TWI491157B

TWI491157B - 直流對直流轉換器及其控制方法、功率管理積體電路、電子裝置

Info

Publication number: TWI491157B
Application number: TW099123927A
Authority: TW
Inventors: Andrew Notman; Mark Mccloy-Stevens; Douglas James Wallace Macfarlane; Holger Haiplik
Original assignee: Wolfson Microelectronics Plc
Priority date: 2009-07-22
Filing date: 2010-07-21
Publication date: 2015-07-01
Also published as: WO2011010142A3; US20110050185A1; GB0918788D0; US20110018588A1; GB0912745D0; GB2472112A; EP2457317A2; GB201113554D0; GB201118384D0; US20110018516A1; GB2472113B; GB2472111B; US8513933B2; WO2011010141A2; GB2472115A; GB2472111A; WO2011010151A3; GB2486827A; GB0918784D0; US8729880B2

Description

直流對直流轉換器及其控制方法、功率管理積體電路、電子裝置

本發明係關於電壓轉換器，尤其是直流對直流或切換電壓調節器，以及用於控制此等調節器的方法與設備。

一般在電子設備中，以及就快速移動區段而言，譬如可攜式消費者裝置，譬如移動電話、MP3播放器等等，會有強化的推力來使用最新的處理器技術以增加該裝置能力與特徵組，同時減少功率與成本。當下一代處理器開始變為可用時，它們必須從比上一代處理器更低的電壓來操作，以便允許在製程特徵尺寸中還原的使用，亦即，W/L，其係允許更大程度的整合，使得在減少晶片尺寸、減少晶片成本與減少功率耗損方面是有利的。基本上，此等處理器可經由直流對直流電壓轉換器來供電，其係提供調節電壓到處理器。

該趨勢會造成直流對直流轉換器的兩個設計挑戰，以提供這些應用：一個由低電壓值的選擇所感應；另一個則藉由在變化以後的電池技術滯後，以降低電感器供應電壓。

(I)在所有普遍盛行的處理器負載與電池情況之下-按絕對價值計算-處理器供應電壓的減少需要對直流對直流轉換器輸出電壓非常緊繃的控制。假如對處理器供應電壓的控制不充分的話，那麼欠壓或過壓的問題將會發生；兩者均同樣地不受歡迎。

(Ⅱ)因為電池終端電壓明顯地下降，且直流對直流轉換器的工作週期係由V_OUT /V_IN 比率所產生，因此工作週期則必須減少。結合小外部元件之期望，其係會將直流對直流轉換器推向高操作頻率，以造成在亦即傳導、時間上的極短切換器。由於電晶體特徵尺寸縮小所負擔之切換速率的增加，其係在正常下對功率切換沒有用，因為界面元件必須被定等級為電池電壓。

因為功率切換器的小傳導週期難以被控制(即、準時)，所以使用傳統峰值電流模式控制方法、以足夠準確度來控制低處理器輸出電壓的困難度則會變得增加。谷值電流模式(VCM)係為所提出之一種控制直流對直流轉換器的替代方法。此種直流對直流迴路控制方法，其係將輸入電晶體控制在關閉時間，亦即非傳導時間，而不是開啟時間。就必要的低工作週期而言，非傳導時間比傳導時間更長，如此因此會更容易地被控制。同樣地，VCM已知可提供固有的較高帶寬與改善的暫時反應。

因此，本發明之目的係為提供直流對直流轉換器的改善控制。

因此，根據本發明提供有一種直流對直流轉換器，其係包含：一電感器，其係在操作上被連接在一第一節點與一輸出節點之間；一高側切換器，其係在操作上被連接於一高側供應輸入節點與該第一節點之間；一低側切換器，其係在操作上被連接於一低側供應輸入節點與該第一節點之間；切換控制電路，其係可被操作來控制該高側切換器的開啟，其係依據指示電感器中電流流動的至少一第一訊號與指示該輸出節點上電壓與一目標電壓之間差的一第二訊號的比較，其係並且可被操作使得該低側切換器可在高側切換器開啟以前被關閉；其中，在高側與低側切換器兩者均關閉時的週期內，切換控制電路包含用來模仿電感器電流變化的模仿電路。

本發明態樣的直流對直流轉換器因此具有一電感器，其係被連接到連接於高與低側供應切換器之間的一第一節點。高與低側供應切換器係為任何適當的切換器，譬如功率切換器，分別例如P型金屬氧化半導體場效電晶體與N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器，其係在使用上用來連接到高與低側供應器，例如電壓輸入V_IN 與接地。該切換器可受到切換控制電路的控制，以依據指示電感器中電流流動的至少一第一訊號與指示輸出節點上電壓與一目標電壓之間差之一第二訊號的比較，來控制該高側切換器的開啟。換言之，直流對直流轉換器係可在一電流模式控制中操作，在此代表電感器電流的訊號會與從轉換器電壓輸出得到的臨界值相比較，以控制工作週期。那些熟諳該技藝者將理解到，一或更多的額外訊號，例如斜率補償斜波訊號，其係可在補償以前被添加到一或兩個電流或電壓訊號。

切換控制電路可被操作以控制高側供應切換器的開啟。當指示出電感器中電流的第一訊號達到第二訊號所提供的臨界值時，亦即，電壓誤差訊號，(包括任何斜率補償訊號或類似者)，高側切換器會被開啟。以此方式，轉換器的工作週期會被控制。該轉換器可以所謂的谷值電流模式控制來操作。將理解到的是，本發明態樣的轉換器可在谷值電流模式控制中操作，但它卻可同樣地在其它模式中操作，假如需要的話，譬如峰值模式。

在本發明的此種實施例中，該切換控制電路可被操作，使得該低側切換器可在高側切換器開啟以前被關閉。這意味著在工作週期中會有一週期，在此高與低側切換器兩者會被關閉。這可被視為〝不連續切換模式〞，其係因為在切換器操作中有不連續性。

藉由在高側切換器開啟以前將低側切換器關閉，可得到效率節約，其係將於稍後有詳細說明。不管怎樣，在切換器兩者均關閉的週期內，轉換器的電流模式控制係難以得到。本發明的此種實施例因此包含在當高側與低側切換器兩者均關閉的週期內用來模擬電感器電流變化的模擬電路。在電感器電流中的模擬變化可藉由控制何時開啟高側切換器的切換控制電路來使用，且在電感器電流中的模擬變化則可在第一與第二訊號的相較之下被使用。因此，甚至在當切換器安排情形關閉的時候，亦即高側與低側切換器關閉的時候，轉換器的電流模式控制仍會被保存。該切換控制電路包含當低側切換器開啟時用來從低側切換器的電性決定電感器之電流的電流感應電路，且其中該電流感應電路的輸出包含當低側切換器開啟時的第一訊號。

流經低側切換器以及因而經過電感器的電流，其係可當低側切換器開啟時它的電性所決定。就電晶體切換器而言，譬如N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器，電晶體的源極-汲極電壓係與流經該通道的電流成正比，而且這可使用當作第一訊號的基礎，雖然電流感應電路可將從源極-汲極電壓得到的訊號修正，亦即調整或調節到更適當的位準。藉由使用低側切換器的電性以得到指示出電感器電流的第一訊號，沒有任何額外的感應電阻器是必要的。將理解到的是，使用感應電阻器以允許電感器電流的感應，其係會將相關的電阻性損耗引入轉換器的操作內。因此，本發明提供一種無損的電流模式控制。然而，當低側切換器關閉時，該切換器的電性則不再被使用於得到電感器電流。然而，在兩切換器關閉的週期內，模擬電路則會模擬電感器電流的改變，因此模擬的電流變化則可當低側切換器關閉時被使用。本發明的此實施例因此允許無損的電流感應，但卻可當低側切換器關閉時維持電流迴路的控制。

該切換控制電路包含臨界值監控電路，其係用來當低側切換器開啟時從低側切換器的電性決定電感器中的電流，以及監控電感器電流與臨界值的相對情形，且其中該切換控制電路會被安排，以當達到臨界值時將低側切換器關閉。

假如在電感器中的電流下降到一預定臨界值的話，臨界值監控電路則用來將低側功率供應切換器關閉。當低側切換器開啟的時候，在電感器中的電流則會穩定地下降，直到第一與第二訊號的比較情形會造成高側切換器開啟－以及因而低側切換器關閉。然而在一些操作情況中，在相當低的負載電流需求量上，在高側切換器開啟以前，電感器電流將下降到零而且隨後變為負。在電感器中電流的此種反轉意味著電流將從該負載流出(亦即.,從輸出電容器流出)並且流到低側供應器。當經由高側供應器所事先供應的電荷是減效浪費時，這會無效。當電感器電流達到臨界值位準時，藉由將低側切換器設定為關閉，至少一些負或反轉電感器電流流動的週期會被避免。該臨界值可被設定在零電流，但是傳播延遲與類似物則意味著在達到臨界值的電感器電流與實際上被關閉的低側切換器之間會有延遲。在此時間內，電感器電流可進一步被減少，亦即是，反轉電流會開始。該臨界值因此較佳地被設定在正位準，使得在電感器中的電流流動方向反轉以前，低側切換器會被關閉。較佳地，臨界位準會被儘可能設定地很低，以允許電壓偏位與傳播延遲，以確保電感器電流沒有將方向反轉。然而，在一些應用中，小的電流反轉則可被容忍。臨界值位準可被固定或可被架構並且可在操作時被改變，其係取決於轉換器的操作情況，譬如目標輸出電壓。

當低側切換器關閉時，該模擬電路係為用來模擬電感器電流變化的任何電路。如稍後詳細的解釋，當譬如N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器的低側切換器關閉時，當電流仍在電感器中流動時，電流將仍流經一平行路徑。例如，該電流可流經一結合切換器的寄生二極體。此電感器電流流動經依據輸出電壓、電感器的電感與平行路徑的特性，以特定速率來減少。該模擬電路會模擬電感器電流的此種變化。該模擬電路包含當低側切換器關閉時用於供應模擬電流訊號的電路。因此，當低側切換器開啟時，指示出電感器中電流的第一訊號會包含電流感應電路的輸出。當低側切換器關閉時，第一訊號可代替模擬電路所產生的訊號。

當此一方法可能的時候，在不同訊號之間切換會由於確保平順轉變的問題而不是較佳的方法。

在一種實施例中，該模擬電路包含一保持電路，其係用來在低側切換器關閉以前保持電感器中電流流動的值。在電感器中的電流流動可在低側切換器開啟的週期內被決定，其係例如藉由以上所說明的電流感應電路。因此，該切換器的電性，例如源極-汲極電壓，其係被使用來決定電感器電流。當低側供應切換器關閉時，此特性不再被使用來決定電感器電流，而且如此，該訊號的現有值會被保持固定。此保持電流訊號可當作參考，其係並且意味著只有電感器電流的變化程度，而不是絕對值，需要被模擬。

模擬電路因此會將時間改變偏位引入到第一與第二訊號內，以代表電感器電流中的變化。在一種實施例中，該模擬電路包含用來產生第一斜波訊號的電路，亦即，隨著時間改變的訊號，以及當低側切換器關閉時，用來將第一斜波訊號供應到具有該斜波訊號之第一訊號與第二訊號至少其中一個的構件。在比較以前，該斜波訊號可被施加到第一訊號或第二訊號。因此，第一訊號包含具有負斜波之電感器電流的保持值，其係被施加使得第一訊號能夠模擬真實的電感器電流。或者，該斜波訊號係為被施加到第二訊號的正斜波。在另一安排情形中，第一斜波訊號可被施加到第一與第二訊號的任一者，且第二斜波訊號可被施加到第一與第二訊號的另一者，其中在第一與第二斜波訊號之間的差會對應電感器電流中的模擬變化。

在一種實施例中，直流對直流轉換器包含一斜率補償電路，其係用來在比較之前將一斜率補償斜波訊號(或訊號)施加到第一與第二訊號的其中一者或兩者。斜率補償係為避免次諧震盪的已知技術。在本發明的一種實施例中，在斜率補償斜波被施加到第一與/或第二訊號以前，第一斜波訊號會被施加到斜率補償斜波。熟諳該技藝者將理解到，將第一斜波訊號施加到斜率補償斜波訊號，隨後將其施加到第一與/或第二訊號，其係與將第一斜波訊號直接施加到第一或第二訊號具有相同的效果。將第一斜波訊號施加到斜率補償斜波訊號，其係將改變斜率補償斜波訊號的斜率。在一種實施例中，斜率補償電路包含用來產生第一斜波訊號的電路，其係並且被架構來產生具有對應斜率補償斜波訊號之第一斜率或者對應結合第一斜波訊號之斜率補償信號之第二斜率的輸出訊號。換句話說，用來產生第一斜波訊號的電路係為部份的斜率補償電路，其係並且用來改變輸出訊號的斜率。

當低側切換器關閉時電感器電流的變化率通常等於(V_OUT +Φ)/L，在此V_OUT 係為現有的輸出電壓，Φ係為結合平行電流路徑的電壓降，例如結合二極體電壓的電壓降，且L係為電感器的電感。當低側切換器關閉時，電感器電流因此基本上會更快速地減少。第一斜波訊號因此具有等於或大約(V_OUT +Φ)/L的斜率量值。在第一斜波訊號結合斜波補償訊號之處，將理解的是，此斜率指的是僅僅從包含斜率補償訊號之輸出中的斜率變化。假如電感器電流中的變化是藉由施加不同斜波訊號到第一與第二訊號來模擬的話，那麼此斜率指的是所結合訊號所產生之斜波的斜率。然而，估計該斜率是比較輕易的，且在一種實施例中，第一斜波訊號的斜率係為V_OUT +Φ/L。此斜率以輕微的不準確度來模擬電感器電流中的變化。然而，此模擬變化將產生良好的性能，其係並且可更輕易地實際實施，在此該輸出電壓是可程式化的。

在電感器電流達到零以前將低側切換器關閉時，電流會流經一平行路徑，譬如在以上所說明的體部二極體。然而，最終，電感器電流將達到零，且當體部二極體沒有在另一方向上傳導時，不會有任何進一步的電流流動。因此，在電感器電流中將不會有任何進一步的變化，直到高側切換器開啟為止。較佳地，因此，當電感器電流實質為零時，第一斜波訊號的斜波化會停止。換句話說，一旦電感器電流實質為零的話，斜波訊號的斜率會改變以具有斜度零。雖然該斜波訊號的斜波化在此點停止，亦即，斜率改變到零，但是，在一些實施例中，將斜波訊號值保持在當電感器電流達到零時的任何值則是必要的。例如，在保持電流訊號被使用當作第一訊號的一實施例中，該斜波訊號會以在比較時電流分佈的有效值會隨著時間減少的此種方式被施加。當電感器電流達到零時，來自斜波訊號的分佈因此會有效地補償保持電流訊號的值。在此點上之斜波訊號的值因此會被維持，以持續補償該保持電流訊號的值。

達到零的電感器電流可使用保持電流值與第一斜波訊號來決定，亦即當具有第一斜波訊號之斜率的訊號達到保持電流值位準時，可假定電感器電流為零。然而，在一個實施例中，電感器電流為零的事實可直接被檢測。同時，低側切換器仍將傳導經過體部二極體，第一二極體則將保持在電壓位準，其係等於接地以下的二極體電壓。一旦電感器電流停止的話，第一節點將會飛高。該轉換器因此包含一電路，其係用來在低側切換器關閉以後檢測第一節點何時穿過電壓臨界值。電壓臨界值係為零電壓，或者它是小正電壓。用於檢測第一節點何時穿過電壓臨界值的電路輸出，其係因此被使用當作一種指示，以停止第一斜波訊號的斜波化。

將理解到的是，假如在高側切換器開啟以前第一斜波訊號的斜波化停止的話，這是因為電感器電流達到零並且將不會有所改變直到高側切換器開啟為止。因此，在此體系中的模擬電路會模擬電感器電流，其係正常下沒有電流。

應該注意的是，所說明的本發明實施例可被應用到直流對直流轉換器，在此該切換循環係藉由適當時脈循環的時脈邊緣所定義。時脈脈衝的適當邊緣，亦即，引導或拖曳邊緣可被使用來起始一循環，且隨後脈衝的相同邊緣則可被使用來定義下一循環的起始(以及因此目前循環的終點)。此直流對直流轉換器允許由時脈訊號所固定的固定頻率操作。

一種替代性與共同方法係為使用固定開啟時間的轉換器。在此一轉換器中，低與高側切換器其中一個的開啟時間會維持固定。例如，在谷值模式固定開啟時間轉換器中，高側切換器的開啟時間會被固定。因此，高側切換器會被開啟，以用於一固定週期的時間，並且隨後關閉，且低側切換器會開啟。當谷值電流達到電壓誤差所設定的臨界極限時，低側切換器會關閉，且高側切換器會再度開啟以用於固定的開啟時間。切換頻率因此一般由固定開啟時間的持續期間以及輸入與輸出電壓V_IN 與V_OUT 所定義。就任何已知固定開啟時間而言，在連續傳導模式中的切換頻率將隨著輸出電壓的增加或輸入電壓的減少來增加。

以上所說明的本發明實施例可被應用到固定頻率轉換器與固定開啟時間轉換器。然而，允許固定頻率操作的直流對直流轉換器會提供許多優點於固定開啟時間轉換器。在固定頻率上的操作意味著，該操作頻率係為事先已知，且使用直流對直流轉換器之裝置的設計者會將此考慮在內。因此，由於直流對直流轉換器之切換頻率的干擾則可被避免，且線性濾波器或凹口濾波器與類似物則可用切換頻率的知識來設計並使用於該裝置中，以減少干擾。再者，在具有數個固定頻率直流對直流轉換器的裝置中，用於轉換器的時脈訊號可被調整相位，以減少全部被合併的輸入電流漣波，亦即，以安排一種轉換器的高側開啟時間在另一轉換器的高側關閉時間內或至少重疊地發生。這可減少在供應輸入電容器的壓力以及一般供應的峰值電流需要。

在本發明的較佳實施例中，因此，轉換器係為切換循環由時脈訊號之時脈邊緣所定義者。熟諳該技藝者當然將會理解到該轉換器可被設計來以超過一個的不同切換頻率來操作，且適當頻率在用途上可藉由選擇一適當的時脈訊號來選擇。例如，轉換器可以依據第一時脈訊號的第一固定頻率或者依據第二時脈訊號的第二固定頻率來操作。這會允許該轉換器對著暫態性能來平衡效率。熟諳該技藝者將瞭解更高的切換頻率意味著更多的切換耗損，但一般而言則是更佳的暫態性能。在較低的電流負載上，暫態性能係為較小的問題，且該頻率可被切換到較低的頻率時脈訊號，以改善頻率。然而，在任一情形中，可能的操作頻率會事先已知，並且由第一與第二時脈訊號所固定，並且不會根據負載的小變化來連續變化。

熟諳該技藝者亦將理解到，通常可將小數量的微振施加到時脈訊號以稍微改變切換頻率。這是已知的改變，然而，其係(一般)卻可經由時脈訊號的事先安排變化來得到。再者，該裝置設計者將理解到將被施加的微振程度，且該切換頻率將被維持在由微振數量所定義的小組範圍內。如在此說明書中所使用的，施加到切換頻率之固定頻率一詞，應該意指，該切換頻率依據時脈訊號的時脈邊緣被控制，其係包括被微振的時脈訊號。

假如在將高側切換器開啟與將高側切換器關閉之間的週期小於第一時間週期的話，該切換控制電路可被操作，以避免在一循環中將高側切換器開啟。在本發明實施例中的直流對直流轉換器因此可被安排，以避免在一循環中高側切換器的開啟。此操作模式被視為脈衝跳躍模式。本發明的此實施例依據最小傳導時間來實施脈衝跳躍模式。

如以上所說明，在固定頻率谷值電流模式轉換器中，該切換頻率可由相關的時脈邊緣所定義。同樣如以上所討論的，在操作上，在對應時脈邊緣的循環開始時，低側切換器會開啟。在該循環內，切換控制電路會將低側切換器關閉，且同時或稍後，會依據電流與電壓迴路控制將高側切換器開啟。該循環會結束，且高側切換器會關閉，以對應下一相關時脈循環，其係亦可使下一循環開啟。

然而，假如高側切換器試著朝向恰好循環的端點來開啟的話(例如，假如該迴路控制需要非常小工作週期的話)，使高側切換器在必要的短時間開啟並於隨後在下一循環開始時正確地關閉，其係為不可能的。因此，為了避免在非常短開啟週期控制高側切換器的問題，以及同樣地利用在脈衝跳躍模式中固有的省電優點，在本發明的此實施例中，假如持續維持直到現在循環結束/下一循環開始的時間小於第一時間週期，亦即是在將高側切換器開啟與將高側切換器關閉之間的週期小於第一時間週期的話，該高側切換器並不會被開啟。假如在達到該循環終點的此時間週期以前，高側切換器已經沒有開啟的話，那麼該高側切換器則不會在所有循環上被開啟，因此該轉換器則會開始脈衝跳躍。

該切換控制電路因此包含第一計時器電路，其係用來產生第一禁止訊號，在下一循環開始以前，第一禁止訊號會在實質等於第一時間週期的一時間週期內禁止高側切換器開啟。

第一計時器電路包含用來接收輸入時脈訊號的一輸入、用來產生延遲時脈訊號的一延遲、以及用來依據輸入時脈訊號以產生第一禁止訊號的電路。藉由產生延遲時脈訊號，其係可被使用來定義該循環週期，在下一循環開始以前的時間則可被準確地知道。

在脈衝跳躍模式中，當高側切換器在一循環中沒有被開啟時，低側切換器則會在下一循環中維持關閉。

該切換控制電路進一步包含第二計時器電路，其係用來決定在起始一循環的一時脈邊緣以及達到零之電感器電流之間的持續時間，其中假如該持續時間小於第二時間週期的話，該切換控制電路則可被操作，以避免該低側切換器在隨後的循環中開啟。

假如電流需求量降到足夠低的話，在電感器電流由於傳播延遲與類似情形而反轉以前的一循環中將低側切換器關閉是不可能的，亦即，在當低側切換器開啟之循環開始時的電流則不會如此低，以致使電流能夠在低側切換器關閉以前掉到零以下。在本發明的此種實施例中，因此假如電感器電流在時脈邊緣以後的第二時間週期以前達到零的話(其係代表循環開始，而且其係潛在地將低側切換器開啟)，低側切換器可避免在隨後的循環中開啟。因此，高側切換器可在一循環中開啟，但是低側切換器仍會在下一循環中維持關閉。如以上所說明的，當低側切換器關閉的時候，電流會流經一平行路徑，譬如N型金屬氧化半導體場效電晶體體部二極體，但是此電流將不會反轉。此操作模組因此可避免電感器電流實質為負。低側切換器可避免在恰好下一循環中開啟，但是假如在下一循環，轉換器已經切換到脈衝跳躍模式的話(以及因此高側切換器不會被開啟)，低側切換器無論如何將不會開啟。較佳地，因此其係為低側切換器開啟的下一循環，亦即，在高側切換器開啟以後的下一循環，當低側切換器被禁止開啟時。

直流對直流轉換器可在將高側切換器開啟以前將低側切換器關閉的第一模式中以及在當高側切換器開啟時僅僅將低側切換器關閉的第二模式中操作。換句話說，該轉換器可如以上所說明或在強迫連續傳導模式中操作，在此，當轉換器可操作時，高側切換器與低側切換器的其中一者將總是開啟。

根據本發明這些實施例所設計的直流對直流轉換器因此提供一轉換器，該轉換器可被控制在低負載電流需求量並且提供高效率。考慮一降壓轉換器，其係具有分別藉由P型金屬氧化半導體場效電晶體與N型金屬氧化半導體場效電晶體而在供應V_IN 與接地之間切換的電感器。在高或中電流需求量下，包含平均元件與漣波的電感器電流，其係在每一循環仍維持在零以上。這稱為連續傳導模式(CCM)。當負載電流需求量減少時，使效率因素能夠改變控制是有利的，使得在電感器中的電流能夠在部份的每一循環內達到零，以避免漣波大到足以造成電感器中電流的反轉。這稱為不連續電流模式(DCM)。在甚至較低的負載電流上，〝脈衝跳躍〞仍是有利的。

這些種種模式呈現不同的控制問題與動態，且重要的是能夠在模式之間無縫地轉變，而不會在轉換期間內出現暫態。本發明的此態樣提供一種控制機制，該控制機制會得到這些效率優勢並且維持對轉換器之電流迴路的控制。

本發明的另一態樣提供有一種控制直流對直流轉換器的方法，包含在操作上被連接於一第一節點與一輸出節點之間的一電感器；在操作上被連接於一高側供應輸入節點與第一節點之間的一高側切換器；以及在操作上被連接於一低側供應輸入節點與第一節點之間的一低側切換器；該方法包含：依據指示電感器中電流流動的至少一第一訊號與指示輸出節點上電壓與一目標電壓之間差之一第二訊號之間的比較，來控制該高側切換器的開啟；在開啟高側切換器以前將低側切換器關閉；以及在高側與低側切換器兩者均關閉時的週期內模仿電感器電流的變化。

本發明的此方法提供所有相同的優點，其係並且可被使用於如參考本發明第一態樣所說明的所有相同實施例中。

在本發明的另一態樣中，提供有直流對直流轉換器，其係包含：一電感器，其係被連接於一第一節點與一輸出節點之間；一P型金屬氧化半導體場效電晶體切換器，其係在操作上被連接於一電壓輸入節點與該第一節點之間；一N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器，其係在操作上被連接於一接地輸入節點與該第一節點之間；控制電路，其係可被操作以依據指示電感器中電流流動的至少一電流感應訊號與指示輸出節點上電壓與一希望電壓之間差之一電壓誤差訊號之間的比較，來控制該P型金屬氧化半導體場效電晶體切換器的開啟，其係並且可被操作使得在P型金屬氧化半導體場效電晶體切換器開啟以前，N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器可被關閉；其中該控制電路包含在當P型金屬氧化半導體場效電晶體與N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器兩者均關閉時的一週期內用來模擬電感器電流變化的電路。

在本發明的仍另一態樣中，提供有直流對直流轉換器，其係包含：一電感器，其係在操作上連接於一第一節點與一輸出節點之間；一高側切換器，其係在操作上連接於一高側供應輸入節點與該第一節點之間；一低側切換器，其係在操作上連接於一低側供應輸入節點與該第一節點之間；以及切換控制電路，其係可被操作來控制在谷值電流模式中的高與低側切換器，使得低側切換器可在高側切換器開啟以前被關閉。

該切換控制電路包含模仿電路，其係用來當高與低側切換器兩者均被關閉時模仿電感器電流中的變化。

在本發明的進一步態樣中，一種直流對直流轉換器，其係包含可呈一模式來操作的高側供應切換器與低側供應切換器，在此，在高側供應切換器開啟以前低側供應切換器會被關閉，其中在該模式中，該高側供應切換器的開啟係依據模仿電流訊號來控制。

本發明的另一態樣係關於一種控制包含高側供應切換器與低側供應切換器之直流對直流轉換器的方法，該方法包含在將高側供應切換器開啟以前將該低側供應切換器關閉，並且依據一模仿電流訊號來控制該高側供應切換器的啟動。

在本發明的另一態樣中，提供有一種直流對直流轉換器，其係包含高側供應切換器、低側供應切換器與谷值電流模式控制器，其係具有在連續切換模式與不連續切換模式之間的連續轉變，在連續切換模式中，高側切換器會當低側切換器關閉時開啟，在不連續切換模式中，低側切換器會在高側切換器開啟以前關閉。

本發明的這些態樣使用在不隔離互補式金屬氧化物半導體製程上對電流感應的〝無損〞方法來解決與在DCM中電流訊號損耗有關的問題，其係並且提供在CCM與DCM之間無縫的轉換。本發明的這些態樣同樣維持在極低輸出電流情況下對反饋迴路以及在谷值電流模式控制下之脈衝跳躍模式的控制。

起因於當切換器關閉且電流流經平行路徑時電感器電流資訊與反饋損耗所造成的震盪問題，其係藉由保持電流資訊同時將切換器關閉並且產生指示電流斜率的斜波訊號來解決。一般而言，本發明態樣係關於產生一訊號，其係指示出當切換器關閉時在電感器中之電流隨著時間的變化。代表電感器中電流變化的此種訊號可被使用於一比較步驟，該比較步驟可被使用來決定何時控制直流對直流轉換器的切換。

直流對直流轉換器係為一谷值電流模式直流對直流轉換器。該平行路徑係為N型金屬氧化半導體場效電晶體大容量二極體。該斜波可被添加到感應訊號或添加到調節器斜波訊號。該補償係為V_OUT /L或更準確地(V_OUT +Φ)/L。輸出台與/或控制迴路可被整合。該轉換器可被使用於功率需求量改變的系統中，可能是譬如手機或MP3播放器的可攜帶裝置。

本發明的一種態樣係關於一種直流對直流轉換器，其係具有用來控制電感器輸入的切換器安排情形，例如一P型金屬氧化半導體場效電晶體切換器，其係被連接於電壓輸入與電感器的輸入節點之間，以及一N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器，其係被連接於電感器的輸入節點與接地之間(或者可能地一些其它參考電壓)。該轉換器具有當切換器安排情形的切換器關閉時用來代表電感器電流的電路。用來代表電感器電流的電路，其係包含用來當任一個切換器(例如N型金屬氧化半導體場效電晶體)關閉時保持代表電流之值的電路。該轉換器包括當切換器安排情形關閉時用來模擬電感器電流變化的電路。該模擬電流可被使用來決定該切換器安排情形何時開啟(例如，P型金屬氧化半導體場效電晶體)。

在本發明的另一態樣中，其係為一種操作直流對直流轉換器的方法，其中控制電感器輸入之切換器安排情形的切換器(例如,P型金屬氧化半導體場效電晶體)操作，其係依據代表電感器電流之電流訊號與電壓誤差反饋訊號的比較(依據直流對直流輸出電壓與參考訊號之間的差)，其中，在一操作模式中，該切換器安排情形會被關閉(例如，N型金屬氧化半導體場效電晶體與P型金屬氧化半導體場效電晶體兩者會關閉)且其中該模擬電流斜率會被添加到使用於該比較中的至少一個訊號。

本發明的此態樣允許直流對直流轉換器在從CCM至DCM模式的連續轉變中操作，或者反之亦然。

方便地，N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器的輸出電壓可被使用來決定零穿越時間。然而，一般而言，本發明的此態樣係關於避免電流反轉的構件，尤其是在假如順向電流持續時間小於第一持續時間之下，用來決定N型金屬氧化半導體場效電晶體之順向電流持續時間以及避免N型金屬氧化半導體場效電晶體在下一循環中開啟的電路。

根據本發明進一步(第十)態樣，提供有直流對直流轉換器，其係包含：一電感器，其係在操作上連接於一第一節點與一輸出節點之間；一高側切換器，其係在操作上連接於一高側供應輸入節點與該第一節點之間；一低側切換器，其係在操作上連接於一低側供應輸入節點與該第一節點之間；切換控制電路，其係用來控制該等切換器，其中該切換控制電路包含第一監控電路，其係用來決定在高側切換器關閉與電感器電流達到零之間的第一週期是否小於臨界時間週期，其中假如在一工作週期中的第一週期小於臨界時間週期的話，那麼切換控制電路則會禁止低側切換器在隨後的循環中開啟。

本發明此態樣的直流對直流轉換器，如那些以上所說明的，具有一電感器，其係被連接到連接於高與低側供應切換器之間的第一節點。高與低側供應切換器再度為任何適當的切換器，譬如功率切換器，分別例如是P型金屬氧化半導體場效電晶體與N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器，其係在使用上連接到高與低側供應器，例如電壓輸入V_IN 與接地。

如所述，在操作時，第一節點，亦即電感器的輸入節點，其係基本上會在輸入與輸出電壓所決定之工作週期中的高側供應器與低側供應器之間被切換。在高側切換器開啟的週期內，電感器電流會上升，低側切換器則會在此週期內被關閉，其係並且在低側切換器開啟的週期內下降，而高側切換器則在此週期內關閉。

在電流模式控制中，將代表電感器電流的訊號與從轉換器之電壓輸出所得到的臨界值相比較，以控制該工作週期。熟諳該技藝者將理解一或更多額外的訊號，例如斜率補償斜波訊號，其係可在比較以前被添加到一或兩個電流或電壓訊號。

該轉換器可在峰值電流模式中被控制，在此該電流可在當高側切換器開啟時的週期內被測量，且該比較決定低側切換器何時開啟，亦即，該切換發生於峰值電流。或者，轉換器可在谷值電流模式中被控制，在此該電流可在當低側切換器開啟時(以及因而減少)的週期內被測量，且該比較決定高側切換器何時開啟，亦即，該切換發生於峰值電流。

在任一控制模式中，當低側切換器開啟時，在電感器中的電流會穩定地下降，直到低側切換器關閉為止一其係由於峰值模式控制循環的結束，或者在谷值模式控制中所達到的適當谷值電流。然而，在一些操作情況中，在相當低的負載電流需求量上，電感器電流會下降到零，隨後變為負，亦即，在高側切換器開啟以前，電流流動的方向會反轉。在電感器中的此方向反轉意味著電流可自負載流出(亦即，從輸出電容器流出)並且流到低側切換器。當在經由高側切換器期間內所事先供應的電荷被減效浪費時，這是無效率的。

因此，在一些轉換器中，會有避免低側切換器通過明顯負電流的電路。此電路包含監控流經低側切換器與/或電感器的電流，以便在明顯反轉電流流動以前將切換器關閉。然而，基本上將會有結合此監控電路的傳播延遲，其係將在稍後有詳細說明，且因此，將會有低側切換器所用的最小傳導週期。換句話說，當低側切換器開啟時，其係將會在關閉以前的至少此最小傳導週期內開啟。

在低電流需求量上，電感器電流會足夠低，使得甚至在最小傳導週期內開啟的低側切換器能夠造成反轉的電流流動。

根據本發明的此(第十)態樣，第一監控電路因此可決定在高側切換器關閉與電感器電流達到零之間的第一時間週期是否小於臨界時間週期。此臨界時間週期會被設定為大於以上所述的最小傳導週期。假如在小於此時間臨界週期的週期中，電感器電流真的衰變到零的話，那麼低側切換器會在下一循環中被禁止開啟。

高側切換器的操作不會被影響，且因此高側切換器會根據控制模式被適當地開啟。然而，當高側切換器隨後被關閉時，低側切換器仍將維持關閉。

如先前所提及，假如高或低側切換器的其中一個關閉，且另一個切換器沒有被開啟的話，在電感器中有電流流動時的一點上，那麼電流可持續流經平行路徑，例如結合N型金屬氧化半導體場效電晶體功率切換器的N型金屬氧化半導體場效電晶體體部二極體。稍後將更詳細解釋的是，N型金屬氧化半導體場效電晶體功率切換器通常具有與之結合的一寄生二極體。當N型金屬氧化半導體場效電晶體功率切換器開啟時，寄生二極體事實上不具有任何效果。然而，假如N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器關閉且高側切換器同樣關閉的話，在該電感器中流動的任何電流則可流經N型金屬氧化半導體場效電晶體體部二極體。二極體像往常一樣，電流實質上只在一個方向上流動，且因而此電流將不會反轉。因此，藉由允許電流流經N型金屬氧化半導體場效電晶體體部二極體，電感器電流會衰變到零，但它將不會變為負，亦即，電流流動的方向將不會反轉。此操作模式因此可避免電感器電流實質變為負。

代替依賴與低側切換器結合的固有體部二極體，在一些實施例中，各別的二極體(或其它單向電流裝置)可被明確地平行低側切換器地提供，以當低側切換器關閉時，提供平行路徑與控制電流流動。各別的二極體應該被安排成在假如低側切換器關閉之下(在高側切換器開啟以前)允許順向電流流動，但卻可避免在電感器中的電流反轉。任何適當的二極體，譬如低壓降二極體或蕭特基二極體則可被使用。

如所述，假如在一循環中，在高側切換器關閉與電感器電流達到零之間的第一時間週期小於臨界時間週期的話，那麼低側切換器則會被禁止在隨後的循環中開啟。低側切換器可被避免恰好在下一循環開啟，但是假如轉換器切換到脈衝跳躍操作模式的話，低側切換器無論如何將不會被開啟。稍後將更詳細說明地，在一些情形中，轉換器可在稱為脈衝跳躍模式的一種模式中操作，在此。在一特定循環內，高側切換器不會被開啟。在脈衝跳躍模式中，低側切換器亦會維持關閉。因此則會有在此在高側切換器與因而低側切換器中不被開啟的一或更多循環。

較佳地，假如在高側切換器關閉與電感器電流達到零之間的時間週期小於時間臨界週期，但轉換器隨後進入脈衝跳躍模式的話(因此使在一或更多循環中高側切換器以及因而低側切換器的開啟跳躍)，低側切換器會維持禁止，直到轉換器離開脈衝跳躍模式為止。換句話說，既使有一或更多循環其中高側切換器沒有開啟的話，那麼在高側切換器開啟的下一時間，低側切換器隨後則會被禁止開啟。隨後的循環(其中低側切換器禁止開啟)因此較佳地為下一個，其中，在高側切換器關閉以後，低側切換器可被另外開啟。

將理解的是，循環一詞意指切換循環，其中，在非脈衝跳躍操作模式中以及沒有禁止切換器開啟之處，高側與低側切換器的每一個均將開啟達一時間週期。在本發明的實施例中，該循環可由時脈訊號來定義。時脈脈衝的適當邊緣，亦即，引導或拖曳邊緣可被使用來起始一循環，且隨後脈衝的相同邊緣則可被使用來定義下一循環的起始(以及因而本循環的結束)。此等直流對直流轉換器允許由時脈訊號所固定的固定頻率操作。

允許固定頻率操作的直流對直流轉換器，其係相較於其它操作模式會提供數個優點，譬如固定開啟時間轉換器，在此該操作頻率是可變化的。以固定頻率操作，意味著該操作頻率事先已知，且使用直流對直流轉換器之裝置的設計者可將此考慮在內。因此，由於直流對直流轉換器之切換頻率的干擾則可被避免，且線性濾波器或凹口濾波器與類似物可以切換頻率的知識來設計與使用於該裝置中，以減少干擾。再者，在具有數個固定頻率直流對直流轉換器的裝置中，用於轉換器的時脈訊號可被調整相位，以減少全部被合併的輸入電流漣波，亦即，以安排一轉換器的高側開啟時間在另一轉換器之高側關閉時間內或至少重疊地發生。這可減少在供應輸入電容器的壓力以及一般供應的峰值電流需要。

在本發明的實施例中，因此，轉換器係為切換循環由時脈訊號之時脈邊緣所定義者。熟諳該技藝者當然將會理解到該轉換器可被設計來以超過一個的不同切換頻率來操作，且適當頻率在用途上可藉由選擇一適當的時脈訊號來選擇。例如，轉換器可以依據第一時脈訊號的第一固定頻率或者依據第二時脈訊號的第二固定頻率來操作。這會允許轉換器對著暫態性能來平衡效率。熟諳該技藝者將瞭解更高的切換頻率意味著更多的切換耗損，但一般而言則是更佳的暫態性能。以更低的電流負載，暫態性能係為較小的問題，且該頻率可被切換到較低的頻率時脈訊號，以改善頻率。然而，在任一情形中，可能的操作頻率會被事先已知，並且由第一與第二時脈訊號所固定，並且不會根據負載的小變化而連續變化。

熟諳該技藝者亦將理解到，通常可將小數量的微振施加到時脈訊號以稍微改變切換頻率。這是已知的變化，然而，其係(一般)經由時脈訊號的事先安排變化來得到。再者，該裝置設計者將知道將被施加的微振程度，且該切換頻率將被維持在由微振數量所定義的小組範圍內。如在此說明書中所使用的，施加到切換頻率之固定頻率一詞，應該意指，該切換頻率依據時脈訊號的時脈邊緣被控制，其係包括被微振的時脈訊號。

在峰值電流模式轉換器中，高側切換器的開啟係依據相關時脈循環來控制。因此，在該循環開始時，該高側切換器會被開啟，除非該轉換器是在脈衝跳躍模式，在該情形中，就整個循環而言，兩切換器仍持續關閉。一旦開啟的話，高側切換器隨後會依據電流訊號與電壓誤差的比較(加上任何斜率補償)來關閉。在此點上，低側切換器會開啟，除非並禁止如此進行，而且在任一情況中，直到電感器電流達到零的時間則會與時間臨界週期互相比較。

在谷值電流模式轉換器中，時脈循環會控制低側切換器的開啟。假定高側切換器在先前循環中被開啟的話(亦即，該轉換器並非在脈衝跳躍模式)，那麼該循環的起始會看到低側切換器開啟，除非低側切換器被禁止如此進行。在任一情形中，高側切換器關閉(亦即，先前循環結束)與電感器電流達到零之間的時間會與時間臨界值週期互相比較。高側切換器的開啟係依據電流訊號與電壓誤差的比較(加上任何斜率補償)。

誠如在以上簡短的陳述以及在稍後詳細的解釋，當譬如N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器的低側切換器關閉時，當電流仍在電感器中流動時(其係當高側切換器正好關閉時)，電流仍將流經平行路徑。例如，電流可流經結合N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器的寄生二極體。電感器電流仍將因此流動並將減少(比它使切換器開啟所進行的更快)直到電感器電流達到零為止。然而，寄生二極體將無法在反轉方向中傳導，因此將不會有任何反轉電流，且因而不會有任何效率損失。在一些實施例中，各別二極體可被提供，以提供平行路徑並且提供順向傳導，其係只有當低側切換器關閉且高側切換器沒有開啟的時候。

假如根據本發明態樣所設計之直流對直流轉換器在正常下可操作且電流負載下降的話(以用於固定輸出電壓)，在每一循環中，電感器電流將越來越早達到零。假如需求量持續下降到某一點的話，電感器電流將在小於時間臨界值週期的時間週期中達到零。時間臨界值週期的持續期間係有鑑於特定轉換器的希望最大循環對循環變化來選出，使得達到時間臨界週期之循環中的電感器電流將不會受到任何明顯的反轉。如以上所述，就低側切換器而言，會有實際最小的傳導週期。假如用於低側切換器的理想開啟時間下降到最小傳導週期以下的話，那麼則不可能及時地將低側切換器關閉，並且電流反轉會發生。時間臨界週期會被選擇為比最小傳導週期充分更大，使得該轉換器幾乎不會在比時間臨界值週期更大的一循環中具有低側切換器開啟時間，但是在恰好下一循環中，該時間臨界值週期則會具有比最小傳導週期更短的理想低側切換器開啟時間。

當在比臨界值時間週期更短的時間週期中，電感器電流達到零的時候(從高側切換器關閉)，其係指示出要是電流持續下降的話，電流將幾乎不會反轉。低側切換器因此可在下一循環中被禁止開啟，以避免潛在的電流反轉。本發明的此種實施例因此會有效地搶先避免電流反轉發生的情況。

禁止低側切換器開啟的循環恰好為下一循環，但是如以上所述，在一些轉換器中，會有脈衝跳躍模式，在此高側切換器不會在每一循環中開啟，其係取決於負載。清楚地，假如高側切換器沒有開啟的話，低側切換器則不需要被開啟。然而，要是低側切換器在下一高側切換器傳導週期以後立即開啟的話，電流反轉仍然有可能。因此，該切換控制電路可被安排以禁止低側切換器在高側切換器已經開啟的下一時間以後開啟，亦即，在下一非脈衝跳躍循環中。

該轉換器可在此模式中操作，只要電感器電流在時間臨界值以前達到零的話，就能夠禁止低側切換器在隨後的循環中開啟。只有當操作情況改變，且在時間臨界值週期進行正常操作恢復以後電感器電流達到零時，低側切換器則會當高側切換器關閉時開啟。

如所述，使有效因素避免電感器電流變為負是有利的，亦即在工作週期內從該負載流出。在不禁止低側切換器開啟的循環中，該切換控制電路因此是可操作的，以在高側切換器開啟以前將低側切換器關閉。這意味著，在工作週期中會有一週期，在此高與低側切換器兩者均被關閉。這可視為不連續切換模式，因為在切換器的操作中會有不連續性。該切換控制電路包含第二監控電路，其係用來當低側切換器開啟時從低側切換器的電性決定電感器中的電流流動，並且監控電感器中的電流流動與電流臨界值的相對情形，且其中該切換控制電路可被安排，以當達到電流臨界值時，將低側功率切換器關閉。

流經低側切換器以及因而經過電感器的電流，其係可藉由當低側切換器開啟時它的電性所決定。就電晶體切換器而言，譬如N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器，電晶體的源極汲極電壓與經過通道的電流成正比。藉由使用低側切換器的電性以得到電感器電流，不會需要任何額外的感應電阻器。將理解到的是，純粹允許電感器電流感應之感應電阻器的使用，其係會將相關電阻性耗損以及因而的無效率引入到轉換器的操作內。

藉由當電感器電流達到臨界電流位準時將低側切換器設定在關閉，則可避免負或反轉電感器電流流動的至少部份週期。該臨界值可設定在零電流，但是傳播延遲與類似情形則意味著在達到臨界值的電感器電流與事實上被關閉的低側切換器之間會有延遲。在此時間內，電感器電流會減少，進一步，亦即，反轉電流流動則會開始。該臨界值因此可被較佳地設定為正位準，使得在電感器中之電流將方向反轉以前，低側切換器能夠關閉。較佳地，該臨界值位準可被儘可能設定很低，以允許電壓偏位以及傳播延遲，以確保電感器電流不會將方向反轉。然而，在一些應用中，小電流反轉是可容忍的。該臨界值位準可被固定或可被架構並可依據轉換器的操作情況而在操作上改變，譬如目標輸出電壓。

第一監控電路，亦即，用來監控電感器電流是否在時間臨界值週期以前達到零的電路，其係包含當低側切換器關閉時用來比較第一節點電壓與臨界值電壓的電壓臨界值監控電路。當低側切換器關閉且電感器電流流動時，如以上所述，將會有經過平行路徑的傳導，譬如結合低側切換器的單向切換器。第一節點因此係在低側供應器以下的二極體電壓，例如，在此點上為接地。一旦電感器電流消除的話，該節點將會飛高。因此檢測穿過電壓臨界值之此節點上的電壓，其係可被使用來決定電感器電流何時達到零。該電壓臨界值則可被設定在零伏特。

第一監控電路的種種安排情形係存在。第一監控電路例如包含被架構的第一計時器電路，其係對應高側切換器關閉，以在等於時間臨界值週期的週期內產生一第一輸出訊號，並從那時以後產生第二輸出訊號。例如，計時器電路具有邏輯高或邏輯低輸出。假如該輸出係為邏輯高的話，例如，時間臨界值週期則不會屆滿。因此，該監控電路會包含簡單邏輯安排情形。假如電感器電流達到零的話，例如，電壓臨界值監控電路的輸出會變高，當計時器電路的輸出也同樣高時，會產生禁止的低切換器訊號。這會由及閘安排情形所輕易地實施，雖然熟諳該技藝者將會理解到有許多其它選擇存在。在替代性安排情形中，第一監控電路包含第一計時器電路，其係被架構以決定在高側切換器關閉以後之等於時間臨界值週期的時間上，電感器電流是否達到零，亦即，換句話說，在高側切換器關閉以後之等於第一時間週期的時間上，將電感器電流取樣。

第一計時器電路可被安排，以接收與高側切換控制訊號同步的控制訊號(例如，高側切換控制訊號的複製或從切換驅動器的反饋)，並使用一延遲元件將該控制訊號延遲至少一延遲，其係等於臨界值時間週期。在接收到控制訊號與接收到延遲控制訊號之間的週期，其係可被使用來決定第一時間臨界值週期。然而，其它計時器安排情形亦有可能。斜波訊號可被產生，其係當時間臨界值時間週期結束時會達到一臨界值。計時器可計算充分快速時脈訊號的循環。

第一計時器電路可被替換地安排，以接收與低側控制訊號同步的低側控制訊號(例如，來自切換驅動器之低側切換控制訊號或反饋的複製)，並且將該低側控制訊號延遲至少一延遲，使得在高側切換器關閉與延遲低側控制訊號之間的時間週期能夠實質等於時間臨界值週期。將理解到的是，在高側切換器關閉以後，低側切換器將開啟(假如沒有被禁止如此進行的話)一小段時間。然而，施加到低側控制訊號的延遲可稍微比臨界值時間週期短，其係因為在低側切換器關閉以後在低側切換器開啟時將有一些固有延遲。

然而，將清楚明瞭的是，在低側切換器開啟(或者另外開啟，假如沒有如此禁止的話)的時間以及電感器電流達到零之間的時間週期，其係會以一種監控在高側切換器關閉與電感器電流達到零之間時間的方式來監控。在高側切換器關閉的時間與低側切換器開啟的時間之間，會有一般固定的延遲(或者另外開啟，假如沒有如此禁止的話)。

時間臨界值週期可被固定或可被架構。該週期可被架構，亦即，不同的時間臨界值週期可被選擇，以處理不同的操作情況。

低側切換器係為N型金屬氧化半導體場效電晶體，且高側切換器係為P型金屬氧化半導體場效電晶體。

在一些實施例中，直流對直流轉換器可在谷值模式控制中被操作。該轉換器包含當低側切換器關閉時用來維持電流反饋迴路主動的電路。當低側切換器關閉時用來維持電流反饋迴路主動的電路，其係包含當低側切換器關閉時用來模擬電感器電流之變化的模擬電路。

將理解的是，在低側切換器關閉時的期間內，谷值模式控制使用電感器中的電流來控制切換。然而，在特定環境中，本發明的此態樣禁止低側切換器開啟。在谷值模式控制中，當低側切換器關閉時，轉換器的電流模式控制會難以得到。本發明的此實施例因此包含模擬電路，其係用來在高側與低側切換器關閉的期間內模擬電感器電流的變化。在電感器電流中的模擬變化可藉由切換控制電路來使用，以控制何時開啟高側切換器。

該切換控制電路包含用來當低側切換器開啟時從低側切換器之電性決定電感器中電流的電流感應電路，且其中該電流感應電路的輸出包含當低側切換器開啟時的第一訊號。這提供無損的電流模式控制。然而，當低側切換器關閉時，該切換器的電性則不再被使用來取得電感器電流。然而，當低側切換器關閉時，該模擬電路可模擬電感器電流的變化，且因此，電流的模擬變化可在當低側切換器關閉時被使用。本發明的此種實施例因此允許無損的電流感應，但卻當低側切換器關閉時維持電流迴路的控制。

在一些實施例中，直流對直流轉換器可在峰值模式控制中被操作。

切換控制電路可在脈衝跳躍模式中操作，以避免高側切換器在一循環中開啟。如以上所述，在低操作電流上，跳躍脈衝是有利的，亦即在特定循環中沒有將高側切換器開啟。

在轉換器可在谷值模式控制中被操作之處，在假如將高側切換器開啟與將高側切換器關閉之間的第二時間週期小於第二臨界值時間週期之下，切換控制電路可避免在一循環中將高側切換器開啟。本發明的此實施例係依據最小高側傳導時間來實施脈衝跳躍模式。

切換控制電路包含第二計時器電路，其係用來在造成高側切換器關閉的時脈邊緣以前，就實質等於第二時間臨界值週期的時間週期內，產生禁止高側切換器開啟的禁止訊號。第二計時器電路包含用來接收輸入時脈訊號的一輸入、用來產生延遲時脈訊號的一延遲、以及用來依據輸入時脈訊號來產生禁止訊號的電路。

在直流對直流轉換器的一種實施例中，轉換器的循環頻率是一定的。然而，本發明實施例可應用在可變的頻率轉換器以及/或者施加微振到時脈循環的轉換器。

根據本發明這些實施例所設計的直流對直流轉換器因此提供一種可控制在低負載電流需求量以及提供高效率的轉換器。考慮一個大量轉換器，其係具有分別藉由P型金屬氧化半導體場效電晶體與N型金屬氧化半導體場效電晶體夾於供應V_IN 與接地之間的一電感器。在高或中電流需求量之下，由平均元件與漣波組成的電感器電流則會於每一循環持續在零以上。這稱為連續傳導模式(CCM)。當負載電流需求量減少時，使效率因素能夠改變控制則是有利的，使得在電感器中的電流能夠在部份的每一循環變為零，以避免漣波大到足以造成電感器中電流的反轉。這稱為不連續電流模式(DCM)。在甚至較低的負載電流上，〝脈衝跳躍〞仍是有利的，如此在一些循環中，P型金屬氧化半導體場效電晶體切換器不會將電感器重新充電，但這卻可導致不希望的行為。

在本發明的另一態樣中，提供有一種控制直流對直流轉換器的方法，包含在操作上被連接於一第一節點與一輸出節點之間的一電感器；在操作上被連接於一高側供應輸入節點與該第一節點之間的一高側切換器；以及在操作上被連接於一低側供應輸入節點與該第一節點之間的一低側切換器；該方法包含：監控在高側切換器關閉與電感器電流達到零之間的第一時間週期是否小於臨界值時間週期，且在此，在一工作週期中的第一時間週期會小於臨界值時間週期，而切換控制電路則會禁止低側切換器在隨後的循環中開啟。

本發明的此種方法提供所有相同優點，其係並且可被使用於參考本發明第一態樣來說明的所有相同實施例中。

在本發明的另一態樣中，提供有一種直流對直流轉換器，其係包含：一P型金屬氧化半導體場效電晶體切換器，其係在操作上被連接於一電壓輸入節點與第一節點之間；一N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器，其係在操作上被連接於一接地輸入節點與第一節點之間；控制電路，其係可被操作來控制該等切換器，其中該切換控制電路會檢測出在P型金屬氧化半導體場效電晶體切換器關閉與在第一節點之電壓達到零之間的第一時間週期是否小於時間臨界值，其中假如第一時間週期小於臨界時間週期的話，該切換控制電路可避免N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器在下一循環中開啟。

在本發明的進一步態樣中，有提供一種直流對直流轉換器，其係包含：一電感器，其係在操作上連接於一第一節點與一輸出節點之間；一高側切換器，其係在操作上連接於一高側供應輸入節點與該第一節點之間；一低側切換器，其係在操作上連接於一低側供應輸入節點與該第一節點之間；切換控制電路，其係可被安排來監控在高側切換器關閉與該第一節點上電壓達到零之間的時間，且假如該監控時間小於第一時間臨界值的話，可避免低側切換器隨後在將高側切換器開啟的下一時間開啟。

在另一態樣中，本發明提供直流對直流轉換器，其係包含：一電感器，其係在操作上連接於一第一節點與一輸出節點之間；一高側切換器，其係在操作上連接於一高側供應輸入節點與該第一節點之間；一低側切換器，其係在操作上連接於一低側供應輸入節點與該第一節點之間；以及切換控制電路，其係可在第一模式中操作，在此，在高側切換器關閉以後，低側切換器不會開啟。

本發明的進一步態樣提供一種直流對直流轉換器，其係可呈一模式來操作，其中在高側供應切換器啟動與止動以後，低側切換器並沒有被開啟。

一般而言，在輕負載中N型金屬氧化半導體場效電晶體電流反轉的問題，其係可藉由在比從零電流比較器之傳播延遲所設定的最小N型金屬氧化半導體場效電晶體開啟時間更長的時間臨界值以前檢測輸出電壓是否超越零來減輕，且假如這樣的話，其係會使N型金屬氧化半導體場效電晶體在下一循環中失能。該優點係為谷值模式控制可被維持，向下到非常輕的負載，且當直接N型金屬氧化半導體場效電晶體控制不再可能的時候，只會犧牲效率。該操作二極體模式亦可發生在非脈衝跳躍模式中，譬如在具有非常短P型金屬氧化半導體場效電晶體開啟時間以及與V_IN -V_OUT 有關之高V_OUT 的DCM中，以產生快速的N型金屬氧化半導體場效電晶體電流旋轉速率，以產生功率耗損節省。

方便地，N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器的輸出電壓可被使用來決定零交叉時間。然而，一般而言，本發明的此態樣係關於避免電流反轉的構件，尤其是在假如順向電流持續期間小於第一持續期間之下，用來決定N型金屬氧化半導體場效電晶體之順向電流持續期間以及用來避免N型金屬氧化半導體場效電晶體在隨後循環中開啟的電路。此構件包括用來感應電感器電流的感應電阻器以及/或者電流轉換器。

本發明提供一種實質的谷值電流模式轉換器，其係可連同電流模式控制而被使用於種種的應用中。本發明的實施例實施一種積體電路(IC)安排情形，特別是一種包含谷值電流模式轉換器的功率管理積體電路(PMIC)安排情形。谷值模式轉換器的實施例包含一固定頻率的谷值模式轉換器，亦即，具有依據預定時脈訊號之切換頻率的轉換器。谷值電流模式轉換器可在連續電流模式(CCM)、不連續電流模式(DCM)以及CCM與DCM之間的轉變相位中操作。谷值模式轉換器包含一種可在脈衝跳躍模式中操作的谷值模式轉換器。該谷值電流模式轉換器可依據在所有這些操作模式中的相同控制迴路來控制，亦即，提供控制於CCM中的迴路亦可提供控制於DCM中。

本發明的實施例提供電流模式轉換器，尤其是具有無損電流感應的谷值電流模式轉換器。無損感應技術避免具有相關損耗之各別感應電阻器的使用。較佳地，該轉換器可被完全整合，其中除了轉換器與內部(較佳地無損)電流感應電路以外，高與低側切換器會被整合在IC/PMIC內。完全整合的無損谷值電流模式轉換器代表切換轉換器的一種新實施例。較佳地，無損與/或完全整合轉換器可被操作於固定切換頻率上。包含無損感應與致能CCM與DCM操作的轉換器，其係因而有本發明所提供，且新的IC/PMIC則包含此一轉換器。

在固定頻率上操作的能力係為本發明實施例的特別優點，且一般而言，本發明的一種態樣係關於可在非CCM操作模式中操作的固定頻率轉換器，無論完全DCM與/或在CCM與完全DCM之間的轉變相位與/或脈衝跳躍操作模式。

本發明的種種態樣原則上係參考降壓轉換器來說明，但是本發明的其它實施例則提供升壓轉換器或降壓-升壓轉換器。

雖然以上關於直流對直流轉換器的說明，但是本發明實施例一般可被施加到切換調節器。本發明的所有態樣均可被實施於功率管理設備，譬如功率管理積體電路。本發明的實施例亦可被應用在電子裝置的使用，而且特別是可攜式裝置。

本發明現將藉由僅僅參考附圖的實例來說明。

第1圖顯示基本應用，在此，處理器電路101，例如是可攜式電子裝置107的處理器，其係藉由直流對直流轉換器100供以電壓V_OUT 102。直流對直流轉換器100接收輸入電壓V_IN 103以及外部時脈訊號CLK 104，並且輸出需要的電壓輸出V_OUT 102。一處理器的供應電壓通常可當處理器空轉時被減少，以便省電，其係並且隨後可向上衝到更正常的操作電壓，在此，該處理器可得到完整的操作速率。該處理器電路101因此可提供電壓選擇訊號V_SEL 105到直流對直流轉換器100，以選出適當的電壓輸出V_OUT 。該電壓選擇訊號係為數位訊號，其係用來控制直流對直流轉換器的可程式元件，譬如位準移位器，其係將於稍後說明。直流對直流轉換器100同樣可在種種模式中操作，其係將於稍後說明，且處理器電路可藉由適當的模式控制訊號MODE 106來選出一特定的操作模式。將理解的是，直流對直流轉換器可被使用來提供功率到除了處理器以外的裝置子系統，且在此所說明的實施例一般可被應用到被使用於許多應用的許多直流對直流轉換器或切換電壓調節器。

習知電流模式的降壓(亦即向下降壓)直流對直流轉換器200係以第2圖中的精簡形式來顯示。轉換器200包含兩個巢式反饋迴路、一個內電流控制迴路與一個外電壓控制迴路。

電流控制迴路區塊201取得從輸出台反饋的輸入訊號V_ERROR 以及電流感應訊號ISNS，並產生脈衝寬度調節驅動訊號給輸出台202。在輸出台輸出節點LX上的電壓係以一控制工作週期而在接地與供應V_IN 之間被切換，以造成電感器L中的三角電流波形。電感器L與輸出電容器C1充當做一濾波器，以確保在輸出節點203上的平均電壓V_OUT 。

當操作時，該電感器電流會被感應並與V_ERROR 互相比較。如此，此反饋迴路會產生根據輸入訊號V_ERROR 變化的一輸出感應電流。在許多習知的直流對直流轉換器中，該感應電流係為峰值電流，雖然已知可使用平均電流於一些轉換器中。在本發明的實施例中，所描述的最小或〝谷值〞電流可被使用來控制轉換器的工作週期。

由輸出過濾器L、C1所平順之傳送輸出電流的變化可將在V_OUT 的輸出電壓調節。此電壓V_OUT 會被反饋、藉由方塊204的位準移位器或電壓移位器向下轉換到適當電壓V_{OUT_LS} 、到電壓誤差放大器方塊205的輸入。電壓誤差放大器方塊205會將此加工版本的V_OUT 與供應參考電壓V_REF 相比較並且提供驅動上述內反饋迴路的誤差訊號V_ERROR 以關閉外反饋迴路，並因而使在希望電壓的V_OUT 穩定。

位準移位器204係以電阻性分壓器來顯示，但是假如需要的V_OUT 等於V_REF 的話，其係為其它的電壓調節或電壓移位電路，或甚至是一直接連接。位準移位器會將一轉換施加到V_OUT 位準，使得當V_OUT 等於希望或目標輸出電壓時，位準移位訊號V_{OUT_LS} 具有與參考電壓V_REF 的已知關係(例如，當V_OUT 確實是希望輸出電壓的時候，位準移位訊號V_{OUT_LS} 則會等於V_REF )。位準移位器係為可程式化、機械化或數位化，以提供不同的電壓調節或移位電路，使得能夠允許轉換器被架構，以輸出不同的V_OUT 值。例如，其係可藉由數位多位元訊號來程式化，譬如如第1圖所示之處理器所產生的VSEL訊號。

電壓誤差放大器方塊205係被顯示為包括驅動電阻電容網路207的運算轉導放大器(OTA)206，但卻包括一些其它放大器。電阻電容網路207或其它被動式阻抗，其係提供密閉迴路的穩定性。

電流迴路控制方塊201接收來自輸出台202的訊號208，其係通過電流感應器放大方塊209以將其事先調節，例如，以將代表電感器電流的訊號規格化或選通，以產生方便的電流感應訊號ISNS。能率調節器210比較到輸入V_ERROR 的ISNS訊號，以得到適當工作週期的驅動訊號，以經由切換驅動器緩衝台211將輸出台裝置10、20驅動為開啟與關閉。能率調節器需要時脈訊號212與斜波產生器213，以產生必要序列的脈衝，其係將由熟諳該技藝者所理解。斜波產生器213會產生一斜率補償斜波訊號，其係可被全部或部份地添加到ISNS訊號與/或V_ERROR 訊號，以便避免次諧振盪，其係將為一般熟諳該技藝者所清楚理解。

輸出台202一般將具有譬如P型金屬氧化半導體場效電晶體10的高側驅動器裝置，以將輸出切換到高側供應軌214(V_IN )以及譬如N型金屬氧化半導體場效電晶體20的低側驅動器裝置，以將輸出切換到低側供應軌215(接地)。輸出台202同樣需要將亦即指示出指示器電流訊號208的資訊供應，以反饋到電流控制方塊201。

該指示器電流可使用串聯電感器或各別電晶體的串聯電阻器來感應。然而，此等串聯電阻器的使用會引入電阻性功率耗損的額外來源，並因此減少轉換器的效率。效率係為一個重要的考量，尤其是電池充電裝置。因此較佳地使用〝無損〞感應技術，例如以由於其開啟電阻來感應穿過P型金屬氧化半導體場效電晶體的汲極-源極電壓。這會產生與P型金屬氧化半導體場效電晶體電流成正比的電壓。

在操作習知峰值模式直流對直流轉換器時，P型金屬氧化半導體場效電晶體切換器可在時脈訊號212的邊緣上開啟。在無損電流感應方法中，亦即，在不具有感應電阻器的實施例中，P型金屬氧化半導體場效電晶體的汲極-源極電壓會被監控，以取得與經過P型金屬氧化半導體場效電晶體10以及因而電感器L之電流成正比的電流訊號。被適當調節的此電流訊號會與臨界V_ERROR 訊號相比較。當電流達到臨界值時，P型金屬氧化半導體場效電晶體會藉由切換驅動器211關閉，且N型金屬氧化半導體場效電晶體會開啟，亦即，該切換會發生在電感器電流的峰值。實際上，斜率補償斜波訊號會在比較以前被施加到電流訊號或V_ERROR 訊號任一者或兩者，以避免次諧波振盪。該效果因此係為電流訊號會與在每一循環斜波化的臨界值互相比較。

電流控制迴路的高帶寬，其係會以逐循環為基礎來產生適當的脈衝寬度，然而外部電壓控制迴路的帶寬相當低，如此該電流迴路可被分析，以假定實質靜態的輸入電壓V_ERROR 。

電感器L的終端LX會被切換到V_IN ，以用於每一時脈循環的部份D，以及接地，以用於每一循環的剩下部份1-D。在節點LX上的平均電壓因此是D*V_IN 。該輸出電容器C1大到足夠使電壓V_OUT 在每一循環內實質固定，如此在V_OUT 的平均電壓同樣為D*V_IN 。所以就相對於V_IN 的小V_OUT 而言，工作週期D=V_OUT /V_IN 是小的。

同樣地，會有朝向快速計時頻率的推動，以允許較低值、物理上較小電感器的使用，其係進一步會減少P型金屬氧化半導體場效電晶體的開啟時間，以及可用來感應其電流的時間。

如先前所述，非常短切換時間的控制是困難的。本發明的實施例因此使用谷值電流模式(VCM)控制。在VCM中，N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器20會在時脈邊緣上被開啟，且在N型金屬氧化半導體場效電晶體傳導週期內電感器中的電流可被監控。當電感器電流下降到V_ERROR 臨界值時(如由斜率補償斜波所修改)，N型金屬氧化半導體場效電晶體會被關閉且P型金屬氧化半導體場效電晶體會被開啟，亦即，該切換係由最低的電感器電流或谷值電流所控制。就短工作週期而言，N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器可明顯比P型金屬氧化半導體場效電晶體切換器被開啟更久，且如此，谷值電流模式控制可減輕在低電壓直流對直流轉換器之某些態樣的控制。

第4圖顯示在一組反覆循環之一循環內在輸出台輸出端LX上的電感器電流以及電壓。實曲線1001顯示用於更高平均電流的波形，虛曲線1002則顯示較低電流的波形(假定固定V_IN 與V_OUT )。第4圖的上部份顯示在節點LX的電流曲線，且該圖式的下部份顯示在節點LX的電壓。在所示循環的第一部份內，亦即，在t₀ 與t₁ 之間，N型金屬氧化半導體場效電晶體會被傳導，且LX靠近接地，而該電感器的另一端點則藉由輸出電容器被維持在V_OUT 。該電流因此可以斜率dI_L /dt=V_OUT /L來減少。在該循環的第二部份內，亦即在t₁ 與t₂ 之間，P型金屬氧化半導體場效電晶體會被傳導，且節點LX的電壓靠近供應V_IN ，而電感器的另一端點則藉由輸出電容器而維持在V_OUT ，如此電流可以斜率dI_L /dt=(V_IN -V_OUT )/L來增加。假如負載電流需求量減少，電流波形則會實質維持相同斜率，但卻向下移動，以減少供應到電容器且最終到負載的平均電流，如代表下平均電流的虛曲線1002所顯示。如第4圖的下部份所示，在LX的電壓不會完全達到接地或V_IN 而又同時通過此電流，其係由於傳導N型金屬氧化半導體場效電晶體或P型金屬氧化半導體場效電晶體的I.R下降。就具有良好效率的轉換器而言，這些I.R下降相較於V_OUT 是小的，如此則不會大幅影響電流波形，但為了解釋之目的，其係在第4圖中會被誇大。

如所述，假如負載電流需求量減少的話，就固定的V_OUT 與V_IN 而言，顯示於第4圖中的電流波形將會下降。當電流需求量減少時，需要的谷值電流會下降到零，或者變為負。變為負的電感器電流是無效的，因為這意味著輸出電容器被往回充電到轉換器內(以及經由N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器接地)。基本上，供應到輸出電容器C1的電荷因此會被浪費掉。

本發明的一種態樣因此提供一種在谷值電流模式中操作直流對直流轉換器的模式，其係可避免電感器電流反轉，亦即，電流變為負並往回充電到直流對直流轉換器。本發明的此態樣係關於維持高效率之直流對直流轉換器的控制機制。

在本操作模式中，低側供應切換器，亦即N型金屬氧化半導體場效電晶體，其係會在電感器電流變為負以前關閉。低側切換器因此會在高側P型金屬氧化半導體場效電晶體切換器開啟以前被關閉。換句話說，在N型金屬氧化半導體場效電晶體功率切換器關閉與P型金屬氧化半導體場效電晶體功率切換器開啟之間電感器電流循環的諸點中會有一種分離，如此則有一種沒有任何傳導的相位，以及甚至可能是沒有電感器電流的相位。

在一模式中的操作，在此就部份的工作週期而言電感器電流會維持在零，其係被認為是不連續傳導模式(DCM)或者有時是不連續電流模式。DCM係為在峰值模式控制直流對直流轉換器中的已知操作模式。本發明的此態樣實施在谷值電流模式控制系統中的DCM。在P型金屬氧化半導體場效電晶體與N型金屬氧化半導體場效電晶體之間的切換中沒有任何分離之直流對直流轉換器的操作，其係被視為連續傳導(或電流)模式(CCM)。

第5圖顯示根據本發明實施例所設計的直流對直流轉換器。直流對直流轉換器包含輸出台202，其係耦合到電感器L與輸出電容器Cl，如以上相關於第2圖來說明。直流對直流轉換器同樣具有位準移位器204與電壓誤差方塊205，其係在以上相關於第2圖來說明。然而，本實施例的電流迴路方塊501進一步包含連接到N型金屬氧化半導體場效電晶體20汲極之零交叉檢測電路850與N二極體檢測電路750的元件。同樣地，斜波產生器500會被修改，以包括選擇性額外斜率，且電流感應放大器800則具有保持功能。能率調節器900亦會被修改，以提供額外的控制模式。這些方塊的操作將被說明在下面。電流感應電路800、斜波調節器500與能率調節器900的實施例會被分別顯示在第12至14圖中。

包括發明特徵的電路操作將關於第6至9圖所示的操作性波形來說明，其係以高負載電流的操作來起始，並且以漸進下電流經過不同的操作部份地前進。假定V_IN 與V_OUT 在此順序內皆為固定。

如以上陳述，現在在N型金屬氧化半導體場效電晶體功率切換器關閉與P型金屬氧化半導體場效電晶體功率切換器開啟之間電感器電流循環的諸點中會有一種分離。理想上，N型金屬氧化半導體場效電晶體應該在經過其的電流已經衰變到零的時候確實被關閉。這可藉由監控穿過N型金屬氧化半導體場效電晶體的汲極-源極電壓何時降到零來檢測，其係例如藉由使用一比較器。然而，不可避免地，在比較器回應與驅動經過邏輯與事先驅動器電路中，將會有傳播延遲，以真實控制N型金屬氧化半導體場效電晶體關閉。同樣地，該比較器可具有隨機輸入偏位電壓。

在本發明的此實施例中，因此，從N型金屬氧化半導體場效電晶體之源極-汲極電壓取得的訊號，其係藉由零交叉檢測電流而與對應某底座電流位準I_ped 的臨界值位準互相比較。底座電流位準I_ped 會被選出，使得在具有最糟情況的延遲與偏位之下，N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器20將在經過其的電流改變極性以前被有效地切換關閉。當底座電流極限I_ped 達到時，零交叉檢測電路850則會產生一訊號，ILIM_ZC，以指示能率調節器將低側切換器20關閉。那些熟諳該技藝者將理解到的是，零交叉檢測電路850因此包含比較器安排情形。比較器安排情形係為如所述的零交叉比較器，在該情形中，底座位準I_ped 可藉由選擇適當的偏位來得到。替代性地，其係可能可使用一種具有零偏位或不同偏位的比較器，並且對著適當臨界值位準進行比較。

此I_ped 值可藉由設計來固定，或者可被設計以與比如說V_SEL 訊號(設定希望輸出電壓)或測量輸出電壓同步來自動改變。I_ped 值可被程式化，以說明具體指定的電感器值。

一般而言，I_ped 可被程式化，以說明可改變電流旋轉速率的變數以及因此固定延遲時間所需要的電流頂部空間。熟諳該技藝者將會知道如何產生與使用於比較電路之希望I_ped 相等的參考位準。

在比較器臨界值中的此故意偏位，其係引入在CCM與DCM之間邊界上的操作區域，在此，電感器電流從不徹底衰變到零。本發明實施例允許電流模式控制被維持在此一操作區域中以及在整個DCM內，其係提供在無縫控制、減少瞬變與進入脈衝跳躍操作模式之能力上的優點。

在連續電流模式與不連續電流模式之間的轉變

為了顯示在此區域中的操作，第6圖顯示當平均輸出電流被進一步減少時，就相同V_IN 與V_OUT 而言在節點LX上之電感器電流與電壓的選擇。為了說明在輸出N型金屬氧化半導體場效電晶體有效切換以前在零交叉檢測器850與傳播延遲中的偏位電壓，並且確保在電感器電流達到零以前，亦即在N型金屬氧化半導體場效電晶體汲極電壓達到零以前N型金屬氧化半導體場效電晶體關閉，電流臨界值位準可被設定在正位準I_ped ，其係以在第6圖中的臨界值1007來顯示。基本上，這對應大約數十毫伏特的汲極電壓。如以上所述，因為傳播延遲，功率N型金屬氧化半導體場效電晶體通常將稍後並以稍微小於I_ped 的電流I_break (線1008)來關閉一小段時間。為了良好的近似值，該延遲並不會隨著電流變化太多，且該電流波形的斜率係為固定的V_OUT /L，如此I_ped 與I_break 之間的差將為固定，且因而I_break 亦將固定(就當N型金屬氧化半導體場效電晶體開啟時在I_ped 以上的電感器電流而言-當電感器電流在當N型金屬氧化半導體場效電晶體開啟時I_ped 以下時之在該體系中的操作，其係將於稍後說明)。

在當N型金屬氧化半導體場效電晶體有效切換為關閉的瞬間(I=I_break )，仍將會有電感器電流流向該負載。因此N型金屬氧化半導體場效電晶體關閉，此電流會被強迫流經平行路徑，譬如更改為汲極體二極體。熟諳該技藝者將理解，N型金屬氧化半導體場效電晶體將具有寄生汲極體部二極體。第3圖顯示具有N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器20之寄生二極體301之直流對直流轉換器的輸出台202，為了解釋目的，其係以各別平行二極體來顯示。P型金屬氧化半導體場效電晶體切換器10同樣具有類似的寄生二極體302。

當N型金屬氧化半導體場效電晶體裝置20開啟時，其相關寄生二極體301會藉由此N型金屬氧化半導體場效電晶體20分流到接地，而且只要經過切換器20的電流無法充分誘發比經過寄生二極體301之二極體開啟電壓(比如說0.5伏特)更大之I.R.降，二極體301將無法開啟。然而假如N型金屬氧化半導體場效電晶體裝置20關閉同時仍有電流從接地流到汲極節點的話，二極體301是主動的：假如在輸出過濾電感器L中之電流流到輸出的話，這將總是真實的。

當電感器電流達到零時，二極體電流將消失，且LX節點將從其負電壓狀態移動，而且假如允許充分時間的話，其係將達到實質等於在輸出電壓V_OUT 上的穩定狀態輸出電壓。(實際上，由於在此節點上的分散電容與電感，在此暫態上將會有一些沒有顯示的阻尼振盪)。

應該注意的是，假如當N型金屬氧化半導體場效電晶體20關閉時，在相反方向中有電流的話，節點LX將會飛高直到它發現一槽以用於它的電流為止，可能是P型金屬氧化半導體場效電晶體10所固有的類似體部二極體302，以提供此輸出台202的高側驅動。

同時，譬如N型金屬氧化半導體場效電晶體的低側切換器將具有與之結合的固有體部二極體，各別二極體(或其它單向電流攜帶裝置)則可平行低側切換器20被明確地提供。此一外部二極體可被提供以當低側切換器關閉時控制電流。此分隔二極體可被安排以在假如低側切換器關閉之下(在P型金屬氧化半導體場效電晶體開啟以前)允許順向電流流動，但卻可避免電感器中的電流反轉。因此，顯示於第3圖中的二極體301或者可以是一各別的外部電極。任何適當的二極體，較佳地譬如低壓降二極體或蕭特基二極體則可被使用。假如必須的話，亦可提供一外部二極體，以用於高側切換器。為了清楚起見，剩下的說明將提到N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器的體部二極體或寄生二極體，但將理解的是，其它外部二極體可被替代地使用。

往回參考第6圖，經過低側寄生二極體301的傳導會造成電感器斜率從V_OUT /L改變到(V_OUT +Φ)/L，在此Φ係為二極體電壓(此二極體電壓將隨著電流衰變而稍微改變，但在這些低電流上卻大約是0.5伏特)。如以上說明，該斜率的中斷點將在電流I_break ，其係大大地與在此操作體系中，亦即在模式中的負載電流需求量無關。

曲線1003顯示在此模式中操作之節點LX上的電感器電流與電壓。可見到的是，比起在以上關於第4圖來討論的1001與1002，這些波形對應較低的平均電流需求量。在該循環的第一部分內，如先前所述，N型金屬氧化半導體場效電晶體20會在一時脈循環上被切換成開啟。在此時間內，節點LX靠近接地，且電感器電流以V_OUT /L的斜率來減少。在該循環的此點上，電感器電流會下降到I_ped ，其係起始將N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器20關閉的製程。然而，傳播延遲與偏位誤差意指該切換器20實際上僅僅稍後當電感器電流達到I_break 的時候在點1004上關閉。在此點上，N型金屬氧化半導體場效電晶體20關閉，但卻仍有電流在電感器中流動，且如此電流現將流經N型金屬氧化半導體場效電晶體20的體部二極體301。在節點LX上的電壓會跳躍到接地以下的二極體電壓，且電流則會以增加的斜率(V_OUT +Φ)/L而在電感器中流動。

因此將理解的是，譬如N型金屬氧化半導體場效電晶體20與P型金屬氧化半導體場效電晶體10的切換器具有種種不同的操作狀態。在開啟狀態中，N型金屬氧化半導體場效電晶體20(或P型金屬氧化半導體場效電晶體10)的通道具傳導性，且電流可在任一方向中流經切換器20(或10)。在關閉狀態中，該通道非傳導性。然而，在特定情況下，電流可流經與切換器結合的體部二極體。此一體部二極體只有在一方向中通過電流，亦即，該體部二極體係為單方向地自動切換。一旦流經體部二極體的電流消失的話，一點也不會有任何電流流經切換器元件。如在本說明書中所使用的，當意指切換器時，用語〝開啟〞與〝關閉〞意指該切換器的控制區域是否傳導。因此，將N型金屬氧化半導體場效電晶體20關閉意指將其通道區域關閉，使得沒有任何電流流經該通道區域。

由於使N型金屬氧化半導體場效電晶體20關閉，P型金屬氧化半導體場效電晶體10仍必須在某點上開啟。使P型金屬氧化半導體場效電晶體開啟的必須切換點可圖解地從第6圖圖式得到。就已知峰值電流而言，P型金屬氧化半導體場效電晶體傳導區域的斜率係為(V_IN -V_OUT )/L，最初N型金屬氧化半導體場效電晶體傳導區域的係為V_OUT /L，直到I=I_break ，以及隨後(V_OUT +Φ)/L。所需要的切換點隨後可圖解地定義。從第6圖可見到，此切換點會移到左，其係指示出更高的工作週期-物理上，P型金屬氧化半導體場效電晶體必須切換為開啟更久，以在當N型金屬氧化半導體場效電晶體與P型金屬氧化半導體場效電晶體兩者關閉的期間內，補償更高的電流損耗。

如以上所述故意偏位的使用，I_ped ，使得N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器會在電感器電流達到零以前關閉，其係將操作地區引進在CCM與DCM之間的邊界上，在此，在P型金屬氧化半導體場效電晶體開啟以前，電感器電流從不完全衰變到零。此地區的邊界係由曲線1005與1006所顯示。曲線1005代表電感器電流達到I_ped 臨界值的情形，但傳播延遲卻意味著恰好在P型金屬氧化半導體場效電晶體開啟時N型金屬氧化半導體場效電晶體關閉。曲線1006代表分界線，在此N型金屬氧化半導體場效電晶體真正關閉且經過寄生單向切換器的傳導會發生，亦即N型金屬氧化半導體場效電晶體之體部二極體301，但當P型金屬氧化半導體場效電晶體開啟時，電感器電流僅僅恰好達到零。

此操作模式因此代表傳統CCM與DCM之間的轉變模式。當將N型金屬氧化半導體場效電晶體切換為關閉之步驟不以將P型金屬氧化半導體場效電晶體切換為開啟之相同製程的一部份來進行時，此模式因此會被視為〝不連續切換模式〞。熟諳者當然將理解到，直流對直流轉換器可被設計，使得N型金屬氧化半導體場效電晶體總是在P型金屬氧化半導體場效電晶體開啟以前關閉(或者P型金屬氧化半導體場效電晶體在N型金屬氧化半導體場效電晶體開啟以前關閉)，以避免傳導路徑從V_IN 直接到接地。然而，此交錯的切換會以一部份的相同切換製程來進行。在此操作模式中，N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器會被關閉，以做為到P型金屬氧化半導體場效電晶體開啟的部份各別製程，其係將被說明。

就在CCM與DCM之間的連續轉換而言，令人希望的是，P型金屬氧化半導體場效電晶體開啟仍可藉由能率調節器900來定義，亦即藉由第二感應訊號ISNS與電壓迴路誤差訊號V_ERROR 以及斜波訊號波形的比較，可能以包括在斜波訊號中的斜率比較。然而，從該電壓波形可顯而易見，電感器電流不再從N型金屬氧化半導體場效電晶體汲極-源極電壓被估計。電感器電流現在可通過體部二極體，且電壓會向下跳到在接地以下的二極體電壓降。

在正常、非隔離的n井互補式金屬氧化物半導體製程上，在第3圖所示的二極體301陽極，其係將為所有裝置被製造成的基板。因此，僅僅將此部份基板隔離是不可能的，例如以將一串聯電阻器放置在陽極與接地之間以感應二極體電流。因此，通過二極體301的任何電流均無法被檢測。以額外製程步驟來建立p矽接面隔離封包於N型金屬氧化半導體場效電晶體下或絕緣層上覆矽技術的隔離製程，將允許二極體陽極與接地之間的感應電阻器，其係亦可能連接到N型金屬氧化半導體場效電晶體源極，以感應總電流。但是如以上所討論，串聯電阻將造成不受歡迎的歐姆功率耗損。

各別串聯感應電阻器可被使用，而不是藉由監控N型金屬氧化半導體場效電晶體本身來感應電流。假如附著到LX的話，這將需要差別感應，該差別感應必須當P型金屬氧化半導體場效電晶體10開啟時從大型共用模式訊號復原。再者，產生足夠訊號所必須的I.R下降亦將減少該轉換器效率。感應電阻器串聯源極端將會更方便，但卻無法從汲極二極體收集至少一些電流，其中有很多會流到基板與引導環，而不是水平到源極。假如轉換器包括一平行低側切換器的外部二極體，以在低側切換器關閉以後允許單向電流的話，感應電阻器則可被使用於與低側切換器以及外部二極體兩者共用的路徑中，但如以上所述，感應電阻器的使用仍將添加一I.R.下降。

顯示於第5圖中的本發明實施例因此可應用一無損方法來檢測在電感器中的電流流動，但卻仍當N型金屬氧化半導體場效電晶體關閉時允許電流迴路控制，且因而該電流流動無法被直接檢測。如第5圖所示，電流感應放大器會監控低側供應切換器20的源極汲極電壓，以當N型金屬氧化半導體場效電晶體20開啟時，取得指示經過N型金屬氧化半導體場效電晶體20之電流的訊號。第5圖所示的電路態樣，其係為當零交叉檢測電路850檢測出經過N型金屬氧化半導體場效電晶體的電流達到臨界值位準I_ped 時，輸出訊號ILIM_ZC會變得真實，電流感應器放大器800則會被放置在保持模式內(其係藉由取得的保持訊號，如所示)，藉此當保持訊號變得真實時所普遍盛行的ISNS輸出電流則會被維持在ISNS輸出上。換句話說，恰好在N型金屬氧化半導體場效電晶體關閉以前時，指示電感器電流之電流感應訊號的值，其係會在N型金屬氧化半導體場效電晶體關閉以後被保持作為ISNS訊號，亦即，在恰好低側切換器20關閉以前，電感器電流則會被有效地取樣與儲存。

在將此訊號使用於在能率調節器900中的比較以前，真實電感器電流然後可藉由以斜率-(V_OUT +Φ)/L將一元件添加到保持ISNS值而來模擬。實際上，更方便的是將此斜率加到斜波訊號斜率，以得到相同的效果，且因此，在一個實施例中，斜波產生器500包含用來添加額外斜率的電路。此斜率代表當N型金屬氧化半導體場效電晶體20關閉時在電感器電流中的模擬變化，且在電感器電流中的變化則起因於經過N型金屬氧化半導體場效電晶體20之寄生二極體301的傳導。如以上所述，此斜波訊號可被加到斜率補償訊號(其本身可被施加到ISNS訊號或V_ERROR 訊號)，但替代地，一斜波可被施加到ISNS電流訊號，以產生模擬電流訊號。該模擬斜波可替代性地被施加到V_ERROR 訊號。在電感器電流中的模擬變化可藉由兩或更多斜波訊號來模擬，該等斜波訊號可被施加到種種不同訊號，以便產生一合併的效果，其係代表當N型金屬氧化半導體場效電晶體關閉時在電感器電流中的變化。

第5圖所示的實施例包含在當亦即N型金屬氧化半導體場效電晶體20之低側切換器關閉時之週期內，用來模擬感應電流中變化的電路，但是由於N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器20被設計來在電流達到零以前關閉之事實，所以仍將會有傳導。如以上所說明，在電感器電流中的變化可被準確地模擬，其係考慮在當N型金屬氧化半導體場效電晶體關閉時之週期內經過電感器的精確電壓降，然而對許多轉換器而言，對電感器電流變化的合理近似值是充分的。藉由模擬電感器電流中的變化，其係意味著藉由任何方法來提供電感器電流之變化的代表或複製，不論確實或預估或近似，亦即，模仿或仿冒電感器電流之變化的任何方法。

用來模仿電感器電流之變化的種種辦法可被想像與應用在替代性實施例中。例如，在替代性安排情形中，當訊號ILIM_ZC變得真實時，其係意指N型金屬氧化半導體場效電晶體20大約關閉，能率調節器900可切換以使用不同的電流訊號，例如依據I_break 的知識，其係不僅可模擬電感器電流中的變化，同樣地還有電感器電流的絕對值。然而，保持電流感應訊號ISNS值是方便的，因為它可保留該訊號的真實值，其係並且意味著在當N型金屬氧化半導體場效電晶體20開啟時的週期內，亦即傳導，以及當N型金屬氧化半導體場效電晶體20關閉的週期內，亦即非傳導，該相同訊號可藉由能率調節器900來使用。同樣地，稍後將說明地，再度在較低電流上，I_break 的值可依據當N型金屬氧化半導體場效電晶體開啟時的起始電流來改變。同樣地，將斜波訊號加到斜率補償訊號，其係僅僅包含改變已經被施加的斜波斜率。

從以上討論可明瞭在當N型金屬氧化半導體場效電晶體關閉時但N型金屬氧化半導體場效電晶體體部二極體通過電流時之週期內電感器電流的變化，其係具有等於-(V_OUT +Φ)/L的斜率。然而為了精簡，在電感器電流中的模擬變化可藉由V_OUT /L來估計，而不會大幅干擾迴路準確性或動態，任何誤差則可藉由電壓反饋迴路來校正。而且在V_OUT 例如藉由數位輸入訊號V_SEL 來程式化的情形中，此額外的斜波率可藉由V_SEL 訊號而不是藉由直接監控輸出電壓來數位程式化。這會避免使該輸出產生負荷，使轉換器更有效率，並且將電性與物理性大型晶片型電阻器的需求移除。

估計電感器電流中真實變化的任何斜率可被使用於該斜波，但是斜波斜率更準確，整體性能會更佳。

假如負載電流需求量進一步減少的話，真實谷值電流最終會達到零，亦即，在P型金屬氧化半導體場效電晶體快開啟以前，經過N型金屬氧化半導體場效電晶體體部二極體的電流會有時間衰變到零。該轉換器現在係以全DCM模式來操作。

不連續電流模式操作

在全DCM(不連續電流模式)中的操作係顯示於第7圖中。波形1009顯示一電流位準，在此，在P型金屬氧化半導體場效電晶體在點1012開啟以前，N型金屬氧化半導體場效電晶體會在點1010上關閉，且電感器電流會在點1011上減少到零。

如以上所說明，一旦節點LX不再由N型金屬氧化半導體場效電晶體或P型金屬氧化半導體場效電晶體所驅動，且二極體傳導停止的話，此節點會呈現到電感器L的高阻抗。理想上，節點LX恰好上升到等於V_OUT 的電壓。實際上，在此高阻抗節點上之寄生電感與電容的效果將造成花一些時間來向下阻尼的電壓振盪，但這卻沒有影響電路的操作。

第5圖的N二極體檢測方塊750可檢測出電感器電流的消失。此電路監控在LX節點上看到的電壓。當二極體電流消失時，LX電壓會開始從接地以下的二極體電壓上升。當臨界值符合譬如零的時候，第5圖的N二極體_關閉訊號會變得真實，其係造成額外的斜率不再被添加到斜率補償訊號。N二極體檢測電路750因此包含相當簡單的比較器電路，其係為熟諳該技藝者所能充分理解的。

在N二極體_關閉訊號變為真實的此點上，電感器電流會是零，且在電感器電流中的變化亦可能是零。因此，額外斜波訊號的斜率則不再會被施加。在第5圖所示的實施例中，斜波產生器斜率因為會僅僅由於斜率補償斜波而往回變化到斜率。電流感應訊號ISNS仍會維持在自從N型金屬氧化半導體場效電晶體切換為關閉起而維持的固定值上。雖然電感器電流現在為零，但是電感器電流中的變化則會添加到斜率補償訊號，以有效地空出來自ISNS訊號的分佈，且因而該ISNS訊號必須被維持。然而，再者，有許多方法可得到電感器電流變化的模擬。在其它安排情形中，在此額外斜波訊號可被各別地施加，額外斜波訊號的值則應該理想確實地補償在N二極體_關閉訊號變為真實之點上維持ISNS的值。因此，可能的是同時中斷這兩訊號，並且簡單地下降到在ISNS訊號上的零值。然而，實際上，在額外斜波訊號值與在N二極體_關閉變為真實之點上保持ISNS訊號之間會有小的偏位。小偏位將不會大幅影響電流迴路控制，且如此，該兩訊號值可被維持以避免突然跳到零。這將避免在此迴路操作點周圍之反饋迴路的可能搜索或操作不連續性，且如此協助在操作型體系之間轉變的平順度。

在N型金屬氧化半導體場效電晶體體部二極體傳導的同時，電感器電流的變化率會被模擬，且當N型金屬氧化半導體場效電晶體體部二極體停止傳導時，其係指示電感器電流為零，電感器電流的模擬變化同樣減少到零。將理解的是，在N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器關閉的整個週期內但在模擬電流實質維持在零的部份此週期內，本發明實施例的電路因此可有效地模擬電感器電流。因此，零與非零兩電流則可被模擬。如所述，由於所產生訊號的不準確性，有效模擬電流不會正是零。幾乎零的有效模擬電流可足以允許該電流控制迴路正確地運行。一般而言，模擬電路能有效地模擬在第一週期中當N型金屬氧化半導體場效電晶體關閉且電流流經體部二極體時的變化電感器電流，以及當電感器電流停止時且P型金屬氧化半導體場效電晶體開啟以前在第二週期中為零或近乎零的實質靜態電感器電流。

包括斜率補償的斜波仍會持續，然而，其係最終會造成能率調節器900在所需的時間上將P型金屬氧化半導體場效電晶體10往回切換為開啟。此操作可參考第10a圖而於稍後有更詳細的說明。

同樣地，當電流需求量下降時，P型金屬氧化半導體場效電晶體將越來越晚被切換為開啟。(要注意的是，在全DCM模式中，譬如在第7圖中所示，電流需求量的下降會造成工作週期的減少，然而在DCM與CCM之間的轉變相位中，如第6圖所示，電流需求量的下降實際上會造成工作週期的增加。)因此，在DCM的操作上，電流需求量的下降會導致更短的工作週期以及更短的週期，在該週期內，P型金屬氧化半導體場效電晶體會被開啟。

然而確有最小可實行的脈衝寬度，以用來控制P型金屬氧化半導體場效電晶體切換器，以及因而P型金屬氧化半導體場效電晶體切換器可被操作的最小週期。這意味著會有最小充電，其係可在每一循環藉由P型金屬氧化半導體場效電晶體所通過。假如電流需求量甚至進一步下降的話，那麼在每一循環由P型金屬氧化半導體場效電晶體通過的此最小充電則可大於該負載所需要者，如此該輸出電壓將會持續被向上斜波化。

脈衝跳躍模式

因此在本發明的實施例中，最小傳導週期τ_pmin 可被定義用於P型金屬氧化半導體場效電晶體，以在達到在此它必須關閉的時脈邊緣以前給予P型金屬氧化半導體場效電晶體時間來開啟。假如希望的工作週期減少使得P型金屬氧化半導體場效電晶體開啟時間會在此最小傳導週期以下的話，P型金屬氧化半導體場效電晶體可被免於開啟，直到輸出電壓V_OUT 下降到足以需要重新充電為止。

因此，在本發明的實施例中，不以誤差電壓臨界值或平均電流，但卻以此預定最小功率P型金屬氧化半導體場效電晶體切換傳導週期極限τ_pmin 而使脈衝跳躍模式致能。

操作的脈衝跳躍模式因而是有利的，在此它會允許在低電流需求量上的操作。在跳躍脈衝的同時可避免與切換功率切換器10與20有關之任何切換損失之下，脈衝跳躍模式亦是有利的。這可避免與在此所顯示之轉換器操作有關的明顯損失，其係因而會改善在低電流需求量上的轉換器效率。

假如在任何特定DCM時脈循環中，P型金屬氧化半導體場效電晶體傳導週期小於τ_pmin 的話，那麼功率P型金屬氧化半導體場效電晶體切換傳導週期則會在那特定循環中被省略。當P型金屬氧化半導體場效電晶體脈衝被抑制時，輸出電壓將會下降，以促使誤差電壓V_ERROR 最終上升。在最後N型金屬氧化半導體場效電晶體傳導週期上由電流感應器方塊800事先取樣的電流仍將會維持，斜率補償仍是主動，且該循環最終將會藉由在一大於τ_pmin 的時間內開啟功率P型金屬氧化半導體場效電晶體切換器10而正常地恢復。P型金屬氧化半導體場效電晶體切換器將藉由依據先前取樣電流、電流斜率補償斜波與誤差電壓V_ERROR 的能率調節器而在定義為正常的時間上開啟。在電壓模式控制下，此操作體系非常大，但這卻無關緊要，因為其係可擔保該輸出電流波形為不連續性，如此來自電感器與電容器的正常雙極反應則會被過濾，如此電壓模式CCM的特徵則會下降到單極反應。

第7圖顯示可藉由脈衝跳躍來抑制的電流波形1020。

將明瞭的是，為了實施本發明實施例，人們必須決定在將P型金屬氧化半導體場效電晶體開啟與否以前P型金屬氧化半導體場效電晶體將開啟的持續期間。

在VCM中的此持續期間，其係對應在達到臨界值位準的電流訊號與將P型金屬氧化半導體場效電晶體關閉的下一時脈邊緣之間的時間，亦即下一循環的開始。該持續期間可藉由監控最後時間邊緣，亦即電流循環起始，與所達到臨界值之間的時間，並且依據循環頻率知識來決定剩餘循環時間所決定。

然而，在較佳實施例中，該系統時脈可藉由準確的延遲來延遲。因此，外部時脈訊號212可藉由固定延遲來延遲，其係在被使用來控制P型金屬氧化半導體場效電晶體與N型金屬氧化半導體場效電晶體之切換以前大於或等於最小P型金屬氧化半導體場效電晶體傳導週期。從未延遲時脈訊號得到的訊號，隨後可被使用來控制計時。例如，假如該系統時脈延遲一週期P且最小P型金屬氧化半導體場效電晶體傳導週期是τ_pmin 的話，那麼假如切換控制訊號可在時間T₁ 以前被產生的話，在此T₁ =P-τ_pmin ，在未延遲時脈邊緣以後，P型金屬氧化半導體場效電晶體會被切換為開啟，然而該切換控制訊號則會在T₁ 以後被產生，而該脈衝則會跳躍。

該設備因此包含一延遲構件，其係用來藉由已知延遲而延遲使用於切換的時脈循環，以及一計時器電路，其係依據未延遲(或更少延遲)的時脈邊緣來操作。該計時器電路可在未延遲時脈邊緣以後主張一沒有切換的訊號達一特定時間，直到由延遲的時脈邊緣重設為止。以此方式，沒有切換訊號被主張用於延遲時脈邊緣以前的週期τ_pmin 。當沒有任何切換訊號被主張時，P型金屬氧化半導體場效電晶體會被禁止開啟。

第16圖顯示可被使用來實施脈衝跳躍操作模式之電路安排情形的一種實施例。此電路可形成顯示於第5圖中的部份能率調節器900，或者它係為用來施加訊號到能率調節器的各別電路。主時脈訊號CLK係在輸入1601上被接收。此訊號會被輸入到延遲元件1602，以產生時脈訊號的延遲版。一延遲元件1602會被顯示於第16圖中，但超過一個的延遲元件則可被使用。延遲元件1602會將主時脈訊號延遲一週期t_d 。該延遲訊號CLK_SW會被使用當作在能率調節器之狀態機制中的主切換時脈。脈衝產生器(沒有顯示)可被放置在延遲元件1602之前或之後，以確保該延遲時脈訊號具有擁有例如20毫微秒或如此之希望脈衝寬度的時脈脈衝。主CLK訊號亦可藉由產生脈衝跳躍訊號CLK_PS的脈衝產生器1603來接收。脈衝跳躍訊號會應主時脈脈衝的上升邊緣而變高，其係並且在至少等於t_d 的週期下維持很高。較佳地，脈衝跳躍訊號CLK_PS具有大於t_d 的脈衝寬度，使得它能夠與CLK_SW訊號重疊，以避免故障。例如，在等於t_d 加上延遲時脈訊號脈衝之持續期間的週期內，CLK_PS訊號會維持很高。

CLK_PS訊號可藉由另一部份的能率調節器電路來接收，該能率調節器電路可被安排，使得在CLK_PS訊號很高的同時，P型金屬氧化半導體場效電晶體切換器無法開啟。因此，就下一循環訊號開始以前(其係由CLK_SW所定義)的時間週期而言，P型金屬氧化半導體場效電晶體切換器會被靜止開啟。此週期的持續週期τ_pmin 可藉由t_d 以及在該邏輯中所固有的任何傳播延遲被有效地設定。由於忽略傳播延遲，該週期τ_pmin 等於延遲持續週期t_d 。延遲持續週期可根據轉換器的操作頻率來設定。

將理解到的是，其它時脈訊號可從主時脈得到，例如用來重新設定種種邏輯方塊的重設時脈訊號，以及/或者使用於將種種邏輯方塊、正反器等等計時的一或更多種時脈訊號。然而，只有直接與脈衝跳躍有關的訊號會為了清楚起見而被顯示。

當電流需求量甚至進一步下降時，經過N型金屬氧化半導體場效電晶體的電流將會越來越早地衰變到臨界值I_ped 以下。第8圖顯示下電流位準的波形，但時間軸則會移位半週期，以聚焦在該相關區域上。同樣地，將電感器充電與放電的相關斜率則會被改變，其係具有代表相關於V_OUT 之較小V_IN - V_OUT 的較慢P型金屬氧化半導體場效電晶體斜率，以顯示一操作問題。

如先前所討論的，在當感應電流通過I_ped 臨界值時與當N型金屬氧化半導體場效電晶體真實關閉時之間會有傳播延遲τ_npn 。如此，在當P型金屬氧化半導體場效電晶體關閉且N型金屬氧化半導體場效電晶體開啟時電流確實為I_ped 的情形中，如波形1013所顯示，N型金屬氧化半導體場效電晶體將在I_break 上維持開啟達一時間τ_np 。同樣地，在P型金屬氧化半導體場效電晶體/N型金屬氧化半導體場效電晶體轉變以前，感應電流會被事先設定為很高，且零交叉檢測電路的比較器會被重新設定，如此即使在P型金屬氧化半導體場效電晶體/N型金屬氧化半導體場效電晶體轉變時的電流小於I_ped 的話，如波形1014所示，N型金屬氧化半導體場效電晶體仍將維持開啟達一時間τ_np 。如此，當N型金屬氧化半導體場效電晶體關閉時的感應電流將減少到先前的I_break 值以下，而不是維持一定。因此，電流最初會以V_OUT /L的斜率衰變，直到時間τ_np 為止，且然後，當輸出節點跳到接地以下的二極體壓降時，其係會以(V_OUT +Φ)/L來衰變，直到衰變至零為止。

P型金屬氧化半導體場效電晶體隨後則會在下一循環開始以前在適當時間開啟，以產生穩定狀態峰值電流以及因此必要的平均輸出電流到該負載。如以上，該開啟仍在能率調節器900的控制以下，該感應電流會被取樣與保持，以對應I_break (I_break 現在則會減少)且該模擬斜率則會在二極體傳導期間內增加。假如電流需求量進一步增加的話，那麼P型金屬氧化半導體場效電晶體將會稍後開啟，最終進入以上所討論的脈衝跳躍模式。

然而，如在第8圖中的固體曲線1016所示，在非常低的平均輸出電流上，當功率N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器20在其最小τ_np 內被強迫開啟時，該情況最終會當電感器電流在N型金屬氧化半導體場效電晶體傳導週期結束以前為零或負時達到，亦即，N型金屬氧化半導體場效電晶體將開始從該負載汲取電流。當N型金屬氧化半導體場效電晶體最終關閉時，該電感器仍將需要在此方向中的電流，如此，節點LX將飛高，直到被P型金屬氧化半導體場效電晶體體部二極體302捉住為止，其係將隨後通過此電流。該電流將以速率(V_IN +Φ-V_OUT )/L衰變到零，因此儘管在真實電路中具有一些電壓振盪，該驅動器輸出將變成高阻抗，且該輸出將降到V_OUT 。本電壓波峰就其本身而言是令人不希望的，但更重要地，此活動將浪費功率，首先是在N型金屬氧化半導體場效電晶體中的非必要損耗，且N型金屬氧化半導體場效電晶體會從該負載拿走功率，然而在P型金屬氧化半導體場效電晶體體部二極體的功率耗損。詳細地，在n井互補式金屬氧化物半導體製程中，P型金屬氧化半導體場效電晶體〝二極體〞實際上將充當做垂直pnp電晶體，汲極當作射極，V_IN 當作基極，且基板當作集極，使得有非常多的二極體電流將經由恰好非常大於二極體壓降Φ的電壓降V_IN +Φ而流到基板。同樣地，N型金屬氧化半導體場效電晶體通道電流可能可很早地穿過零，其係足以使電荷隨後從負載流出，以實際上等於或大於稍早在該循環中被供應到該負載的電荷，亦即，實際上完全無法將該負載充電。

外迴路最終可補償這些效果，但經過N型金屬氧化半導體場效電晶體的反轉電流則將不利地造成額外電力耗損。

再者，該迴路無法在這些情況中，以脈衝跳躍模式來操作，如此，將無法實施可能藉由脈衝跳躍而產生的省電。

在V_IN 與V_OUT 隨著電流需求量下降的一些情況下，上述的情況則會在工作週期減少到小於所定義最小P型金屬氧化半導體場效電晶體傳導時間τ_pmin 以前發生，亦即在進入脈衝跳躍模式以前，在此最小N型金屬氧化半導體場效電晶體傳導時間將造成電感器中的負電流流動。此電力損耗將使必要的電流需求量維持地足夠高，以使工作週期總是在P型金屬氧化半導體場效電晶體最小傳導時間以上。因此脈衝跳躍模式將無法進入。

二極體模式

為了避開此問題，在本發明的一種實施例中，直流對直流轉換器係可在一模式中操作，其係稱為〝二極體模式〞，在此在P型金屬氧化半導體場效電晶體切換器關閉以後，電流可藉由N型金屬氧化半導體場效電晶體體部二極體(其係當它變成反轉偏壓時會自動關閉)而非藉由N型金屬氧化半導體場效電晶體通道(其係可在兩方向中傳導)來實施。換句話說，與其操作使得在P型金屬氧化半導體場效電晶體開啟以後N型金屬氧化半導體場效電晶體總是開啟，倒不如在二極體模式中，將P型金屬氧化半導體場效電晶體關閉且將N型金屬氧化半導體場效電晶體維持在關閉狀態，使得可僅僅經由體部二極體來傳導任何電流。如以上所述，N型金屬氧化半導體場效電晶體具有一固有體部二極體，但各別外部二極體或其它單向切換元件，則反而平行低側切換器被提供。在此二極體模式中，當在第一循環中(模擬)電流訊號穿過V_ERROR 臨界值(以斜率補償斜波來修改)且隨後再度接續而沒有N型金屬氧化半導體場效電晶體在期間內開啟時，P型金屬氧化半導體場效電晶體則會被開啟。此操作二極體模式可發生於數個連續循環內。

原則上，N型金屬氧化半導體場效電晶體可在電流經過零時立即關閉。但是，由於上述相同的傳播延遲與偏位問題，N型金屬氧化半導體場效電晶體將僅僅在類似τ_np 的延遲以後真正地關閉-其係為太晚。

本發明的一種實施例因此檢測該電流是否在一循環內反轉，亦即穿過零，且假如如此的話，強迫N型金屬氧化半導體場效電晶體在下一循環中關閉。換句話說，負電流則可在一循環中被檢測，且此檢測可避免負電流情況重新出現在下一循環中。在此等檢測以後，N型金屬氧化半導體場效電晶體可被禁止在下一時脈循環開啟。然而，到那時，已經會有具有不希望行為的一個循環。再者，此一安排情形需要檢測在N型金屬氧化半導體場效電晶體中的電流。因此，N型金屬氧化半導體場效電晶體必須在一循環中被開啟，使得二極體模式可在隨後的循環被鼓動。在一特殊情形中，這會導致每一其它循環的不希望行為。

在較佳實施例中，可定義最小的N型金屬氧化半導體場效電晶體傳導時間臨界值τ_nmin ，其係比τ_np 稍微更長。假如電流在此延長時間以前達到零的話，那麼控制電路則會強迫N型金屬氧化半導體場效電晶體沒有在下一循環開啟。這顯示於第9圖。固體曲線1015顯示在低電流需求量上的波形。該曲線的最初部份顯示P型金屬氧化半導體場效電晶體開啟相位，在此電感器電流則會增加。在下一時脈循環，P型金屬氧化半導體場效電晶體會關閉且N型金屬氧化半導體場效電晶體會開啟。在N型金屬氧化半導體場效電晶體中的電流已經小於I_ped ，但傳播延遲則意味著N型金屬氧化半導體場效電晶體不會關閉直到週期τ_np 結束為止。在此點上，電感器電流仍為正，且如此，二極體傳導會發生，直到電感器電流在點1018達到零為止。二極體電流達到零的點小於所定義的最小傳導週期，其係指示該電流需求量接近最小N型金屬氧化半導體場效電晶體開啟時間τ_np 可導致負電流的極限。因而，轉換器會進入二極體模式並且禁止N型金屬氧化半導體場效電晶體在下一循環開啟。在此隨後的循環中，P型金屬氧化半導體場效電晶體仍可同時開啟，且因此，第一部份的曲線1015則將重複。然而，N型金屬氧化半導體場效電晶體將避免在下一時脈邊緣開啟。因此在此循環中，功率N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器的汲極體二極體則會將藉由P型金屬氧化半導體場效電晶體而建立在電感器中的電流發出。如先前所說明，此旋轉率將會更高，(V_OUT +Φ)/L而非V_OUT /L，如此該電流將甚至更早衰變，如在二極體模式中代表電流與電壓波形的曲線1017所示。

該系統會在此模式中持續，直到電流需求量增加或者P型金屬氧化半導體場效電晶體電流恢復，以足以在先前操作模式復原以後驅動通過τ_nmin (以虛曲線1019來顯示)的零交叉點為止。如所示，當在二極體模式中操作時，電流減少的斜率會比在非二極體模式中更大。因此則可見到，在進入與離開二極體模式時會有固有程度的滯後現象，其中進入二極體模式所需要的峰值電感器電流會低於離開二極體模式的峰值電感器電流。當然，將理解的是，一旦在二極體模式中操作的話，當電流會比在非二極體模式操作中衰變地更快時，轉換器則必須將在P型金屬氧化半導體場效電晶體傳導時間內供應的電荷稍微增加以補償。

藉由設定比最小傳播延遲τ_np 更長的傳導時間臨界值，本發明的此實施例會優先取代不受歡迎的行為。假如N型金屬氧化半導體場效電晶體在小於時間臨界值(亦即，被定義的持續期間τ_nmin )之一循環中的持續期間開啟的話-但其係大於最小傳播時間τ_np -其係將不會有任何反轉電流，但在下一循環中，N型金屬氧化半導體場效電晶體將不會開啟。二極體模式的使用會擔保脈衝跳躍模式可在適當的時候進入。

應該注意的是，在二極體模式中，N型金屬氧化半導體場效電晶體的開啟可在隨後循環中被禁止。該禁止可在恰好下一循環中被施加。然而，假如在下一循環中轉換器進入脈衝跳躍模式的話，在下一循環中，將一點也不會有任何電流在電感器中流動。在此一情形中，在P型金屬氧化半導體場效電晶體開啟的下一時間以後，二極體模式較佳地禁止N型金屬氧化半導體場效電晶體開啟。換句話說，假如在比一時間週期中τ_nmin 更短的時間週期中，電感器電流達到零的話，N型金屬氧化半導體場效電晶體則可被禁止在P型金屬氧化半導體場效電晶體已經切換為開啟的下一時間以後在時脈邊緣上開啟。較佳地係為維持二極體模式，直到P型金屬氧化半導體場效電晶體已經開啟以避免二極體模式被遺漏。或者，二極體模式僅可施加到恰好下一週期，但是假如該轉換器在脈衝跳躍模式中操作的話，其係可被安排，使得在沒有跳躍脈衝處(在跳躍脈衝以後)的第一循環能夠在二極體模式中被自動操作。換句話說，其係假定離開脈衝跳躍模式的轉換器將必須在二極體模式中被操作。

第15圖顯示電路安排情形的實施例，其係例如可被實施於能率調節器900內，以用來實施二極體模式。該電路安排情形會在有效等於τ_nmin 之週期上的每一循環將N二極體_關閉訊號取樣，以決定該電感器電流是否已經達到零。N二極體_關閉訊號會被輸入到閂鎖1501，其係當N二極體_關閉訊號轉變得真實時鎖住，亦即，來自比較器的輸出則指示出在節點LX的電壓達到零。閂鎖1501會在N型金屬氧化半導體場效電晶體體部二極體的傳導結束以後去除在節點LX上的振盪。雖然其係以部份的二極體模式電路來顯示，但是閂鎖1501可被實施在N二極體檢測電路內。閂鎖1501係藉由發送到N二極體電測器比較器的重設訊號來重設。閂鎖1501的輸出會被提供到D型正反器1502，並且在適當時脈邊緣上被取樣。該時脈邊緣可從N型金屬氧化半導體場效電晶體開啟訊號得到，其係可從來自切換驅動器的反饋得到，通過延遲1503與1504。為了解釋之目的，兩延遲係被顯示於第15圖中，但單一延遲或超過兩個的延遲則可被使用來提供正確延遲。延遲1503提供一延遲，該延遲有效地提供匹配零交叉比較器以及N型金屬氧化半導體場效電晶體切換關閉時間的延遲，亦即，N型金屬氧化半導體場效電晶體的最小傳導時間。延遲1504提供一延遲以允許在N二極體檢測比較器中的延遲與在產生N二極體_關閉訊號中的邏輯。

當該延遲時脈循環由D型正反器1502來接收時，該鎖住N二極體_關閉訊號的狀態則可被取樣。假如該輸出錯誤的話，這意味著電感器電流仍無法達到零，且二極體模式不會被啟動。假如該輸出是真的話，這意味著，電感器電流在小於τ_nmin 的時間中達到零，且二極體模式會被致能。正反器1502的輸出因此包含二極體模式訊號，該訊號係由能率調節器所使用，以決定在下一循環開始時是否禁止N型金屬氧化半導體場效電晶體開啟關閉。

將理解的是，在二極體模式中，N型金屬氧化半導體場效電晶體不會被開啟，且如此，來自N型金屬氧化半導體場效電晶體切換驅動器的反饋不會被使用。在此情形中，可產生適當訊號。P型金屬氧化半導體場效電晶體開啟訊號可藉由反轉器來反轉，其係並且藉由延遲1507來延遲一延遲，其係對應在將P型金屬氧化半導體場效電晶體切換為關閉與將N型金屬氧化半導體場效電晶體切換為開啟之間的延遲。要是該電路不在二極體模式中的話，該結果係為當N型金屬氧化半導體場效電晶體開啟時變高之訊號。此訊號係由對應二極體模式訊號輸出中的多工器1505所選出。

應該注意的是，二極體模式係相關於直流對直流轉換器的谷值電流模式控制來說明。然而，二極體模式的原理可相等地應用到峰值電流模式控制器。在峰值模式控制中，P型金屬氧化半導體場效電晶體會以時脈循環來開啟，並當電流達到臨界值時關閉。在此點上，P型金屬氧化半導體場效電晶體會被關閉且N型金屬氧化半導體場效電晶體會被開啟。為了避免功率耗損，如以上所說明，較佳地係為在電流變為負以前將N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器切換為關閉。然而，如以上所說明，將再度會有傳播延遲與相關於任何補償電路的偏位，因此則將會有最小的有效N型金屬氧化半導體場效電晶體開啟時間。因此，最小週期τ_nmin 可如以上說明地被定義，且假如在任何循環中，N型金屬氧化半導體場效電晶體電流在小於τ_nmin 的持續期間中達到零的話，那麼N型金屬氧化半導體場效電晶體則會被禁止在隨後的週期中開啟。

現在來說明本發明實施例的操作，其中其係包括電流迴路方塊與波形的更多細節，而不是聚焦在輸出波形上。

第10a圖詳細地顯示當直流對直流轉換器在全DCM模式中操作時的控制訊號，其係如以上關於第7圖來說明。

第一軌道顯示類似第7圖所示電流曲線的電感器電流，其係具有到時間t1的第一相位，當N型金屬氧化半導體場效電晶體開啟時衰變斜率為V_OUT /L，當它通過N型金屬氧化半導體場效電晶體體部二極體直到在t2電流衰變到零的更深斜率為(V_OUT +Φ)/L，電流為零直到t3當P型金屬氧化半導體場效電晶體開啟時的第三相位。

第二軌道顯示由方塊800所處理的第二電流。最初，這在電感器電流下垂以後，直到它下降到I_break 為止，在此它會被維持固定。一旦P型金屬氧化半導體場效電晶體開啟的話，第二電流輸出會設定在更高值，以確保在任何暫態內它適當地在I_break 臨界值以上，其係當它隨著P型金屬氧化半導體場效電晶體關閉與N型金屬氧化半導體場效電晶體開啟時被致能時。

第三軌道顯示由於斜率補償加上額外斜波的電流。這會以等於(V_IN -V_OUT )/L的斜率來開始，但在t1與t2之間的斜率卻可名義上增加(V_OUT +Φ)/L，以模擬真實電感器電流斜率的增加。在電流於時間t2變為零以後，此額外斜率可被移除。

第四軌道顯示在內部總結節點上的電壓，在此ISNS與斜率補償電流會被總結。當此穿過V_ERROR 時，P型金屬氧化半導體場效電晶體會開啟。要注意的是，電壓迴路將緩慢地安置在適當的V_ERROR 值，以在負載電流需求量有任何變化以後產生正確電壓。

剩餘的軌道係為控制訊號。PWM係為在加總節點電壓穿過V_ERROR 以後被施以高脈衝的內部節點，其係並且由外部時脈CLK的邊緣所重設。當N型金屬氧化半導體場效電晶體電流穿過底座臨界值I_ped 時ILIM_ZC會產生觸發脈衝，其係由零穿過檢測電路850所決定。這會設定模擬訊號，其係為將額外斜波增加到所產生斜率補償以模擬電感器電流之變化的訊號。模擬係由N二極體檢測方塊750所產生的N二極體_關閉訊號所重設，該方塊則會感應出當體部二極體停止傳導時從負通到正的輸出電壓。當P型金屬氧化半導體場效電晶體開啟時，N二極體_關閉訊號本身會被重設。保持係為模擬與N二極體_關閉的組合，其係並且會被使用來造成電流感應器方塊800保持第二電流值。N閘極與P閘極係為N型金屬氧化半導體場效電晶體與P型金屬氧化半導體場效電晶體閘極的驅動訊號。

第10b圖顯示在CCM與DCM操作之間轉變相位上的操作，其係類似在第6圖點曲線的情況，在此，真實谷值電流是在零以上，但卻在I_ped 與I_break 以下。相同的訊號軌道會被顯示於第10a圖中。

該控制方案必須將電流控制迴路合併在此區域中，其係因為電感器電流不會衰變到零，且在沒有一些電流資訊來補償的情形下，總迴路的特性實際上為第二級。

不幸地，假如功率N型金屬氧化半導體場效電晶體切換器20關閉的話，電流感應器800則無法供應任何電流資訊。替代地，電流資訊可藉由在切換器關閉的時間內將普遍盛行於感應器的電流取樣而來模擬，其係並且在汲極體二極體301被傳導的同時藉由額外模擬電流斜波來補充。

操作係類似以上的真實DCM，除了真實電感器電流從不衰變到零以外，如此N二極體_關閉從不被引發，且如此當加總節點電壓通過V_ERROR 時，額外斜率補償斜波仍將會被施加。同樣地，此模擬的淨效應係為總電感器電流斜波加上斜率補償斜波－到第一級－係等於在CCM中普遍盛行者，在此，平均電感器電流足夠高，使得零交叉檢測電路從不失敗。在全CCM、N型金屬氧化半導體場效電晶體二極體傳導下的CCM以及DCM之間的轉變因此會很平順。

本發明的實施例因此提供可在谷值電流模式中操作以及在許多不同模式中操作的直流對直流轉換器。不同模式的使用允許直流對直流轉換器維持在CCM中的正確電流模式控制，其係並且經由轉變相位而到全DCM。在轉變相位中，雖然N型金屬氧化半導體場效電晶體關閉，電流迴路仍將為主動，且電流迴路控制則藉由模擬電感器電流中的變化來提供。本發明的此實施例因此提供在CCM與DCM之間的無縫轉換，反之亦然。該控制機制使用無損的電流感應方法，而且因此與串聯感應電阻器有關的損耗則會被避免。直流對直流轉換器可操作在CCM、轉變相位與DCM中的固定頻率－雖然假如希望的話，可變頻率操作可被實施。脈衝跳躍模式同樣有用，其係藉由避免當非必要時的切換以及因而減少相關切換損耗，來允許在低電流需求量上的明顯效率增益。二極體操作模式可以低電流需求量來使用，以確保進入脈衝跳躍模式。這些操作模式會在操作上自動化(假如被致能的話)。轉變相位的肇始係藉由I_ped 的值來設定，而且轉換器將依據負載電流而在CCM、轉變相位或DCM中自動操作。假如最小傳導時間週期被致能的話，該轉換器亦將適當地自動進入脈衝跳躍與/或二極體模式，且在模式之間的轉變將會自動且連續，亦即，在所有模式之間，該控制方法係為相同，且不會有從一組控制訊號到另一組的任何改變。既使沒有任何電流資訊有用的話，該控制迴路仍會被維持在每一CCM、轉變相位、DCM與脈衝跳躍上。

熟諳該技藝者將理解到，CCM模式控制提供最穩定的控制方法，但其它操作模式則提供效率節約。第11圖顯示直流對直流轉換器完全在強制CCM模式(FCCM)之CCM中操作的相關效率，其係具有在低電流需求量增加時自動操作切換到DCM，其係經由轉變相位，且隨後到脈衝跳躍模式的一轉換器。該曲線顯示按對數來比率化之效率與電流的相對情形。在第11圖中所示的曲線會施加到相等的轉換器，在此只有該操作模式會被改變，其係並且假定在整個操作範圍內的固定V_IN 與固定V_OUT 。

下曲線1101顯示轉換器在FCCM中操作的效率。在相當高的電流負載上，大約200－300毫安培，轉換器是非常有效率的。然而，當負載電流下降時，效率會明顯地下降，其係部份由於N型金屬氧化半導體場效電晶體將在部份每一循環內通過負電流之事實。

上曲線1102顯示具有被致能之自動模式切換之轉換器的操作情形。在電流200毫安培或以上，轉換器可在CCM模式中操作，且因此該效率是有效地，其係與轉換器在FCCM中操作相同。在200毫安培以下，適當經過到DCM的轉變相位會被起始，且該曲線會開始以轉換器來偏離，以更有效率地在DCM中操作。在此實例中，大約在20毫安培以下，會開始脈衝跳躍，其係當切換損耗避免時會有效能的跳躍。在較低電流上，仍可看到，在脈衝跳躍模式中操作的轉換器會明顯比在FCCM中操作的對應轉換器更有效率。

這些明顯的效率節約對可攜式電子裝置應用的電池壽命具有大幅的影響。然而，在一些應用中，效率獲取不會像那樣被關注，其係並且較佳地可在FCCM中操作，以提供對電壓漣波與類似物的控制。因此習知地，到能率控制器的模式控制訊號輸入，例如第1圖所示模式控制訊號106可決定該轉換器是否在FCCM中操作或者DCM與脈衝跳躍操作模式是否會被致能。

現將說明用來實施以上所說明模式之電路的種種態樣與實施例。

第12圖顯示根據具有保持能力之本發明此態樣所設計之電流感應器的一種實施例。

N-通道電流感應器800與功率切換器20的界面會被顯示。

參考電壓V_A 會被產生在放大器805的非反轉輸入節點上。V_A 係與電流801以及N型金屬氧化半導體場效電晶體裝置803與804之電阻的串聯組合成比例。此偏壓電壓V_A 會藉由反饋的動作而被複製在放大器805的反轉輸入節點上，以確保節點B，裝置810的汲極，會維持在V_A 。

在正常操作下，切換器809會被關閉且切換器807與808會被開啟，以允許電流路徑經過裝置20、809、811、810、812與813。因為節點B維持在固定電壓，所以經過809、811、810的電流係藉由(V_A -V(LX))/R_sx 所產生，在此R_sx 係為R809+R811+R810，亦即，這三裝置的電阻總和。因此當電感器電流改變，經過N型金屬氧化半導體場效電晶體的電流亦會改變(相較於經過N型金屬氧化半導體場效電晶體20與電感器L者，經過R809的電流很小)，如此在LX上的電壓會由於經過N型金屬氧化半導體場效電晶體20之I.R壓降的改變而改變。此變化會調節經過R_sx 的電壓。因為R_sx 亦為MOS通道電阻，其係將在與N型金屬氧化半導體場效電晶體20成比例的第一級軌道，淨結果係為經過R_sx 經過812而到輸出之電流的調節，該輸出獨立於MOS通道電阻，並且為經過N型金屬氧化半導體場效電晶體20之電流的純比率複製，其比率主要依據相關電晶體的各別縱橫比。

正常下，在電感器中的電流朝向負載，如圖所示。這會將N型金屬氧化半導體場效電晶體汲極節點LX拉到接地以下並且增加經過809的電流。然而，在一些模式中或在暫態內，電流係為相反極性。由於忽視電流源802，可檢測的最大反轉電流會造成LX上升到電壓V_A ，亦即V_A /R20，因為812僅僅是源極且非汲電電流。包括電流源802會減少最大的反轉電流。

當電流感應器在軌道模式時，亦即當N型金屬氧化半導體場效電晶體開啟且經過N型金屬氧化半導體場效電晶體的真實電流被監控時，切換器815會被關閉且在節點ISNS看到的電流會藉由包含裝置813、814與815的電流鏡來產生。當在保持模式時，如由保持控制訊號所決定(其係被反轉，以用來控制切換器815)，鏡裝置814的閘極係為開路，且閘極會留在固定電壓，且因而其輸出電流會維持在相同值直到被重新連接為止。已知技術，譬如例如在反相中計時的半尺寸裝置，其係會被使用來取消到此閘極節點上的電荷注入，其係將藉由此切換器關閉所造成。在閘極與供應器之間的額外電容可被添加，雖然其係因為隨著時間的逐漸衰減對調整期輸出具有非常小效果而可被證實在此設計中為非必要性。

為了得到用於ISNS對絕對外部施加電流的正確比率化值，電流鏡813、814與815可被製成，數位程式化電流鏡則由複數個元件組成，以藉由標準技術來產生可程式化的電流轉換比率。在製造時，預定的外部電流可被施加，且經過內部晶片上電阻器而發展的電壓可被監控，且電流轉換比率可被修改，直到預定目標電壓被發展穿過晶片上電阻器為止。隨後這會將調節器的〝感應電阻〞(嚴格說來為互阻)R_感應固定到與其它晶片上電阻相關的已知值，以致使迴路轉換功能的緊密度容限。由於其它晶片上電阻/電容仍隨著時間有一些變化，但是在短通道N型金屬氧化半導體場效電晶體電阻中的製造變化以及在感應放大器中的偏位與電流比率誤差則可被補償。

裝置801與802的電流會與晶片上電阻成反比，其係類似那些使用於能率調節器方塊者。裝置803、804、810、811與切換器807、808與809係為主功率切換器20電阻的所有比率化的類比物，其中它們可在製程、電壓供應與溫度上彼此追蹤。就是說，該等裝置與切換器會被形成在相同區域的矽上，使得任何製程變化能夠等同地影響所有裝置，且該等裝置會經歷相同溫度與供應變化。

當工作週期控制週期開始時，此電流感應器的電流輸出應該被重設到在正常情況下所看到還更高的值，以便避免藉由第5圖之能率調節器方塊900所引發的錯誤。此重設路徑係藉由關閉切換器807同時使切換器808與809維持開啟來得到。這會將感應器自功率裝置20解耦合，且由於裝置810與807的串聯組合小於裝置810、811與809的串聯組合，其係會將輸出電流推得比一般更高。

為了節省電力，在DCM與脈衝跳躍模式的一些相位內，包含裝置808、810、811、812與813的路徑會被接合，其係將ISNS輸出設定到在正常操作期間內看到的底座值，而不是較高重設值。這會因為裝置808與809的電阻相等而得到。

在CCM內，切換器815會被關閉。當直流對直流轉換器被放置入在CCM與DCM之間的轉換模式時，一旦零電流被檢測出來－實際上總是在零以上，亦即在I_ped ，以允許驅動列中的偏位與傳播延遲－切換器815會被開啟，且在ISNS輸出上所產生的電流會藉由裝置814的閘極電容而維持固定在一位準，其係類似在恰好切換器開啟以前所流動者。

第13圖顯示斜波產生器500的一種實施例，其係能夠產生一斜率補償訊號，該訊號包括模擬電感器電流中變化的元件。

很顯然，該方塊的輸出電流係由以下所產生：

I_OUT (t)=I₅₁₂ +I₅₀₇ /M-R₅₀₄ ×I₅₀₆ /R₅₀₅ ×M-(I₅₀₆ +I₅₀₃ )×t/M×C₅₀₂ ×R₅₀₅

假如電流I₅₀₃ 、I₅₀₆ 、I₅₀₇ 與I₅₁₂ 以外部電流參考來比率化的話，由於斜波產生器方塊而在輸出節點上看到的添加電壓貢獻係為固定的電壓偏位，其係取決於晶片上電阻器的製造容差加上與晶片上電阻器之製造容差無關之隨時間而變的斜波電壓。電壓偏位可減少到零，以避免晶片上電阻的相依性，並且藉由R₅₀₄ 、R₅₀₅ 與M的合宜規格化而在每一循環開始時將斜波設定到零。電流源503可被控制，以改變斜波的斜率，以包括當N型金屬氧化半導體場效電晶體關閉且體部二極體傳導時電感器電流中的模擬變化。

第14圖顯示在第5圖所使用之具有相關連接之能率調節器方塊的極精簡描述。

它包含能隙電壓產生器與內部電阻器取得電流源601、電壓比較器602、兩個電阻器603與604、以及模式控制方塊605。

模式控制方塊包含邏輯，其係用來當訊號ILIM_ZC變成真時產生保持訊號，並且維持高的保持訊號直到重設為止－如以上參考第10a與10b圖所說明，當加總節點電壓達到V_ERROR 時。它亦包含用於當ILIM_ZC變成真直到N二極體_關閉變成真時產生模擬訊號的邏輯。

模式控制方塊亦接收外部模式控制訊號，其係用來在FCCM模式或自動DCM與脈衝跳躍之間切換。當在FCCM中操作時，訊號ILIM_ZC可簡單地被連續維持在錯誤，且當在加總節點上的訊號達到V_ERROR 時，該轉換器僅僅會將N型金屬氧化半導體場效電晶體切換為關閉。然而，較佳地是，當在FCCM中操作時，有效率地使N二極體檢測方塊750與零交叉檢測方塊850止動。

當以上實施例相關於直流對直流降壓轉換器來說明的同時，本發明實施例一般可被應用到切換調節器。該切換調節器係為部份的功率管理設備，譬如功率管理積體電路(亦即，PMIC)。無論具有單一電源或多重電源以及無論是否為可攜式，本發明實施例均對任何形式電性裝置之任何子系統的功率管理有用。本發明實施例特別可應用在可攜式裝置，無論如何譬如：移動電腦裝置，譬如膝上型電腦、小筆電、個人數位助理與類似物；移動通訊裝置，譬如無線電話、蜂巢式電話、移動電子信件收發裝置與類似物；個人媒體播放器，譬如MP3或其它聲音播放器、個人收音機、影像播放器；可攜式影像遊戲控制台與裝置；個人導航裝置，譬如衛星導航器與全球定位系統接收器，無論車用或或掌上型或任何其它可攜式或電池操作裝置。

應該注意的是，上述實施例說明而非限制本發明，且那些熟諳該技藝者將能夠設計許多替代性實施例而不會背離附加申請專利範圍的範圍。字〝包含〞並沒有排除除了列在申請專利範圍中以外之元件或步驟的存在，〝一〞或〝一〞並沒有排除複數個，且單一處理器或其它單元可實行在該申請專利範圍中所陳述之數個單元的功能。在所申請專利範圍中的任何參考符號均不會被解釋為限制它們的範圍。

10‧‧‧高側供應切換器

20‧‧‧低側供應切換器

100‧‧‧直流對直流轉換器

101‧‧‧處理器電路

102‧‧‧輸出電壓

103‧‧‧輸入電壓

104‧‧‧時脈訊號

105‧‧‧電壓選擇訊號

106‧‧‧模式控制訊號

107‧‧‧可攜式電子裝置

200‧‧‧直流對直流轉換器

201‧‧‧電流控制迴路區塊

202‧‧‧輸出台

203‧‧‧輸出節點

204‧‧‧位準移位器

205‧‧‧電壓誤差放大器

206‧‧‧運算轉導放大器(OTA)

207‧‧‧電阻電容網路

208‧‧‧訊號

209‧‧‧電流感應器放大器

210‧‧‧能率調節器

211‧‧‧切換驅動器緩衝台

212‧‧‧時脈訊號

213‧‧‧斜波產生器

214‧‧‧高側供應軌

215‧‧‧低側供應軌

301‧‧‧寄生二極體

302‧‧‧寄生二極體

500‧‧‧斜波產生器

501‧‧‧電流迴路控制

502‧‧‧電容

503‧‧‧電流源

504‧‧‧電阻

505‧‧‧電阻

506‧‧‧電流源

507‧‧‧電流源

512‧‧‧電流源

601‧‧‧電流源

602‧‧‧電壓比較器

603‧‧‧電阻器

604‧‧‧電阻器

605‧‧‧模式控制方塊

750‧‧‧N二極體檢測方塊

800‧‧‧電流感應器

801‧‧‧電流

802‧‧‧電流源

803‧‧‧N型金屬氧化半導體場效電晶體裝置

804‧‧‧N型金屬氧化半導體場效電晶體裝置

805‧‧‧放大器

806‧‧‧切換控制器

807‧‧‧切換器

808‧‧‧切換器

809‧‧‧切換器

810‧‧‧裝置

811‧‧‧裝置

812‧‧‧裝置

813‧‧‧裝置

814‧‧‧裝置

815‧‧‧切換器

850‧‧‧零交叉檢測方塊

900‧‧‧能率調節方塊

1001~1020‧‧‧曲線

1101、1102‧‧‧曲線

1501‧‧‧閂鎖

1502‧‧‧D型正反器

1503‧‧‧延遲

1504‧‧‧延遲

1505‧‧‧多工器

1506‧‧‧反向器

1507‧‧‧延遲

1601‧‧‧輸入

1602‧‧‧延遲元件

1603‧‧‧脈衝產生器

第1圖顯示被安排到功率處理器電路之直流對直流轉換器的基本安排情形；第2圖顯示習知直流對直流轉換器；第3圖顯示結合輸出台切換器的寄生二極體；第4圖顯示在特定位準電流需求量上的電感器電流與電壓波形；第5圖顯示根據本發明實施例所設計之直流對直流轉換器；第6圖顯示在低於第4圖所示電流需求量的位準上，根據本發明實施例所設計之直流對直流轉換器的電感器電流與電壓波形；第7圖顯示在低於第6圖所示電流需求量的位準上，根據本發明實施例所設計之直流對直流轉換器的電感器電流與電壓波形；第8圖顯示在循環之間的電感器電流與電壓波形；第9圖顯示說明在低電流需求量之操作模式的電流與電壓波形；第10a圖顯示一種在DCM操作之直流對直流轉換器實施例的種種控制波形；第10b圖顯示一種在CCM與DCM之間之轉變模式中操作之直流對直流轉換器實施例的種種控制波形；第11圖顯示相較於加壓CCM，根據本發明實施例所設計模式中操作直流對直流的相對頻率；第12圖顯示一種電流感應電路的實施例；第13圖顯示一種能夠模擬電感器電流變化之斜波產生器的實施例；第14圖顯示能率調節器的精簡實施例；第15圖顯示用來實施二極體操作模式之電路安排情形的一種實施例；以及第16圖顯示用來實施脈衝跳躍操作之電路安排情形的一種實施例。