01-25 Shaoxing Yuanfang Semiconductor Co., Ltd. Emulating current flowing through an inductor driven by a combination of high-side switch and a low-side switch in a switching converter
US20240036086A1 (en) * 2022-07-26 2024-02-01 Nxp Usa, Inc. Dual current sensing
CN115395775A (zh) * 2022-09-30 2022-11-25 苏州英威腾电力电子有限公司 一种斜坡补偿电路以及一种pwm调制电路
CN115562417B (zh) * 2022-10-08 2024-05-07 上海类比半导体技术有限公司 压摆率调整电路、方法及芯片
FR3141293A1 (fr) * 2022-10-20 2024-04-26 Pfeiffer Vacuum Equipement industriel électrique comprenant un accessoire déporté
CN116131606B (zh) * 2023-04-18 2023-07-25 晶艺半导体有限公司 用于开关变换器的控制电路、系统及方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060145675A1 (en) * 2005-01-06 2006-07-06 Solomon Systech Limited. Programmable inductor current control for DC-DC converters

Family Cites Families (102)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US222688A (en) * 1879-12-16 Improvement in grain-separators
JPH02247708A (ja) * 1989-03-22 1990-10-03 Canon Inc 電源回路
JPH06121535A (ja) * 1992-10-02 1994-04-28 Toko Inc Ａｃ−ｄｃコンバータ
US5339021A (en) * 1993-02-24 1994-08-16 Analog Devices, Inc. Cascaded resistance ladder attenuator network
US5399914A (en) * 1993-10-18 1995-03-21 Allegro Microsystems, Inc. High ratio current source
US5808455A (en) * 1996-11-13 1998-09-15 Micro Linear Corporation DC-to-DC converter having hysteretic current limiting
US6268755B1 (en) * 1997-11-04 2001-07-31 Texas Instruments Incorporated MOSFET predrive circuit with independent control of the output voltage rise and fall time, with improved latch immunity
JP3779056B2 (ja) * 1998-01-30 2006-05-24 富士通株式会社 電圧発生回路、及び、ｄ／ａ変換回路
US6049300A (en) * 1998-03-11 2000-04-11 Lucent Technologies Inc. Differential resistor-string digital to analog converter
US6294947B1 (en) * 1998-05-29 2001-09-25 Agere Systems Guradian Corp. Asymmetrical current steering output driver with compact dimensions
US6154067A (en) * 1998-08-05 2000-11-28 Adaptec, Inc. Methods of and apparatus for monitoring the termination status of a SCSI bus
US6166528A (en) * 1999-11-02 2000-12-26 Fairchild Semiconductor Corporation Lossless current sensing in buck converters working with low duty cycles and high clock frequencies
TW512578B (en) * 2000-03-21 2002-12-01 Int Rectifier Corp Inductor current synthesizer for switching power supplies
US6373266B1 (en) * 2000-03-31 2002-04-16 Agere Systems Guardian Corp. Apparatus and method for determining process width variations in integrated circuits
US6433717B1 (en) * 2000-05-31 2002-08-13 Cygnal Integrated Products, Inc. D/A resistor strings with cross coupling switches
US6331768B1 (en) * 2000-06-13 2001-12-18 Xicor, Inc. High-resolution, high-precision solid-state potentiometer
US6377032B1 (en) * 2000-07-20 2002-04-23 Semtech Corporation Method and apparatus for virtual current sensing in DC-DC switched mode power supplies
US6396252B1 (en) * 2000-12-14 2002-05-28 National Semiconductor Corporation Switching DC-to-DC converter with discontinuous pulse skipping and continuous operating modes without external sense resistor
JP4104835B2 (ja) * 2001-04-25 2008-06-18 富士通株式会社 Ｄ／ａ変換回路
US6366070B1 (en) * 2001-07-12 2002-04-02 Analog Devices, Inc. Switching voltage regulator with dual modulation control scheme
US6456050B1 (en) * 2001-11-05 2002-09-24 Dan Agiman Virtual frequency-controlled switching voltage regulator
FR2835664B1 (fr) * 2002-02-04 2004-04-16 St Microelectronics Sa Procede de generation d'une rampe de tension aux bornes d'un condensateur, et dispositif electronique correspondant, en particulier pour une alimentation a decoupage d'un telephone mobile cellulaire
US7042203B2 (en) * 2002-06-04 2006-05-09 Koninklijke Philips Electronics N.V. DC-DC converter
JP3818231B2 (ja) * 2002-07-12 2006-09-06 株式会社デンソー 電源回路
TW576007B (en) * 2002-09-20 2004-02-11 Richtek Technology Corp Semi-simulating current sensing apparatus and method for switching mode DC/DC power source converter
TW588489B (en) * 2002-11-14 2004-05-21 Richtek Technology Corp Over-current protection apparatus and method of switching type regulator
US7249267B2 (en) * 2002-12-21 2007-07-24 Power-One, Inc. Method and system for communicating filter compensation coefficients for a digital power control system
US6841977B2 (en) * 2003-03-03 2005-01-11 Astec International Limited Soft-start with back bias conditions for PWM buck converter with synchronous rectifier
US20040174152A1 (en) * 2003-03-04 2004-09-09 Hwang Jeffrey H. Pulse-skipping switching power converter
JP3670653B2 (ja) * 2003-04-21 2005-07-13 株式会社東芝 Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御回路、及び、ｄｃ−ｄｃコンバータ
KR20120018825A (ko) * 2003-05-07 2012-03-05 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 평균 암페어수 조절 방법 및 ｌｅｄ 전류 제어 회로
US6853174B1 (en) * 2003-08-11 2005-02-08 Micrel, Inc. Selective high-side and low-side current sensing in switching power supplies
EP1508957A1 (en) * 2003-08-22 2005-02-23 Alcatel System for controlling the energy flow in an energy conversion system
US7019507B1 (en) * 2003-11-26 2006-03-28 Linear Technology Corporation Methods and circuits for programmable current limit protection
US7030596B1 (en) * 2003-12-03 2006-04-18 Linear Technology Corporation Methods and circuits for programmable automatic burst mode control using average output current
US6982610B2 (en) * 2004-02-19 2006-01-03 Texas Instruments Incorporated Termination impedance tuning circuit
US7250746B2 (en) * 2004-03-31 2007-07-31 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Current mode switching regulator with predetermined on time
EP1587208A1 (en) * 2004-04-14 2005-10-19 Infineon Technologies AG Buck converter with low loss current measurement
US7372238B1 (en) * 2004-04-29 2008-05-13 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for step-down switching voltage regulation
US7615981B2 (en) * 2004-06-09 2009-11-10 O2Micro International Limited Boost converter with enhanced control capabilities of emulating an inductor current
JP2006050888A (ja) * 2004-07-02 2006-02-16 Rohm Co Ltd 電源装置、それを用いた電力増幅装置、携帯電話端末
US7235955B2 (en) * 2004-07-26 2007-06-26 Intersil Americas Inc. Method and apparatus for preventing boosting system bus when charging a battery
CN101917116B (zh) * 2004-08-30 2013-03-27 美国芯源系统股份有限公司 控制dc/dc开关式电压调节器中短路电流的方法和设备
JP4472490B2 (ja) * 2004-10-28 2010-06-02 パナソニック株式会社 半導体集積回路およびそのトリミング方法
US7135841B1 (en) * 2004-11-10 2006-11-14 National Semiconductor Corporation Emulated inductor current automatic correction without knowledge of actual inductor current ramp for emulated peak control mode PWM
US7161333B2 (en) * 2004-12-08 2007-01-09 Linear Technology Corporation System and method for determining load current in switching regulators operable in pulse skipping mode
US7211992B2 (en) * 2004-12-08 2007-05-01 Kiawe Forest Llc Adaptive digital voltage regulator with Bresenham sequence generator
US7109904B2 (en) * 2004-12-21 2006-09-19 Exar Corporation High speed differential resistive voltage digital-to-analog converter
JP4671275B2 (ja) * 2005-01-26 2011-04-13 ルネサスエレクトロニクス株式会社 電源制御装置、電源用電子部品及び電源装置
JP2006262646A (ja) * 2005-03-17 2006-09-28 Ricoh Co Ltd 降圧型スイッチングレギュレータ
JP4203490B2 (ja) * 2005-03-24 2009-01-07 パナソニック株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
WO2006102930A1 (en) * 2005-04-01 2006-10-05 Freescale Semiconductor, Inc. Electronic switch circuit, converter and method of operation
US7595615B2 (en) * 2005-04-05 2009-09-29 Texas Instruments Incorporated Systems and methods for providing over-current protection in a switching power supply
DE102005022337A1 (de) * 2005-05-13 2006-11-23 Texas Instruments Deutschland Gmbh Spannungsgesteuerte Stromquelle
US20060261794A1 (en) * 2005-05-17 2006-11-23 May Marcus W Method & apparatus for DC-DC regulation with improved transient function
US7400127B2 (en) * 2005-05-23 2008-07-15 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Method for regulating an output signal and circuit therefor
US7425819B2 (en) * 2005-06-16 2008-09-16 Microsemi Corporation Slope compensation circuit
JP4689377B2 (ja) * 2005-07-08 2011-05-25 ローム株式会社 降圧型スイッチングレギュレータおよびその制御回路ならびにそれを用いた電子機器
CN101356719B (zh) * 2005-08-23 2012-06-27 联发科技股份有限公司 对电压切换调节器中在控制回路间切换时的转换行为的改进
US7541857B1 (en) * 2005-12-29 2009-06-02 Altera Corporation Comparator offset cancellation assisted by PLD resources
US7283079B2 (en) * 2006-01-03 2007-10-16 Analog Devices, Inc Digital to analog converter having a single cyclic resistor string and multiple current sources
DE102006007477B4 (de) * 2006-02-17 2012-02-16 Infineon Technologies Ag Signalverarbeitungseinrichtung mit einem Verzögerungskompensator
TWI310124B (en) * 2006-04-24 2009-05-21 Ind Tech Res Inst Power supply apparatus
US8797010B2 (en) * 2006-04-27 2014-08-05 Aivaka, Inc. Startup for DC/DC converters
US7733671B2 (en) * 2006-06-23 2010-06-08 Mediatek Inc. Switching regulators
US7498791B2 (en) * 2006-07-13 2009-03-03 Global Mixed-Mode Technology Inc. Reverse current preventing circuit and method
US7990120B2 (en) * 2006-08-04 2011-08-02 Linear Technology Corporation Circuits and methods for adjustable peak inductor current and hysteresis for burst mode in switching regulators
JP4045292B1 (ja) * 2006-08-10 2008-02-13 株式会社リコー 同期整流型スイッチングレギュレータ、同期整流型スイッチングレギュレータの制御回路及び同期整流型スイッチングレギュレータの動作制御方法
US7471072B2 (en) * 2006-10-16 2008-12-30 Semtech Corporation Switched mode power supply having variable minimum switching frequency
JP2008172905A (ja) * 2007-01-11 2008-07-24 Ricoh Co Ltd 半導体装置
JP2008206239A (ja) * 2007-02-17 2008-09-04 Seiko Instruments Inc 半導体装置
JP4902390B2 (ja) * 2007-02-17 2012-03-21 セイコーインスツル株式会社 カレント検出回路及び電流モード型スイッチングレギュレータ
US20080224677A1 (en) * 2007-03-13 2008-09-18 International Rectifier Corporation Dead time trimming in a co-package device
TW200840190A (en) * 2007-03-26 2008-10-01 Richtek Techohnology Corp Circuit and method for soft start of a switch-mode voltage converter
US7598715B1 (en) * 2007-04-04 2009-10-06 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for reverse current correction for a switching regulator
TW200841565A (en) * 2007-04-04 2008-10-16 Richtek Techohnology Corp Device for detecting zero current applied in switching regulator and method thereof
GB2448741A (en) * 2007-04-26 2008-10-29 Cambridge Semiconductor Ltd Current sensing and overload protection of a switch mode power converter
GB0710155D0 (en) * 2007-05-26 2007-07-04 Bamford Excavators Ltd Working machine
US7812585B2 (en) * 2007-05-29 2010-10-12 Linear Technology Corporation Advanced current-mode control for switched regulators
US7683594B2 (en) * 2007-06-01 2010-03-23 International Rectifier Corporation Intelligent dead time control
US20080303493A1 (en) * 2007-06-11 2008-12-11 Pacifictech Microelectronics, Inc. Boost regulator startup circuits and methods
TW200849785A (en) * 2007-06-15 2008-12-16 Ind Tech Res Inst DC-DC converter
US7906948B2 (en) * 2007-07-23 2011-03-15 Intersil Americas Inc. Threshold voltage monitoring and control in synchronous power converters
TW200906056A (en) * 2007-07-27 2009-02-01 Niko Semiconductor Co Ltd Pulse width modulation controller applied to a switch-mode regulator
ATE501545T1 (de) * 2007-08-20 2011-03-15 Austriamicrosystems Ag Gleichstromwandleranordnung und verfahren zur gleichstromwandlung
US7528590B2 (en) * 2007-10-01 2009-05-05 Silicon Laboratories Inc. DC/DC boost converter with pulse skipping circuitry
JP5303910B2 (ja) * 2007-11-20 2013-10-02 株式会社リコー スイッチングレギュレータ
US8129972B2 (en) * 2007-12-05 2012-03-06 Analog Devices, Inc Single integrator sensorless current mode control for a switching power converter
US7679341B2 (en) * 2007-12-12 2010-03-16 Monolithic Power Systems, Inc. External control mode step down switching regulator
JP4720821B2 (ja) * 2007-12-14 2011-07-13 ミツミ電機株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータおよび電源制御用半導体集積回路
US7843183B2 (en) * 2007-12-20 2010-11-30 Texas Instruments Incorporated Real time clock (RTC) voltage regulator and method of regulating an RTC voltage
US7880531B2 (en) * 2008-01-23 2011-02-01 Micron Technology, Inc. System, apparatus, and method for selectable voltage regulation
US7915871B2 (en) * 2008-01-25 2011-03-29 Pacifictech Microelectronics, Inc. Systems and methods for DC to DC conversion with current mode control
US7560972B1 (en) * 2008-01-29 2009-07-14 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus to reduce propagation delay of circuits
US8067929B2 (en) * 2008-03-03 2011-11-29 Intersil Americas, Inc. High-side sensing of zero inductor current for step down DC-DC converter
US7952900B2 (en) * 2008-04-16 2011-05-31 Analog Devices, Inc. H-bridge buck-boost converter
US8405369B1 (en) * 2008-05-06 2013-03-26 Volterra Semiconductor Corporation Scaling charge delivery in discontinuous mode switching regulation
US7986135B2 (en) * 2008-05-13 2011-07-26 L&L Engineering, Llc Method and systems for conduction mode control
JP5422922B2 (ja) * 2008-05-29 2014-02-19 富士電機株式会社 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータの逆流防止回路
TW201001117A (en) * 2008-06-20 2010-01-01 Richtek Technology Corp Output current detection device of voltage regulator and method thereof
WO2010002906A2 (en) * 2008-06-30 2010-01-07 Monolithic Power Systems, Inc. Voltage converters
US7929323B2 (en) * 2008-09-26 2011-04-19 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for pre-charging power converters and diagnosing pre-charge faults

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060145675A1 (en) * 2005-01-06 2006-07-06 Solomon Systech Limited. Programmable inductor current control for DC-DC converters

Also Published As

Publication number Publication date
US20110018588A1 (en) 2011-01-27
GB2482424A (en) 2012-02-01
GB0912745D0 (en) 2009-08-26
WO2011010142A2 (en) 2011-01-27
GB201118383D0 (en) 2011-12-07
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GB2483002B (en) 2012-05-16
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GB2472113B (en) 2011-10-26
TW201108580A (en) 2011-03-01
CN102498653B (zh) 2015-09-30
GB201113554D0 (en) 2011-09-21
GB2472115B (en) 2011-10-19
GB0918793D0 (en) 2009-12-09
GB2472115A (en) 2011-01-26
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GB2472111B (en) 2012-01-11
GB2472111A (en) 2011-01-26
US20110050185A1 (en) 2011-03-03
GB2472112B (en) 2011-12-07
GB0918791D0 (en) 2009-12-09
GB2486827B (en) 2013-05-08
US20110018516A1 (en) 2011-01-27
GB0918788D0 (en) 2009-12-09
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GB2483003B (en) 2012-05-23
GB2472112A (en) 2011-01-26
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GB2482424B (en) 2012-08-01
GB201118384D0 (en) 2011-12-07
EP2457317B1 (en) 2018-09-19
GB2483003A (en) 2012-02-22
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GB0918784D0 (en) 2009-12-09
GB0918790D0 (en) 2009-12-09
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GB2472113A (en) 2011-01-26
US20110018515A1 (en) 2011-01-27
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WO2011010151A3 (en) 2011-05-12
WO2011010143A2 (en) 2011-01-27
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