DE102016221863B4

DE102016221863B4 - Schaltleistungsversorgung

Info

Publication number: DE102016221863B4
Application number: DE102016221863.8A
Authority: DE
Inventors: Guillaume De Cremoux; Andrew Notman; Vladislav Vasilev
Original assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Current assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Priority date: 2016-11-08
Filing date: 2016-11-08
Publication date: 2020-02-27
Anticipated expiration: 2036-11-09
Also published as: US20180131273A1; US10686372B2; DE102016221863A1

Abstract

Leistungsversorgung, die aufweisteinen Schaltwandler zum Vorsehen einer Ausgangsspannung mit einem Leistungsschalter (105, 110), der mit einem Treiber (120) gekoppelt ist zum Betreiben des Leistungsschalters (105, 110) mit einem Ein-Aus-Schaltzyklus; undeinen temperaturkompensierten Power-On-Reset TPOR Generator (305, 405, 605, 705, 905, 1005), wobei der TPOR Generator (305, 405, 605, 705, 905, 1005) einen Eingang aufweist, der mit einem Ausgang des Wandlers gekoppelt ist, und einen Ausgang, der mit dem Treiber (120) gekoppelt ist, wobei der TPOR Generator (305, 405, 605, 705, 905, 1005) ausgebildet ist zum Vorsehen einer temperaturkompensierten Spannungsschwelle und eines Steuersignals, um den Ein-Aus-Schaltzyklus zu steuern, wobei das Steuersignal derart ausgebildet ist, dass, wenn die Ausgangsspannung die temperaturkompensierte Spannungsschwelle übersteigt, sich ein Wert des Steuersignals ändert.

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Offenbarung betrifft eine Schaltleistungsversorgung mit geringem Energieverbrauch und ein Verfahren für einen Betrieb einer derartigen Vorrichtung. Insbesondere betrifft die vorliegende Offenbarung eine Schaltleistungsversorgung mit einem Abwärtswandler.
Hintergrund
Tragbare Vorrichtungen erfordern eine sorgfältige Leistungsverwaltung, um eine Batterieautonomie zu maximieren.
Es wurden verschiedene Ansätze verwendet, um den Ruhestrom von Leistungswandlern, wie DC-DC-Abwärtswandlern, zu reduzieren. Zum Beispiel kann ein Leistungsverbrauch der Leistungswandlerschaltung durch kurzzeitiges Ausschalten der Steuervorrichtung des Leistungswandlers bei Bedingungen geringer Last reduziert werden. Der Leistungsverbrauch derartiger Schaltungen bleibt jedoch mit einem Ruhestrom in der Größenordnung von 1µA bis 15µA signifikant. Darüber hinaus haben solche Systeme ein komplexes Design und einen großen Fußabdruck, der für Anwendungen für tragbare Vorrichtungen ungeeignet ist.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine oder mehrere der oben erwähnten Beschränkungen zu adressieren.
US 2014 / 0 084 884 A1 beschreibt einen Buck-Schaltwandler mit einem Timing-Pulse-Konverter, der mit dem Ausgang des Schaltwandlers und einer digitalen Steuervorrichtung verbunden ist. Die digitale Steuervorrichtung weist einen Referenzspannungsblock auf, um eine digitale Referenzspannung zu erzeugen. Diese digitale Referenzspannung wird an einen Digital-Analog-Wandler weitergeleitet um eine Referenzspannung für den Timing-Pulse-Konverter zu erzeugen.
US 6 137 324 A beschreibt eine Power-on-Reset-Schaltung, die einen präzisen Power-on-Reset-Puls mit einer oberen Grenzspannung erzeugt, wobei die obere Grenzspannung unempfindlich gegenüber Temperaturschwankungen und gegenüber herstellungsprozessbedingten Schwankungen ist.
Randall L. Geiger, Philip E. Allen, Noel R. Strader: „VLSI Design Techniques for Analog and Digital Circuits“, Seite 370, McGraw-Hill 1990, ISBN 0-07-023253-9, beschreibt eine CMOS Bandlücken-Spannungsreferenz, die in schwacher Inversion betrieben wird.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß einem ersten Aspekt der Offenbarung ist eine Leistungsversorgung vorgesehen, die einen Schaltwandler zum Vorsehen einer Ausgangsspannung mit einem Leistungsschalter, der mit einem Treiber gekoppelt ist zum Betreiben des Leistungsschalters mit einem Ein-Aus-Schaltzyklus; und einen Spannungsschwellenindikator aufweist, wobei der Spannungsschwellenindikator einen Eingang zum Empfangen eines Ausgangs des Wandlers bzw. Konverters und einen Ausgang aufweist, der mit dem Treiber gekoppelt ist, wobei der Spannungsschwellenindikator ausgebildet ist zum Vorsehen einer temperaturkompensierten Spannungsschwelle und eines Steuersignals, um den Ein-Aus-Schaltzyklus zu steuern, wobei das Steuersignal derart ausgebildet ist, dass, wenn die Ausgangsspannung die temperaturkompensierte Spannungsschwelle übersteigt, sich ein Wert des Steuersignals ändert.
Optional kann das Ausgangssteuersignal ausgebildet sein zum Regeln der Ausgangsspannung um einen Sollwert.
Optional kann das Ausgangssteuersignal ausgebildet sein zum Ändern eines Betriebs des Schaltwandlers zwischen einem ersten Zustand, in dem der Leistungsschalter abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird, und einem zweiten Zustand, in dem der Leistungsschalter ausgeschaltet ist.
Optional kann das Ausgangssteuersignal ausgebildet sein zum Ändern des Betriebs des Schaltwandlers von dem ersten Zustand zu dem zweiten Zustand, wenn die Ausgangsspannung über einen Schwellenwert hinaus ansteigt.
Optional weist die Leistungsversorgung eine Rückkopplungsschleife auf zum Regeln des Ausgangs des Wandlers, wobei die Rückkopplungsschleife eine mit dem Treiber gekoppelte Speichervorrichtung aufweist.
Optional weist die Rückkopplungsschleife den Spannungsschwellenindikator auf und der Ausgang des Spannungsschwellenindikators ist mit einem Eingang der Speichervorrichtung gekoppelt.
Optional kann der Spannungsschwellenindikator ausgebildet sein zum Vorsehen einer Hysteresesteuerung des Schaltwandlers.
Optional weist die Leistungsversorgung zumindest ein energieverbrauchendes Schaltungselement auf.
Optional weist das zumindest eine energieverbrauchende Schaltungselement einen Stromkomparator auf.
Optional weist die Leistungsversorgung eine Steuervorrichtung auf, die mit dem Ausgang des Spannungsschwellenindikators gekoppelt ist; wobei die Steuervorrichtung zwischen einem ersten Zustand, in dem die Steuervorrichtung ein erstes Steuersignal ausgibt, um zumindest ein energieverbrauchendes Schaltungselement einzuschalten, und einem zweiten Zustand schaltbar ist, in dem die Steuervorrichtung ein zweites Steuersignal ausgibt, um zumindest ein energieverbrauchendes Schaltungselement auszuschalten.
Optional weist der Spannungsschwellenindikator einen Widerstand auf proportional zu einer absoluten Temperatur, einen ersten Stromspiegel, der mit einem zweiten Stromspiegel gekoppelt ist, wobei eine Größe des zweiten Stromspiegels ein Vielfaches einer Größe des ersten Stromspiegels ist, wobei die Anzahl zumindest 2 oder mehr ist.
Optional weist der Spannungsschwellenindikator einen Stromkopierer auf, wobei der erste Stromspiegel über den Stromkopierer mit dem zweiten Stromspiegel gekoppelt ist, und einen Potentialteiler, der einen Eingang, der mit dem ersten Stromspiegel gekoppelt ist, und einen Ausgang aufweist, der mit dem Stromkopierer gekoppelt ist.
Optional weist der Spannungsschwellenindikator einen weiteren Schalter mit einem ersten Anschluss auf, der mit dem ersten Stromsensor gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem Widerstand proportional zu der absoluten Temperatur gekoppelt ist.
Optional weist der Potentialteiler einen variablen Widerstand auf; und der Spannungsschwellenindikator weist eine Komparatorschaltung auf, die zwischen dem ersten Stromspiegel und dem variablen Widerstand gekoppelt ist, wobei die Komparatorschaltung ausgebildet ist zum Ausgeben eines Signals, um einen Wert des variablen Widerstands zu ändern.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Offenbarung ist ein Verfahren vorgesehen für einen Betrieb einer Leistungsversorgung, die einen Schaltwandler zum Vorsehen einer Ausgangsspannung aufweist, wobei das Verfahren aufweist ein Vorsehen eines Spannungsschwellenindikators, der ausgebildet ist zum Vorsehen einer temperaturkompensierten Spannungsschwelle und eines Steuersignals, wobei das Steuersignal derart ausgebildet ist, dass, wenn die Ausgangsspannung die temperaturkompensierte Spannungsschwelle übersteigt, sich ein Wert des Steuersignals ändert; und Steuern eines Ein-Aus-Schaltzyklus des Schaltwandlers unter Verwendung des Steuersignals.
Optional weist das Verfahren auf ein Regeln der Ausgangsspannung des Schaltwandlers um einen Sollwert unter Verwendung des Steuersignals.
Optional weist das Verfahren auf ein Ändern eines Betriebs des Schaltwandlers zwischen einem ersten Zustand, in dem der Leistungsschalter abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird, und einem zweiten Zustand, in dem der Leistungsschalter ausgeschaltet ist.
Optional erfolgt das Ändern des Betriebs des Schaltwandlers von dem ersten Zustand in den zweiten Zustand, wenn die Ausgangsspannung über einen Schwellenwert hinaus ansteigt.
Optional weist das Verfahren auf ein Vorsehen einer Steuervorrichtung, die einen Eingang aufweist, der mit dem Spannungsschwellenindikator gekoppelt ist, und einen Ausgang, der mit zumindest einem energieverbrauchenden Schaltungselement gekoppelt ist; und Ausschalten zumindest eines energieverbrauchenden Schaltungselements, wenn die Ausgangsspannung über den Schwellenwert hinaus ansteigt.
Optional weist das Verfahren auf ein Einschalten zumindest eines energieverbrauchenden Schaltungselements, wenn die Ausgangsspannung unter einen anderen Schwellenwert abfällt.
Detaillierte Beschreibung
Die Erfindung wird im Folgenden beispielhaft und unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen detaillierter beschrieben, wobei:

1 ein Schaltungsdiagramm eines Abwärtswandlers ist;
2 ein Schaltungsdiagramm eines mit einer digitalen Steuervorrichtung vorgesehenen Abwärtswandlers ist;
3 ein Schaltungsdiagramm eines mit einem Spannungsschwellenindikator vorgesehenen Abwärtswandlers ist;
4 ein weiteres Schaltungsdiagramm eines mit einem Spannungsschwellenindikator vorgesehenen Abwärtswandlers ist;
5 ein Zeitdiagramm ist, das den Betrieb der Schaltung von 4 darstellt;
6 ein Schaltungsdiagramm eines Spannungsschwellenindikators ist;
7 ein Schaltungsdiagramm eines mit einem Spannungsschwellenindikator vorgesehenen Abwärtswandlers ist;
8 eine Simulation einer Hysteresesteuervorrichtung der Abwärtswandlerschaltung von 7 ist;
9 ein Schaltungsdiagramm eines Abwärtswandlers ist, der mit einem alternativen Spannungsschwellenindikator vorgesehen ist;
10 eine modifizierte Version des Schaltungsdiagramms von 7 ist.

1 zeigt einen herkömmlichen Abwärtswandler 100. Der Wandler umfasst einen hochseitigen Leistungsschalter 105, einen niedrigseitigen Leistungsschalter 110, einen Induktor 115, einen Gate-Treiber 120 und eine Ausgangsregelschleife zum Regeln einer Ausgangsspannung des Wandlers.
Die Ausgangsregelschleife umfasst eine Widerstandsleiter, die durch die Widerstände ROH 125 und ROL 130 gebildet wird, einen Verstärker 135, einen Komparator 140 und eine Speichervorrichtung 145. Zum Beispiel kann die Speichervorrichtung 145 ein Latch oder ein Flipflop sein. Der Verstärker 135 hat einen ersten Eingang zum Empfangen einer Rückkopplungsspannung V_FBK von der Widerstandsleiter, einen zweiten Eingang zum Empfangen einer Referenzspannung V_REF von einem Referenzgenerator 150 und einen Ausgang zum Vorsehen eines Fehlersignals V_ERR . Der Komparator 140 hat einen ersten Eingang zum Empfangen des Fehlersignals von dem Verstärker 135, einen zweiten Eingang zum Empfangen eines Rampensignals von einem Rampengenerator 155 und einen Ausgang. Der Rampengenerator 155 kann ausgebildet sein zum Erzeugen eines Rampensignals, das ein Spannungsrampensignal, V_RAMP , oder eine Replik des Induktorstroms oder ein Integral des Lx-Knotens oder ein anderes Signals sein kann, das eine Steuerung einer Arbeitszyklusmodulation ermöglicht.
Ein Stromsensor 160 ist mit dem Induktor 115 gekoppelt, um einen Induktorstrom zu erfassen. Der Stromsensor 160 ist mit einem Komparator 162 verbunden, um anzugeben, ob der Induktorstrom einen Schwellenwert übersteigt.
Die Speichervorrichtung 145 hat einen ersten Eingang zum Empfangen eines Ausgangs des Stromkomparators 162, einen zweiten Eingang zum Empfangen eines Ausgangs des Komparators 140, einen dritten Eingang zum Empfangen eines Taktsignals von einem Oszillator 165; und einen Ausgang, der mit dem Gate-Treiber 120 verbunden ist. Die Speichervorrichtung 145 kann ein Latch oder ein Flip-Flop sein.
Im Betrieb wird die Ausgangsspannung V_OUT des Abwärtswandlers durch die Widerstandsleiter geteilt. In der vorliegenden Offenbarung ist der Wert von V_OUT 1000 V; jedoch kann der Wandler ausgebildet sein zum Ausgeben einer anderen Ausgangsspannung. Die resultierende Spannung V_FBK wird mit der Referenzspannung VREF verglichen und durch den Verstärker 135 verstärkt. Der Verstärker 135 erzeugt ein Fehlersignal V_ERR proportional zu V_FBK - V_REF .
Der Stromkomparator 162 ist ausgebildet zum Vergleichen des Induktorstroms mit einem Schwellenwert und zum Erzeugen eines Fehlersignals, OC, falls der Induktorstrom den Schwellenwert übersteigt.
Jedes Mal, wenn ein Taktpuls durch den Oszillator 165 erzeugt wird, wird ein Ausgang der Speichervorrichtung 145 auf eine logische 1 gesetzt. Das logische-1-Signal aktiviert dann den hochseitigen Leistungsschalter 105 über den Gate-Treiber 120. Die Ausgangsspannung nimmt zu und wenn das Rampensignal V_ERR erreicht, wird das Ausgangssignal der Speichervorrichtung zurückgesetzt. Dies aktiviert den niedrigseitigen Leistungsschalter bis zum nächsten Taktpuls.
Ein derartiger Abwärtswandler verbraucht eine signifikante Menge an Strom, auch in einem Ruhezustand, wenn es keine Last an dem Ausgang gibt. In einem kontinuierlichen Schaltmodus, der auch als CCM (continuous condition mode) bezeichnet wird, werden die Leistungsschalter bei jedem Taktzyklus ein- und ausgeschaltet. Jeder Leistungsschalter erfordert bei jedem Zyklus eine gegebene Menge an Ladung, zum Beispiel InC, um ein- oder ausgeschaltet zu werden. In dem CCM-Modus und unter Berücksichtigung des Beispiels einer Taktfrequenz von 2 MHz verbraucht jeder Leistungsschalter einen Ruhestrom IQS = 2mA. Dies bei einem Leistungsschalter mit einem Widerstand von 10 mΩ Ron. Mit diesen Werten verbrauchen der Verstärker 135, der Komparator 140, der Rampengenerator 155, der Stromsensor 160 und der Oszillator 165 einen Steuervorrichtungsruhestrom IQC = 65µA an dem Eingang und 0,5µA an dem Ausgang. Daher ist in dem CCM-Modus der Verbrauch der Steuervorrichtung im Vergleich zu dem Verbrauch der Schalter sehr klein.
Bei Bedingungen mit geringer Last bezieht die Last einen niedrigen Strom. Um Energie zu sparen, bei einem Betrieb unter Bedingungen mit geringer Last, kann ein Abwärtswandler in einem diskontinuierlichen Schaltmodus betrieben werden, der auch als Pulsfrequenzmodulation(PFM - pulse frequency modulation)-Modus bezeichnet wird.
2 zeigt einen Abwärtswandler, der mit einer digitalen Steuervorrichtung für einen Betrieb des Abwärtswandlers in dem PFM-Modus vorgesehen ist. Der Abwärtswandler ist ähnlich zu dem Abwärtswandler 100 von 1. Der Wandler 200 umfasst einen zusätzlichen Komparator C2 205, der auch als Auslassen- bzw. Skip-Komparator bezeichnet wird, mit einem ersten Eingang zum Empfangen einer Referenzspannung VREF von dem Referenzgenerator, einem zweiten Eingang zum Empfangen der Rückkopplungsspannung V_FBK und einem Ausgang, der mit einer digitalen Steuervorrichtung 210 gekoppelt ist.
Unter geringen Lastbedingungen wird die Ausgangs-DC-Spannung V_OUT auf eine transiente Zunahme gezwungen, was eine Erfassung der geringen Lastbedingung ermöglicht. Der Auslassen-Komparator C2 kann verwendet werden zum Erfassen einer geringen Last, zum Beispiel, wenn V_OUT 1,05V übersteigt.
Bei Erfassung der geringen Lastbedingung geht die digitale Steuervorrichtung 210 in einen Pulsfrequenzmodulationsmodus (PFM- pulse frequency modulation). In diesem Betriebsmodus wechselt die digitale Steuervorrichtung zwischen Auslassen-Zuständen und Schaltzuständen.
In dem Auslassen-Zustand wird der Ausgang der digitalen Steuervorrichtung 210 auf eine logische 0 gesetzt. Die hochseitigen 105 und niedrigseitigen 110 Leistungsschalter werden ausgeschaltet. Der Verstärker 135, der Komparator 140, der Rampengenerator 155, der Stromkomparator 162 und der Oszillator 165 werden ausgeschaltet. In dem Auslassen-Zustand verbrauchen nur der zusätzliche Komparator 205, die Widerstandsleiter 125, 130 und der Referenzgenerator 150 Strom.
Wenn V_OUT unter einen bestimmten Wert abnimmt, zum Beispiel IV, gibt der zusätzliche Komparator C2, 205 ein Signal aus, das die digitale Steuervorrichtung 210 in einen Schaltzustand versetzt. In dem Schaltzustand gibt die digitale Steuervorrichtung 210 eine logische 1 aus und der Verstärker, der Komparator 140, der Rampengenerator 155, der Stromkomparator 162 und der Oszillator 165 werden eingeschaltet. Das System kann in kürzester Zeit, zum Beispiel 100ns, neu gestartet werden.
Bei einem Betrieb in dem PFM-Modus bleibt die digitale Steuervorrichtung 210 in einem Auslassen-Zustand für einen Großteil der Zeit. Da der Ruhestrom in dem Auslassen-Zustand viel geringer ist als in dem Schaltzustand, ist es möglich, den gesamten Ruhestrom bei einem Betrieb in dem PFM-Modus zu reduzieren. Zum Beispiel kann in dem Auslassen-Zustand des PFM-Modus ein Ruhestrom von 1µA (von dem Eingang genommen) erreicht werden.
Allerdings ist das Systemdesign komplex und nimmt einen großen Die-Bereich ein. Die Widerstandsleiter 125, 130, die Pulsmodus-Spannungsreferenz 150 und der zusätzliche Komparator 205, dessen Offset mit dem Offset des Verstärkers 135 übereinstimmen muss, tragen alle zu der großen Größe der gesamten Wandlerschaltung bei. Der zusätzliche Komparator 205 ist auch relativ langsam und kann Zeit brauchen, um zu reagieren, falls V_OUT plötzlich abfällt, da eine hohe Stromlast plötzlich an den Ausgang angelegt wird.
3 zeigt einen Abwärtswandler 300, der mit einer zusätzlichen Regelschaltung 305 vorgesehen ist. In diesem Beispiel ist die zusätzliche Regelschaltung ein Spannungsschwellenindikator, der durch einen temperaturkompensierten TPOR(Power On Reset)-Generator vorgesehen ist.
Der TPOR-Generator 305 hat einen ersten Eingang zum Empfangen eines Ausgangs des Abwärtswandlers 100 und einen Ausgang, der mit der digitalen Steuervorrichtung 210 gekoppelt ist.
Der TPOR-Generator gehört zu einer Familie von temperaturkompensierten Spannungsreferenzen, die von Bandlückenreferenzen abgeleitet sind. Solche Vorrichtungen erzeugen jedoch eine geregelte Versorgungsspannung, die sich von der herkömmlichen 1,20V-Bandlückenspannung unterscheidet. TPOR-Generatoren werden von geschlossenen Regelkreistopologien abgeleitet, bei denen der Ausgang des Generators mit seinem Eingang gekoppelt ist. Ein präziser und temperaturkompensierter Einzel-Pegel-Spannungsindikator kann durch Öffnen der Regelschleife erlangt werden.
Die digitale Steuervorrichtung 210 kann in dem PFM-Modus basierend auf einem Ausgang des TPOR-Generators betrieben werden. Bei Erfassung der geringen Lastbedingung gibt der TPOR-Generator 305 ein logisches Signal aus, das als por_b-Signal bezeichnet wird, zum Beispiel eine logische 1, die die digitale Steuervorrichtung 210 in den Auslassen-Zustand des PFM-Modus bringt. In dem Auslassen-Zustand wird der Ausgang der digitalen Steuervorrichtung 210 auf eine logische 0 gesetzt. Der Verstärker 135, der Komparator 140, der Rampengenerator 155, der Stromkomparator 162, der Oszillator 165, der Referenzspannungsgenerator 150 und die Widerstandsleiter 125, 130 sind ausgeschaltet.
Wenn V_OUT unter einen bestimmten Wert fällt, zum Beispiel IV, gibt der TPOR-Generator ein por_b-Signal aus, zum Beispiel eine logische 0, um die digitale Steuervorrichtung 210 in den Schaltzustand des PFM-Modus zu bringen. Die digitale Steuervorrichtung 210 gibt eine logische 1 aus. Der Verstärker 135, der Komparator 140, der Rampengenerator 150, der Stromkomparator 162, der Oszillator 165, der Referenzspannungsgenerator 150 und die Widerstandsleiter 125, 130 werden eingeschaltet.
Mit diesem Ansatz ist es möglich, den Ruhestrom zu reduzieren. Wenn zum Beispiel V_OUT = 1 V und V_IN von 3,6 V angenommen wird, ist der von dem TPOR-Generator verbrauchte Strom 0,5 µA, was einem Eingangsruhestrom in dem Auslassen-Zustand des PFM-Modus von 140 nA entspricht.
Darüber hinaus ist auch die Größe des Abwärtswandlers reduziert. Dies liegt daran, dass der Komparator 205 nicht benötigt wird, und die Widerstände ROH 125 und ROL 130 der Widerstandsleiter können auch kleinere Werte und damit reduzierte Größen haben. Die Schaltung von 3 eignet sich daher für Anwendungen mit geringem Verbrauch und geringer Größe, wie zum Beispiel Anwendungen für tragbare Vorrichtungen. Allerdings bleibt das Design des Systems relativ komplex. Zum Beispiel sollte ein Pegel, bei dem der TPOR-Generator das por_b-Signal setzt/zurücksetzt, mit einem Hauptregelungspegel übereinstimmen, der unter Verwendung des Referenzgenerators 150 und des Verstärkers 135 erreicht wird.
4 zeigt eine weitere Abwärtswandlertopologie, die eine weitere Reduzierung der Größe des Systems ermöglicht. Im Vergleich zu 3 hat der Spannungsschwellenindikator 405 einen ersten Eingang zum Empfangen eines Ausgangs des Abwärtswandlers und zwei Ausgänge zum Vorsehen eines ersten logischen Signals, das als por_b bezeichnet wird, und eines zweiten logischen Signals, das als por_b-shifted bezeichnet wird. Der erste Ausgang ist mit einem ersten Eingang der Speichervorrichtung 145 gekoppelt. Der zweite Ausgang ist mit einem zweiten Eingang der Speichervorrichtung und optional mit der digitalen Steuervorrichtung 210 gekoppelt.
In diesem Fall ist der Spannungsschwellenindikator 405 ein TPOR-Generator, der verwendet wird, um eine Hysteresesteuerung des Abwärtswandlers vorzusehen. Der TPOR-Generator wird auch für einen Betrieb des Abwärtswandlers in dem kontinuierlichen CCM-Modus unter einer Bedingung mit hoher Last und in dem diskontinuierlichen PFM-Modus unter einer Bedingung mit geringer Last verwendet.
Durch Verwenden eines Spannungsschwellenindikators, der temperaturkompensiert ist, um die Ausgangsspannung des Schaltwandlers zu regeln, ist es möglich, eine Spannungsregelung zuverlässig über einen weiten Temperaturbereich durchzuführen. Mit anderen Worten, der Spannungsausgang des Schaltwandlers wird nicht durch Temperaturschwankungen beeinflusst.
5 zeigt ein Zeitdiagramm, das die Profile eines idealisierten Laststroms 505, der Ausgangsspannung V_OUT 510 des Abwärtswandlers, des por_b-Signals 515, des por_b-shifted Signals 520 des TPOR-Generators und des Logiksignals 525 der Speichervorrichtung 145 umfasst, auch als Magnetisierungssignal bezeichnet.
Vor dem Zeitpunkt t0 ist der Laststrom 505 hoch und der Abwärtswandler wird in dem kontinuierlichen CCM-Modus betrieben. In diesem Szenario hält die TPOR-Schaltung die Ausgangsspannung des Wandlers um einen geregelten Wert herum, zum Beispiel 1V.
An dem Zeitpunkt t0 nimmt der Laststrom 505 unter einen Schwellenwert ab, der eine geringe Lastbedingung angibt. Bei der geringen Lastbedingung wird der Wandler in dem diskontinuierlichen PFM-Modus betrieben. Wenn die Ausgangsspannung V_OUT gleich einem Minimumschwellenwert wird, zum Beispiel IV, setzt der TPOR-Generator das por_b-Signal auf einen hohen Wert, zum Beispiel eine logische 1. Dies setzt die Speichervorrichtung 145, die ein Signal 525 ausgibt.
Zwischen den Zeitpunkten t0 und t1 wird der hochseitige Leistungsschalter 105 EIN/AUS-geschaltet nach dem Magnetisierungssignal 525 über den Gate-Treiber 120. Während dieser Zeitperiode nimmt die Ausgangsspannung 510 von 1V auf 1,05 V zu. 5 zeigt ein Magnetisierungssignal mit vier Pulsen zwischen den Zeitpunkten t0 und t1. Die Anzahl der Pulse zwischen den Zeitpunkten t0 und t1 kann angepasst werden, um die gewünschte Spannung V_OUT zu erreichen. In einigen Anwendungen kann ein einzelner Puls ausreichend sein, um V_OUT auf den gewünschten Wert zu erhöhen, zum Beispiel 1,05 V.
An dem Zeitpunkt t1 setzt der TPOR-Generator das por_b-shifted-Signal 520 auf einen hohen Wert, zum Beispiel eine logische 1, für eine relativ kurze Zeit und setzt somit die Speichervorrichtung 145 zurück.
Zwischen den Zeitpunkten t1 und t2 wird der hochseitige Leistungsschalter 105 AUS-geschaltet (offen) und V_OUT nimmt von 1,05 V auf 1V ab.
An dem Zeitpunkt t2 erreicht V_OUT 1V, der TPOR-Generator 405 setzt das Signal por_b auf eine logische 1, was die Speichervorrichtung 145 setzt.
Zwischen den Zeitpunkten t2 und t3 wird der hochseitige Leistungsschalter 105 nach dem Magnetisierungssignal 525 über den Gate-Treiber 120 EIN/AUS-geschaltet. Die Ausgangsspannung V_OUT 510 steigt von 1V auf 1,05 V.
An dem Zeitpunkt t3 erreicht V_OUT 1,05V, der TPOR-Generator setzt das Signal por_b_shifted auf eine logische 1, wodurch die Speichervorrichtung zurückgesetzt wird.
Daher kann bei einer geringen Lastbedingung der Abwärtswandler in einem diskontinuierlichen PFM-Modus betrieben werden, der Schaltzustände und Auslassen-Zustände abwechselt. Der Schaltzustand kann eine Schaltzeitperiode dauern, die viel kürzer ist als eine Auslassen-Zeitperiode, die mit dem Auslassen-Zustand assoziiert ist. Die Schaltzeitperiode kann viele Größenordnungen kürzer sein als die Auslassen-Zeitperiode. Zum Beispiel kann die Schaltzeitperiode t1-t0 ungefähr 10µs sein und die Auslassen-Zeitperiode t2-t1 kann ungefähr 10ms sein.
Bei einer geringen Lastbedingung hält die TPOR-Schaltung die Ausgangsspannung des Wandlers um einen Mittelwert, zum Beispiel 1,025 V.
Unter Verwendung dieses Ansatzes wird die Ausgangsspannungsregelung des Abwärtswandlers durch einen einzelnen Spannungsschwellenindikator, wie einen TPOR-Generator, unterstützt, wodurch die Anzahl der Elemente und die Gesamtgröße der Schaltung reduziert werden.
Optional wird das von dem TPOR-Generator erzeugte por_b-Signal auch an der digitalen Steuervorrichtung 210 empfangen. Wenn das por_b-Signal hoch ist, gibt die digitale Steuervorrichtung 210 eine logische 1 aus und der Stromsensor 160 wird eingeschaltet. Wenn das por_b-Signal niedrig ist, gibt die digitale Steuervorrichtung 210 eine logische 0 aus und der Stromkomparator 162 wird ausgeschaltet, um Energie zu sparen.
6 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines Spannungsschwellenindikators 605, der mit einer durch die Transistoren T1, T2 und T3 gebildeten Testschaltung gekoppelt ist.
In diesem Beispiel ist der Spannungsschwellenindikator 605 ein TPOR-Generator mit einem Eingang und einem Ausgang. Der TPOR-Generator hat einen ersten Stromspiegel, der an dem Eingang der Schaltung angeordnet ist und durch P-Kanal-Transistoren MP1 und MP2 gebildet wird. Ein zweiter Stromspiegel, der durch N-Kanal-Transistoren MN1 und MN2 gebildet wird, ist über einen Stromkopierer M1 mit dem ersten Spiegel gekoppelt. Der Stromkopierer M1 kann ein Transistor sein, der eine Größe N mal kleiner als die Größe des Transistors MN1 hat.
Der erste Stromspiegel ist über den Transistor MP2 mit dem Stromkopierer M1 gekoppelt. Ein Fehlerknoten, ERR, der sich an dem Ausgang der Schaltung befindet, verbindet einen Drain von MP2 mit einem Drain von M1. Ein Drain von MP1 ist mit einem Drain von MN2 verbunden, wodurch der erste Stromspiegel mit dem zweiten Stromspiegel gekoppelt wird. Ein Widerstand proportional zur absoluten Temperatur (RPTAT - Resistance Proportional to Absolute Temperature) ist an einem Ende mit einem Gate von M1 und an einem anderen Ende mit dem Drain und dem Gate von MN1 verbunden. Ein Potentialteiler, der durch Widerstände RH1, RH2 und RL gebildet wird, hat einen Eingang, der mit einer Source von MP2 gekoppelt ist, und einen Ausgang, der mit dem Gate des Transistors M1 gekoppelt ist. Die TPOR-Schaltung hat eine Topologie mit geschlossener Schleife, wobei der Ausgang des TPOR über den Transistor T1, T2, T3 mit seinem Eingang gekoppelt ist.
Die Transistoren MN1 und MN2 haben jeweils eine Größe N mal größer als der Transistor M1. Die Zahl N ist eine ganze Zahl größer als eins. Je größer N, desto kleiner sind die Werte der Widerstände RPTAT, RH1, RH2 und RL. Ein Erhöhen von N bedeutet, dass die physikalische Größe von MN1 und MN2 zunimmt, während die Größe von RPTAT abnimmt. In einem alternativen Ausführungsbeispiel kann der Transistor MN2 eine Größe haben, die sich von dem N-fachen der Größe von M1 unterscheidet. In diesem Beispiel sind die Transistoren Feldeffekttransistoren (FET - field-effect transistors). Alternativ können Bipolartransistoren (BJT - bipolar junction transistors) verwendet werden.
Wenn die TPOR-Schaltung in einem stationären Zustand ist, ist ein Strom Ia über dem Transistor MN1 gleich einem Strom Ib über M1. Eine geringfügige Fehlanpassung zwischen la und Ib erzeugt eine Änderung des Potentials V_ERR . Wenn der Strom la größer als Ib wird, dann erhöht sich ein Potential V_ERR an dem Knoten ERR. Als Ergebnis nimmt ein Strom Ic über die Transistoren T1, T2 und T3 zu, was zu einer Zunahme einer Regelspannung V_REG an dem Eingang der TPOR-Schaltung und einer Zunahme eines Potentials VG an dem Knoten G führt. Daher steigt der Strom über MN1. Schließlich stabilisiert sich die Schaltung derart, dass Ia = Ib = Iptat, wobei Iptat ein Strom proportional zur absoluten Temperatur ist.
Ähnlich, wenn la kleiner als Ib ist, dann nimmt V_ERR an dem Knoten ERR ab. Somit nimmt der Strom Ic über die Transistoren T1, T2 und T3 ab, was zu einer Verringerung der Regelspannung V_REG und einer Verringerung des Potentials VG an dem Knoten G führt. Daher nimmt der Strom über MN1 ab. Schließlich stabilisiert sich die Schaltung derart, dass la = Ib = Iptat ist.
Daher regelt die Schaltung 605 den Strom über den zweiten Stromspiegel, der durch MN1 und MN2 gebildet wird, derart, dass der Strom über dem zweiten Stromspiegel gleich dem Strom über dem Transistor M1 ist. Wenn Ia = Ib, wird der Strom temperaturkompensiert und die Spannung an dem Knoten ERR kann verwendet werden, um ein Logiksignal zu erzeugen, wie eine logische 1 oder eine logische 0.
In der Praxis kann die Testschaltung verwendet werden, um die Komponenten RPTAT, RH1, RH2 und RL der TPOR-Schaltung derart anzupassen, dass V_REG temperaturkompensiert wird. Das Potential V_REG kann abgeleitet werden als: $V_{R E G} = V_{G S 1} (1 + \frac{RH 1 + RH 2}{R L}) + \frac{RH 1 + RH 2}{R_{P T A T}} V_{T} Ln (N)$
wobei V_T=kT/q die thermische Spannung ist und V_GS1 die Gate-Source-Spannung über Transistor M1 ist.
Der Term $V_{G S 1} (1 + \frac{RH 1 + RH 2}{R L})$
nimmt mit der Temperatur ab, während der Term $\frac{RH 1 + RH 2}{R_{P T A T}} V_{T} Ln (N)$
mit der Temperatur zunimmt. Eine Temperaturkompensation der Regelspannung kann durch Anpassen der Werte von RPTAT, RH1, RH2 und RL erlangt werden.
7 zeigt einen Abwärtswandler, der mit einem Spannungsschwellenindikator 705 vorgesehen ist. Der Spannungsschwellenindikator 705 ist ähnlich zu der in 6 beschriebenen Schaltung. Zusätzlich ist eine Komparatorschaltung BF1 zwischen dem Transistor MP2 und einem variablen Widerstand RH1 vorgesehen. Die Komparatorschaltung BF1 hat einen Eingang, der mit dem Drain von MP2 verbunden ist, und einen Ausgang, der mit dem variablen Widerstand RH1 verbunden ist. Die Komparatorschaltung kann ein Puffer sein, wie zum Beispiel eine Schmitt-Trigger-Schaltung.
Die TPOR-Schaltung 705 hat eine offene Schleifenkonfiguration. Der Eingang der TPOR-Schaltung 705 ist mit dem Ausgang des Abwärtswandlers gekoppelt, während der Ausgang der TPOR-Schaltung über einen Pegelschieber 710 mit der Speichervorrichtung 145 gekoppelt ist. Ein Inverterlogikgatter 715 ist zwischen einem Ausgang des Pegelschiebers 710 und einem Reset- bzw. Zurücksetz-Eingang der Speichervorrichtung 145 gekoppelt.
Der Strom durch MN1 wird unter Verwendung von MN2 erfasst und erneut auf M1 angewendet unter Verwendung des ersten Stromspiegels, der durch MP1 und MP2 gebildet wird. Wenn der Strom über MN1 gleich dem Strom über M1 wird, schwingt die Spannung an dem Knoten ERR. An diesem Zeitpunkt ist der durch RPTAT fließende Strom temperaturkompensiert. Wenn der Knoten ERR schwingt, kann die Spannung V_OUT ausgedrückt werden als: $V_{O U T} = V_{G S 1} (1 + \frac{RH 1 + RH 2}{R L}) + \frac{RH 1 + RH 2}{R_{P T A T}} V_{T} Ln (N)$
Wie oben unter Bezugnahme auf 6 erwähnt, können die Komponenten RPTAT, RH1, RH2 und RL der TPOR-Schaltung derart angepasst werden, dass V_OUT temperaturkompensiert wird. Die Ausgangsspannung V_OUT wird somit um einen temperaturkompensierten Spannungswert herum geregelt. Der Spannungsschwellenindikator gibt eine Spannung an dem Knoten ERR aus, die als Steuersignal verwendet werden kann. Die Spannung an dem Knoten ERR gibt an, ob V_OUT eine durch die Gleichung 2 definierte Schwellenspannung übersteigt. Ein derartiger Abwärtswandler hat einen niedrigen Ruhestrom, während eine Regelgenauigkeit in einem Bereich von +/- 5% beibehalten wird.
Durch Ändern der Werte von RH1 ist es auch möglich, den Wert von V_OUT anzupassen. Der Widerstand RH1 wird variiert, um V_OUT anzupassen, zum Beispiel zwischen 1V und 1,05V. Dies wird über die Komparatorschaltung BF1 erreicht. BF1 ist ausgebildet zum Beibehalten eines bestimmten Ausgangswerts, bis sich ein Eingangswert ändert, zum Beispiel erreicht der Eingangswert einen Wert über einer bestimmten Schwelle. Wenn der Strom über MP2 unter einen bestimmten Wert abfällt, ändert die Komparatorschaltung BF1 ihren Ausgangswert, um RH1 zu erhöhen. Wenn der Drain-zu-Source-Strom über MP2 über einen bestimmten Wert steigt, ändert die Komparatorschaltung BF1 ihren Ausgangswert, um RH1 zu verringern. Auf diese Weise kann BF1 verwendet werden, um eine Hysteresefunktion zu erreichen.
Aus Gleichung 2 ist zu erkennen, dass durch Ändern des Wertes von RH1 auch die Temperaturkompensation beeinflusst wird. In der Praxis wäre jedoch eine derartige Variation der Temperaturkompensation relativ klein.
8 ist eine Simulation der Hysteresesteuervorrichtung der Abwärtswandlerschaltung von 7, die die Profile der Ausgangsspannung V_OUT des Abwärtswandlers, 810, des Laststroms, 820, und der Ausgangsspannung der TPOR-Schaltung an dem Knoten ERR, 830, zeigt. Diese Simulation zeigt nur den in dem CCM-Modus arbeitenden Schaltwandler. Allerdings wäre die Hysteresesteuervorrichtung AN, unabhängig von der Betriebsmodus, PFM oder CCM.
In dieser Simulation verringert der Abwärtswandler eine Spannung von 3,6 V auf 1,08 V. Die transiente Last variiert zwischen 0 und 1A in 1µs. Unter Berücksichtigung eines Ausgangskondensators und Induktors von 1 µF bzw. µH verbraucht die TPOR-Schaltung 400nA und der Pulsfrequenzmodulationsmodusstrom ist 110nA.
9 zeigt einen Abwärtswandler, der mit einer alternativen TPOR-Schaltung 905 vorgesehen ist.
Die TPOR-Schaltung 905 hat einen ersten Stromspiegel, der durch die P-Kanal-Transistoren MP1 und MP2 gebildet wird; und einen zweiten Stromspiegel, der durch die N-Kanal-Transistoren MN1 und MN2 gebildet wird. Die Transistoren MN1 und MN2 haben jeweils eine Größe N mal größer als der Transistor M1. Alternativ kann der Transistor MN2 eine Größe haben, die sich von dem N-fachen der Größe von M1 unterscheidet. Der erste Stromspiegel ist über MP2 mit dem Transistor M1 gekoppelt. Ein Drain von MP2 ist mit einem Drain von M1 verbunden. Ein Drain von MP1 ist mit einem Drain von MN2 verbunden, wodurch der erste Stromspiegel mit dem zweiten Stromspiegel gekoppelt wird. Ein Widerstand proportional zur absoluten Temperatur (RPTAT - Resistance Proportional to Absolute Temperature) ist an einem Ende mit einem Gate von M1 und an einem anderen Ende mit dem Gate und dem Drain von MN1 verbunden.
Ein zusätzlicher Transistor MP3 hat ein Gate, das mit dem Gate von MP2 verbunden ist, und ein Drain, das mit dem Gate von M1 verbunden ist. Ein Referenzknoten REF verbindet den Drain von MP3, einen Anschluss von RPTAT und das Gate von M1 miteinander. Ein Potentialteiler, auch als Widerstandsleiter bezeichnet, wird durch den Widerstand RH gebildet, in Serie verbunden mit dem Widerstand RL. Der Potentialteiler hat einen Eingang, der mit einer Source von MP3 verbunden ist, und einen Ausgang, der mit dem Gate des Transistors M1 verbunden ist. Ein Widerstand Rp ist an einem Ende mit den Sources des Transistors MN1 und MN2 und an einem anderen Ende mit Masse verbunden.
Wenn der Fehlerknoten ERR schwingt, fließt ein Strom proportional zur absoluten Temperatur I_PTAT über die Transistoren M1, MP2, MP1, MN2, MN1 und MP3. Der Strom I_PTAT kann wie folgt ausgedrückt werden: $I_{P T A T} = V_{T} (\frac{Ln (N)}{R_{P T A T}})$
Da der Strom I_PTAT durch die drei Transistoren MN1, M1 und MN2 fließt, kann die Spannung V_P über Rp abgeleitet werden als: $V_{P} = R_{P} 3 I_{P T A T} = 3 V_{T} (\frac{R_{P}}{R_{P T A T}}) Ln (N)$
Eine Spannung VREF an dem Referenzknoten REF kann abgeleitet werden als: $V_{R E F} = V_{P} + V_{G S 1} = 3 V_{T} (\frac{R_{P}}{R_{P T A T}}) Ln (N) + V_{G S 1}$
Durch Anpassen der Werte von N, R_P und R_PTAT ist es möglich, eine temperaturkompensierte Spannungsreferenz VREF zu erlangen.
Da der Strom I_PTAT über R_PTAT und MP3 gleich ist, bedeutet dies, dass kein Strom aus dem Ausgang des Potentialteilers fließt, der durch RH und RL gebildet wird. Somit kann die Spannung VREF ausgedrückt werden als: $V_{R E F} = (\frac{R_{L}}{R_{H} + R_{L}}) V_{O U T}$
Die Spannung V_OUT kann daher abgeleitet werden als: $V_{O U T} = (1 + \frac{R_{H}}{R_{L}}) (3 V_{T} (\frac{R_{P}}{R_{P T A T}}) Ln (N) + V_{G S 1})$
Der Term $(1 + \frac{R_{H}}{R_{L}})$
ist eine Funktion von R_H , variiert aber nicht mit der Temperatur. Der Term $V_{R E F} = 3 V_{T} (\frac{R_{P}}{R_{P T A T}}) Ln (N) + V_{G S 1}$
ist eine Funktion der Temperatur, aber keine Funktion von R_H . Daher kann R_H variiert werden, um V_OUT anzupassen, ohne die Temperaturkompensation der Spannungsreferenz zu beeinflussen.
10 zeigt eine Modifikation der Schaltung von 7, die ermöglicht, eine Reaktionszeit der Schaltung zu beschleunigen, wenn der Wandler in dem Pulsfrequenzmodulationsmodus betrieben wird.
In diesem Beispiel ist ein Bypass-Kondensator CBYP 1010 parallel zu dem Widerstand RH1 und RH2 vorgesehen. Ein RC-Filter, der durch den Widerstand RI 1015 und den Kondensator CI 1020 gebildet wird, ist zwischen dem Lx-Knoten und einem Zwischenknoten ZAC vorgesehen, der sich zwischen dem variablen Widerstand RH1 und dem Widerstand RH2 befindet. Ein Kondensator CAC 1025 ist zwischen dem RC-Filter und dem Knoten ZAC vorgesehen.
Der RC-Filter wird verwendet, um eine Differenz zwischen dem Potential an dem Knoten Lx und V_OUT zu integrieren. Ein Knoten ILx zwischen dem Widerstand R1 und dem Kondensator CAC zeigt eine Spannung, die den AC-Inhalt des Induktorstroms an dem Knoten Lx reflektiert. Diese Spannung wird an dem Zwischenknoten ZAC über den Kondensator CAC angelegt. Unter Verwendung dieser zusätzlichen Schaltung ist es möglich, das Verhalten eines äquivalenten Serienwiderstandes (ESR - Equivalent Series Resistance) auf dem Ausgangskondensator Cout zu emulieren, somit den Hysteresewandler zu kompensieren.
Die zusätzliche Schaltung, die durch den Bypass-Kondensator CBYP 1010, den RI/CI-Filter und den Kondensator CAC gebildet wird, kann auch in der Schaltung von 9 oder in anderen Spannungsschwellenindikatorschaltungen implementiert werden.
Für Fachleute ist offensichtlich, dass Variationen der offenbarten Anordnungen möglich sind, ohne von der Offenbarung abzuweichen. Insbesondere ist die Offenbarung nicht auf Abwärtswandler beschränkt. Die Lehre der Offenbarung kann auch auf andere Typen von Schaltwandlern angewendet werden, wie Aufwärts- bzw. Boost- und Abwärts-Aufwärts- bzw. Buck-Boost-Wandler. Dementsprechend ist die obige Beschreibung des spezifischen Ausführungsbeispiels nur beispielhaft und nicht zum Zweck einer Einschränkung. Es ist für Fachleute offensichtlich, dass geringfügige Modifikationen ohne signifikante Änderungen der beschriebenen Operation vorgenommen werden können.

Claims

Leistungsversorgung, die aufweist einen Schaltwandler zum Vorsehen einer Ausgangsspannung mit einem Leistungsschalter (105, 110), der mit einem Treiber (120) gekoppelt ist zum Betreiben des Leistungsschalters (105, 110) mit einem Ein-Aus-Schaltzyklus; und einen temperaturkompensierten Power-On-Reset TPOR Generator (305, 405, 605, 705, 905, 1005), wobei der TPOR Generator (305, 405, 605, 705, 905, 1005) einen Eingang aufweist, der mit einem Ausgang des Wandlers gekoppelt ist, und einen Ausgang, der mit dem Treiber (120) gekoppelt ist, wobei der TPOR Generator (305, 405, 605, 705, 905, 1005) ausgebildet ist zum Vorsehen einer temperaturkompensierten Spannungsschwelle und eines Steuersignals, um den Ein-Aus-Schaltzyklus zu steuern, wobei das Steuersignal derart ausgebildet ist, dass, wenn die Ausgangsspannung die temperaturkompensierte Spannungsschwelle übersteigt, sich ein Wert des Steuersignals ändert.
Die Leistungsversorgung gemäß Anspruch 1, wobei das Ausgangssteuersignal ausgebildet ist zum Regeln der Ausgangsspannung um einen Sollwert.
Die Leistungsversorgung gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei das Ausgangssteuersignal ausgebildet ist zum Ändern eines Betriebs des Schaltwandlers zwischen einem ersten Zustand, in dem der Leistungsschalter (105, 110) abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird, und einem zweiten Zustand, in dem der Leistungsschalter (105, 110) ausgeschaltet ist.
Die Leistungsversorgung gemäß Anspruch 3, wobei das Ausgangssteuersignal ausgebildet ist zum Ändern des Betriebs des Schaltwandlers von dem ersten Zustand zu dem zweiten Zustand, wenn die Ausgangsspannung über einen Schwellenwert hinaus ansteigt.
Die Leistungsversorgung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, die eine Rückkopplungsschleife aufweist zum Regeln des Ausgangs des Wandlers, wobei die Rückkopplungsschleife eine mit dem Treiber (120) gekoppelte Speichervorrichtung (145) aufweist.
Die Leistungsversorgung gemäß Anspruch 5, wobei die Rückkopplungsschleife den TPOR Generator (305, 405, 605, 705, 905, 1005) aufweist und wobei der Ausgang des TPOR Generators (305, 405, 605, 705, 905, 1005) mit einem Eingang der Speichervorrichtung (145) gekoppelt ist.
Die Leistungsversorgung gemäß Anspruch 6, wobei der TPOR Generator (305, 405, 605, 705, 905, 1005) ausgebildet ist zum Vorsehen einer Hysteresesteuerung des Schaltwandlers.
Die Leistungsversorgung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Rückkopplungsschleife zumindest ein energieverbrauchendes Schaltungselement (162) aufweist.
Die Leistungsversorgung gemäß Anspruch 8, wobei das energieverbrauchende Schaltungselement zumindest eines der folgenden Bauteile aufweist: einen Verstärker (135), einen Komparator (140), einen Rampengenerator (155), einen Oszillator (165), einen Referenzspannungsgenerator (150), eine Widerstandsleiter (125, 130) oder einen Stromkomparator (162).
Die Leistungsversorgung gemäß Anspruch 8 oder 9, die eine Steuervorrichtung (210) aufweist, die mit dem Ausgang des TPOR Generators (305, 405, 605, 705, 905, 1005) gekoppelt ist; wobei die Steuervorrichtung (210) zwischen einem ersten Zustand, in dem die Steuervorrichtung ein erstes Steuersignal ausgibt, um zumindest ein energieverbrauchendes Schaltungselement einzuschalten, und einem zweiten Zustand schaltbar ist, in dem die Steuervorrichtung (210) ein zweites Steuersignal ausgibt, um zumindest ein energieverbrauchendes Schaltungselement auszuschalten.
Die Leistungsversorgung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der TPOR Generator (305, 405, 605, 705, 905, 1005) aufweist einen Widerstand proportional zu einer absoluten Temperatur, einen ersten Stromspiegel, der mit einem zweiten Stromspiegel gekoppelt ist, wobei eine Größe des zweiten Stromspiegels ein Vielfaches einer Größe des ersten Stromspiegels ist, wobei die Anzahl zumindest 2 oder mehr ist.
Die Leistungsversorgung gemäß Anspruch 11, wobei der TPOR Generator (305, 405, 605, 705, 905, 1005) einen Stromkopierer aufweist, wobei der erste Stromspiegel über den Stromkopierer mit dem zweiten Stromspiegel gekoppelt ist, und einen Potentialteiler, der einen Eingang, der mit dem ersten Stromspiegel gekoppelt ist, und einen Ausgang aufweist, der mit dem Stromkopierer gekoppelt ist.
Die Leistungsversorgung gemäß Anspruch 12, wobei der TPOR Generator (305, 405, 605, 705, 905, 1005) einen weiteren Schalter mit einem ersten Anschluss aufweist, der mit dem ersten Stromsensor gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem Widerstand proportional zu der absoluten Temperatur gekoppelt ist.
Die Leistungsversorgung gemäß Anspruch 12 oder 13, wobei der Potentialteiler einen variablen Widerstand aufweist; und wobei der TPOR Generator eine Komparatorschaltung aufweist, die zwischen dem ersten Stromspiegel und dem variablen Widerstand gekoppelt ist, wobei die Komparatorschaltung ausgebildet ist zum Ausgeben eines Signals, um einen Wert des variablen Widerstands zu ändern.
Ein Verfahren für einen Betrieb einer Leistungsversorgung, die einen Schaltwandler zum Vorsehen einer Ausgangsspannung aufweist, wobei das Verfahren aufweist Vorsehen eines TPOR Generators (305, 405, 605, 705, 905, 1005), wobei der TPOR Generator (305, 405, 605, 705, 905, 1005) einen Eingang aufweist, der mit einem Ausgang des Wandlers gekoppelt ist, wobei der TPOR Generator (305, 405, 605, 705, 905, 1005) ausgebildet ist zum Vorsehen einer temperaturkompensierten Spannungsschwelle und eines Steuersignals, wobei das Steuersignal derart ausgebildet ist, dass, wenn die Ausgangsspannung die temperaturkompensierte Spannungsschwelle übersteigt, sich ein Wert des Steuersignals ändert; und Steuern eines Ein-Aus-Schaltzyklus des Schaltwandlers unter Verwendung des Steuersignals.
Das Verfahren gemäß Anspruch 15, das ein Regeln der Ausgangsspannung des Schaltwandlers um einen Sollwert unter Verwendung des Steuersignals aufweist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 15 oder 16, das ein Ändern eines Betriebs des Schaltwandlers zwischen einem ersten Zustand, in dem der Leistungsschalter (105, 110) abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird, und einem zweiten Zustand aufweist, in dem der Leistungsschalter (105, 110) ausgeschaltet ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 17, wobei das Ändern des Betriebs des Schaltwandlers von dem ersten Zustand in den zweiten Zustand erfolgt, wenn die Ausgangsspannung über einen Schwellenwert hinaus ansteigt.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 15 bis 18, das aufweist Vorsehen einer Steuervorrichtung (210), die einen Eingang aufweist, der mit dem TPOR Generator gekoppelt ist, und einen Ausgang, der mit zumindest einem energieverbrauchenden Schaltungselement (162) gekoppelt ist; und Ausschalten zumindest eines energieverbrauchenden Schaltungselements (162), wenn die Ausgangsspannung über den Schwellenwert hinaus ansteigt.
Das Verfahren gemäß Anspruch 19, das ein Einschalten zumindest eines energieverbrauchenden Schaltungselements (162) aufweist, wenn die Ausgangsspannung unter einen anderen Schwellenwert abfällt.