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Die Erfindung bezieht sich auf eine Steuerschaltung zum Ansteuern von LED-Vorrichtungen, die eine oder mehrere LEDs (Leuchtdioden) für Beleuchtungszwecke enthalten.
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Anders als in herkömmlichen Leuchtkörpern wie etwa Glühlampen wird Leuchtdioden anstelle einer konstanten Betriebsspannung üblicherweise ein konstanter Betriebsstrom zugeführt. Somit werden zum Ansteuern von LED-Vorrichtungen üblicherweise steuerbare Stromquellenschaltungen genutzt und werden Schaltwandler verwendet, um Leistungsverluste wegen der Stromwandlung niedrig zu halten. Verschiedene integrierte LED-Controllerschaltungen einschließlich z. B. eines Abwärtswandlers für die Stromwandlung (z. B. der integrierte LED-Controller ILD4120 von Infineon) sind leicht verfügbar. In der Publikation
US 2009/0015178 A1 sind beispielsweise ein LED-Treiber und ein Regelverfahren für einen solchen beschrieben. Die Publikation
US 2004/0155602 A1 betrifft eine Vorrichtung zur Regelung der einer Gasentladungslampe zugeführten Leistung.
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Als eine Frage des Betriebsprinzips zeigt der LED-Strom (d. h. der der LED-Vorrichtung zugeführte Laststrom), wenn eine Stromversorgung verwendet wird, die einen Schaltwandler wie etwa einen Abwärtswandler enthält, immer eine Welligkeit. Um eine (steuerbare) Konstantstromversorgung zu ermöglichen, wird üblicherweise der LED-Strom (z. B. unter Verwendung eines mit der LED-Vorrichtung in Reihe geschalteten Messwiderstands) gemessen und ein Stromsignal zu der Controllerschaltung rückgekoppelt. Das (gemessene) Stromrückkopplungssignal kann daraufhin mit jeweiligen Schwellenwerten verglichen werden, und wenn ein Rückkopplungssignal einen Schwellenwert erreicht, kann eine Schaltoperation ausgelöst werden. Somit bestimmen die Schwellenwerte die Größe der Stromwelligkeit, die so ausgelegt werden kann, dass sie z. B. ±15 Prozent um den durchschnittlichen LED-Strom beträgt.
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In solchen LED-Controllerschaltungen treten verschiedene Verluste wie etwa Verluste wegen eines endlichen (von null verschiedenen) Durchlasswiderstands des Leistungstransistors, der den Laststrom schaltet, Verluste wegen des Messwiderstands und Verluste, die in der erforderlichen Freilaufdiode (z. B. einer Schottky-Diode) abgeleitet werden, auf. Die Ist-Stromwelligkeit hängt von der Ausbreitungsverzögerung zwischen dem Zeitpunkt, zu dem das Stromrückkopplungssignal einen Schwellenwert erreicht, und dem Zeitpunkt, zu dem die entsprechende Schaltoperation durch den jeweiligen Leistungstransistor ausgeführt wird, ab. Im Allgemeinen kann der Einfluss der Ausbreitungsverzögerung auf die Stromwelligkeit durch geeignete Einstellung der erwähnten Schwellenwerte kompensiert werden. Allerdings ist die erzielte Kompensation bei Verwendung einer solchen Herangehensweise nur für einen spezifischen Aufbau (d. h. für eine spezifische Anzahl von LEDs, für eine spezifische in dem Abwärtswandler verwendete Induktionsspule, für eine spezifische Betriebsspannung usw.) gültig. Zum Beispiel können die Schwellenwerte so ausgelegt werden, dass für eine Betriebsspannung von 12 V, für eine Induktionsspule mit 68 µH und für eine LED-Vorrichtung, die drei in Reihe geschaltete weiße LEDs enthält, ein gewünschter Welligkeitsstrom von ±15 Prozent um den durchschnittlichen LED-Strom erzielt wird. Wenn sich einer dieser Parameter (d. h. die Anzahl der LEDs, die Betriebsspannung, die Induktivität usw.) ändert, weicht die Ist-Stromwelligkeit von ihrem gewünschten Wert ab. Eine kleinere Stromwelligkeit verursacht eine höhere Schaltfrequenz und somit höhere Schaltverluste. Eine höhere Stromwelligkeit kann aus verschiedenen Gründen unerwünscht sein (z. B. kann eine maximale Stromwelligkeit durch den Kunden spezifiziert sein).
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Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen LED-Controller bereitzustellen, der eine verbesserte Stromwelligkeitssteuerung enthält. Diese Aufgabe wird gelöst durch eine LED-Controllerschaltung nach Anspruch 1 sowie durch eine Schaltungsanordnung nach Anspruch 10 und durch ein Verfahren zum Steuern einer LED-Vorrichtung nach Anspruch 15. Verschiedene Ausführungsformen und weitere Aspekte der Erfindung sind durch die abhängigen Ansprüche behandelt.
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Es wird eine LED-Controllerschaltung beschrieben, die mit einer LED-Vorrichtung gekoppelt werden kann. In Übereinstimmung mit einem Beispiel der vorliegenden Erfindung enthält die Schaltung einen ersten Schaltungsknoten, der ein Strommesssignal empfängt, das einen der LED-Vorrichtung zugeführten Laststrom repräsentiert, und einen Komparator, der das Strommesssignal empfängt und der zum Vergleichen des Strommesssignals mit einem oberen Schwellenwert und mit einem unteren Schwellenwert ausgebildet ist. Ein Lasttransistor ist mit der LED-Vorrichtung gekoppelt und zum Bereitstellen des Laststroms für die LED-Vorrichtung in Übereinstimmung mit einem durch den Komparator gelieferten Komparatorausgangssignal ausgebildet. Eine Welligkeitssteuerschaltung ist zum Anpassen des oberen Schwellenwerts und des unteren Schwellenwerts in Ansprechen auf einen Vergleich des Strommesssignals mit einem Zwischenschwellwert ausgebildet.
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Figurenliste
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Die Erfindung kann besser verstanden werden anhand der folgenden Zeichnungen und der folgenden Beschreibung. Die Komponenten in den Figuren sind nicht als einschränkend zu verstehen, wobei stattdessen der Schwerpunkt auf der Darstellung der Prinzipien der Erfindung liegt. In den Zeichnungen ist:
- 1 ein Blockschaltplan, der eine beispielhafte integrierte LED-Controllerschaltung darstellt, die extern mit einer LED-Vorrichtung, mit einer Induktionsspule und mit einer Freilaufdiode verbunden ist;
- 2 ein Zeitablaufplan, der eine Signalform des Strommesssignals darstellt, das den LED-Strom repräsentiert;
- 3 ein Blockschaltplan eines integrierten LED-Controllers, der einen Welligkeitsregelkreis enthält;
- 4 ein Zeitablaufplan, der Teile der Funktion des in 3 gezeigten Welligkeitscontrollers darstellt;
- 5 ein Stromlaufplan, der eine beispielhafte Implementierung des in 3 gezeigten Welligkeitscontrollers darstellt; und
- 6 ein Stromlaufplan, der eine weitere beispielhafte Implementierung des in 3 darstellten Komparators darstellt.
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Gleiche Bezugszeichen bezeichnen in den Figuren einander entsprechende Komponenten oder Signale.
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1 ist ein Blockschaltplan einer beispielhaften integrierten LED-Controllerschaltung 20, die extern mit einer LED-Vorrichtung 10, mit einer Induktionsspule LO und mit einer Freilaufdiode DFW verbunden ist. In dem vorliegenden Beispiel enthält die LED-Vorrichtung 10 eine Reihenschaltung dreier LEDs, LD1, LD2 und LD3, und eines Messwiderstands RS, die zwischen die zwei Hauptanschlüsse geschaltet sind, wobei der Spannungsabfall über den Messwiderstand RS bei einem Zwischenanschluss abgegriffen werden kann. Allerdings soll hervorgehoben werden, dass der Messwiderstand RS leicht als eine getrennte Komponente, die von der LED-Vorrichtung 10 getrennt ist, die nur eine oder mehrere LEDs enthalten kann, angeordnet sein kann. Die Induktionsspule LO ist mit den LEDs LD1, LD2 und LD3 in Reihe geschaltet und die Freilaufdiode ist zu der Reihenschaltung der LED-Vorrichtung 10 und der Induktionsspule LO parallel geschaltet.
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Ein Hauptanschluss der LED-Vorrichtung 10 ist in der Weise mit einer oberen Versorgungsspannung VB gekoppelt, dass der Spannungsabfall über den Messwiderstand RS zwischen der Versorgungsleitung (der Versorgungsspannung VB) und dem Zwischenanschluss der LED-Vorrichtung 10 abgegriffen werden kann. Der LED-Controller 20 enthält einen Leistungstransistor TL (Lasttransistor), der in der Weise zwischen die Induktionsspule und ein Referenzpotential (z. B. das Massepotential) geschaltet ist, dass der Laststromweg des Transistors TL mit der LED-Vorrichtung 10 und der Induktionsspule LO in Reihe geschaltet ist.
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Der Laststromweg des Transistors TL ist im Fall eines Feldeffekttransistors der Drain-Source-Stromweg und ist im Fall eines Bipolartransistors der Kollektor-Emitter-Stromweg. Es wird angemerkt, dass 1 eine spezifische Implementierung des LED-Controllers unter Verwendung eines Halbleiterschalters der tiefen Seite und eines Messwiderstands auf der hohen Seite darstellt. Allerdings können verschiedene Konfigurationen (z. B. ein Halbleiterschalter der hohen Seite, ein Messwiderstand der tiefen Seite, ein zweiter Lasttransistor anstelle einer Freilaufdiode usw.) und Abwandlungen davon leicht anwendbar sein, ohne von dem hier beschriebenen allgemeinen Konzept abzuweichen.
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Durch den Komparator K, der in der LED-Controllerschaltung 20 enthalten ist, wird ein Treibersignal VG zum Ansteuern des Leistungstransistors TL in einen eingeschalteten Zustand (leitend) oder in einen ausgeschalteten Zustand (nichtleitend) erzeugt. Je nach der Anwendung kann zwischen den Komparator K und das Gate des Leistungstransistors TL eine zusätzliche Gate-Treiberschaltung geschaltet sein, um ein Gate-Signal zu liefern, das eine spezifische gewünschte Form (d. h. spezifische Anstiegs- und Abfallzeiten oder eine spezifische komplexere Signalform) aufweist, um ein definiertes Schaltverhalten sicherzustellen.
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Der Spannungsabfall über den Messwiderstand RS wird der LED-Controllerschaltung zugeführt, die üblicherweise einen Messverstärker enthält, der dazu ausgebildet ist, ein Stromrückkopplungssignal ViL zu liefern, das proportional zu dem aktuellen LED-Strom iL ist, der durch die LEDs LD1, LD2, LD3 sowie durch den Messwiderstand RS und durch die Induktionsspule LO fließt. Das Stromrückkopplungssignal ViL wird mit zwei Schwellenwerten VREF + VTH1 bzw. VREF-VTH2 verglichen oder, mit anderen Worten, ein entsprechendes Stromoffsetsignal VOFF = ViL - VREF wird mit den Schwellenwerten VTH1 bzw. -VTH2 verglichen, wobei das Signal VREF den gewünschten mittleren LED-Strom repräsentiert. Somit repräsentiert das Stromoffsetsignal VOFF den Welligkeitsstrom mit dem Mittelwert null. Die Schwellenwerte VTH1, VTH2 können (während des Schaltungsentwurfs) so gewählt werden, dass der (obere und untere) Spitzenwert des Stromoffsetsignals gleich einem gewünschten Prozentsatz (z. B. 15 %) des aktuellen mittleren LED-Stroms (repräsentiert durch VREF) ist.
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Die oben beschriebene Situation ist weiter dargestellt in dem in 2 gezeigten Zeitablaufplan. Zu einem Zeitpunkt t0 wird der LED-Controller aktiviert und wird der Lasttransistor TL (durch Erzeugen eines geeigneten Gate-Signals VG) eingeschaltet, da der Anfangs-LED-Strom (repräsentiert durch das Strommesssignal ViL) null und somit niedriger als der obere Schwellenwert VREF + VTH1 ist. Der Laststrom iL und somit das Strommesssignal ViL steigt an, bis er bzw. es den Schwellenwert VREF + VTH1 erreicht. In dem Moment, in dem das Strommesssignal ViL gleich dem Schwellenwert VREF + VTH1 ist, wird das Ausschalten des Lasttransistors TL ausgelöst. Wegen Signalausbreitungsverzögerungen wird der LED-Stromfluss eine Verzögerungszeit tDon später abgeklemmt. Während dieser Verzögerungszeit steigt der LED-Strom auf einen Wert iLmax (repräsentiert durch ein Strommesssignal ViLmax) weiter an.
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Während der Zeitdauer, in der der Lasttransistor TL ausgeschaltet ist, fließt der LED-Strom iL weiter durch die Freilaufdiode DFW. Allerdings fällt der LED-Strom iL während dieser Zeitdauer, bis das entsprechende Strommesssignal ViL den unteren Schwellenwert VREF - VTH2 erreicht. In dem Moment, in dem das Strommesssignal ViL gleich dem unteren Schwellenwert VREF - VTH2 ist, wird das Einschalten des Lasttransistors TL ausgelöst. Wegen der Signalausbreitungsverzögerungen beginnt der LED-Stromfluss eine Verzögerungszeit tDoff später. Während dieser Verzögerungszeit fällt der LED-Strom weiter auf einen Wert iLmin (der durch ein Strommesssignal ViLmin repräsentiert ist) ab. Wie bereits oben erwähnt wurde, sind die Ausbreitungsverzögerungen tDon, tDoff für einen spezifischen Aufbau bekannt, so dass die Schwellenwerte VTH1, -VTH2 so ausgelegt werden können, dass die entsprechenden Spitzenwerte ViLmax, ViLmin die geforderte Spezifikation (z. B. VREF ± 15 %) erfüllen. Allerdings ist diese Spezifikation nur für einen spezifischen Aufbau, z. B. für eine spezifische Betriebsspannung VB, erfüllt, was einige bereits oben erwähnte Probleme verursacht.
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Um diese Probleme zu mildern oder um zu veranlassen, dass die LED-Strom-Spitzenwerte ViLmax, ViLmin unabhängiger von dem tatsächlichen Aufbau, in dem der LED-Controller 20 verwendet ist, erfüllt sind, können die Spitzenwerte ViLmax, ViLmin (d. h. die Amplitude des Welligkeitsstroms) unter Verwendung eines weiteren Rückkopplungskreises, der in dem Beispiel aus 3 als „Welligkeitsregelung“ bezeichnet ist, geregelt werden.
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Abgesehen davon, dass die Schwellenwerte unter Verwendung eines Welligkeitscontrollers 202 einstellbar sind, ist das Beispiel aus 3 im Wesentlichen dasselbe wie die Schaltung aus 1. Der Welligkeitscontroller empfängt das Strommesssignal ViL sowie den gewünschten mittleren Strom (Referenzstrom VREF) und ist dazu ausgebildet, die Schwellenwerte VTH1 und VTH2 in der Weise einzustellen, dass die Ist-Spitzenwerte des LED-Stroms ViLmax, ViLmin an die gewünschten Sollwerte angepasst (z. B. der mittlere Strom plus/minus 15 Prozent) sind. Wenn der Welligkeitscontroller 202 die Spitzenwerte ViLmax, ViLmin misst oder schätzt, die höher als die gewünschten Sollwerte sind, werden die entsprechenden Schwellenwerte VTH1, VTH2 dementsprechend verringert, während umgekehrt die Schwellenwerte VTH1, VTH2 erhöht werden, wenn der Welligkeitscontroller 202 Spitzenwerte misst, die höher als die im Folgenden als VMAX bzw. VMIN bezeichneten gewünschten Sollwerte sind. Wenn die gewünschte Welligkeitsamplitude z. B. 15 % des gewünschten Mittelwerts VREF ist, ist VMAX gleich VREF · 1,15 und ist VMIN gleich VREF . 0,85.
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Zum Messen oder Schätzen der Spitzenwerte ViLmax, ViLmin (oder um zu detektieren, ob die Spitzenwerte ViLmax, ViLmin an die gewünschten Sollwerte angepasst sind) können verschiedene Verfahren verwendet werden. Zunächst können die zwei Spitzenwerte ViLmax, ViLmin des Strommesssignals ViL unter Verwendung einer geeigneten Spitzenwert-Messschaltung getrennt gemessen werden. In diesem Fall können die entsprechenden Schwellenwerte VTH1 und VTH2 getrennt gesteuert werden. Da der Spitzenpegel genau zu dem Zeitpunkt erreicht wird, zu dem der Leistungstransistor TL ein- und ausgeschaltet wird (siehe 3), können als Folge allerdings Übergangszacken oder ähnliche Erscheinungen sowie während des Schaltens auftretende elektromagnetische Störungen (EMI) die erhaltenen Messwerte verschlechtern.
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Als eine Alternative kann der zweite Schwellenwert V
TH2 allgemein auf -V
TH1 eingestellt werden, da die Welligkeit immer symmetrisch um den Mittelwert sein sollte. Um die obenerwähnten Störungen (EMI, Zacken usw.), die die Spitzenmessung verschlechtern können, zu vermeiden, ist im Folgenden eine andere Herangehensweise beschrieben. Dementsprechend wird das Strommesssignal V
iL (zur Steuerung der in
3 gezeigten Schwellenwerte V
TH1 und V
TH2) mit weiteren Schwellenwerten V
max50 und V
min50 (Zwischenschwellenwerten) verglichen, die auf einen Wert zwischen dem gewünschten Mittelwert V
REF und dem gewünschten maximalen und minimalen Spitzenwert (den Soll-Spitzenwerten) V
MAX, V
MIN eingestellt sind. In dem hier beschriebenen Beispiel werden die weiteren Schwellenwerte V
max50 und V
min50 auf 50 % der positiven bzw. der negativen Welligkeitsamplitude eingestellt. Das heißt:
Allerdings sind auch andere Faktoren als 50 % anwendbar. Wenn die gewünschte Welligkeitsamplitude z. B. 15 % des gewünschten Mittelwerts V
REF ist, ist V
max50 gleich V
REf · 1,075 und ist V
min50 gleich V
REF · 0,925. Die erwähnten Schwellenwerte sind in
4 dargestellt, auf die sich die weitere Beschreibung bezieht.
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In
4 ist die Zeitdauer t
min1, während der das Strommesssignal V
iL niedriger als der Schwellenwert V
min50 ist, ein Drittel der Zeit t
min2, während der das Strommesssignal V
iL höher als der Schwellenwert V
min50 ist, d. h.
Analog ist die Zeitdauer t
max1, während der das Strommesssignal V
iL höher als der Schwellenwert V
max50 ist, ein Drittel der Zeit t
max2, während der das Strommesssignal V
iL niedriger als der Schwellenwert V
max50 ist, d. h.
Aus Symmetriegründen ist t
min1 = t
max1 und t
min2 = t
max2. Wenn der Faktor 0,5 in Gleichung (1) und (2) auf einen anderen Wert geändert wird, muss das Verhältnis von 3 in Gleichung (3) und (4) dementsprechend geändert werden.
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Die Gleichungen (3) und (4) sind gültig, wenn die Ist-Spitzenwerte ViLmin, ViLmax des Strommesssignals ViL an die gewünschten Spitzenwerte (Sollspitzenwerte) VMIN, VMAX genau angepasst sind. Wenn die Spitzenwerte ViLmin, ViLmax die Soll-Spitzenwerte VMIN, VMAX z.B. wegen höherer Ausbreitungsverzögerungen tDon, tDoff (siehe 2) (als der Nennwert) betragsmäßig übersteigen, nehmen die Ist-Verhältnisse tmin2/tmin1 und tmax2/tmax1 von dem Nennwert 3 auf niedrigere Werte ab. Analog nehmen die Ist-Verhältnisse tmin2/tmin1 und tmax2/tmax1 von dem Nennwert 3 auf höhere Werte zu, wenn die Spitzenwerte ViLmin, ViLmax z.B. wegen niedrigerer Ausbreitungsverzögerungen tDon, tDoff (siehe 2) (als der Nennwert) (betragsmäßig) unter die Soll-Spitzenwerte VMIN, VMAX fallen. Im Ergebnis können die Spitzenwerte ViLmin, ViLmax und somit die Stromwelligkeitsamplitude durch Regeln der Verhältnisse tmin2/tmin1 und tmax2/tmax1 auf den Nennwert (der in dem gegenwärtigen Beispiel 3 ist) stabilisiert werden.
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5 veranschaulicht eine beispielhafte Schaltung, die Teil des in 3 gezeigten Welligkeitscontrollers 202 sein kann und die dazu ausgebildet ist, ein Signal zu liefern, das angibt, ob die Verhältnisse tmin2/tmin1 und tmax2/tmax1 auf ihrem gewünschten Nennwert sind (und somit die Welligkeitsstromamplitude auf ihrer gewünschten Amplitude ist). Dementsprechend enthält die Schaltung in 5 zwei Komparatoren K1, K2. Der Komparator K1 ist dazu ausgebildet zu detektieren, wann das Strommesssignal ViL den Schwellenwert Vmax50 übersteigt, und der Komparator K2 ist dazu ausgebildet ist zu detektieren, wann das Strommesssignal ViL unter den Schwellenwert Vmin50 fällt. Mit dem ersten Komparator K1 ist eine erste Ladeschaltung 203 gekoppelt und mit dem zweiten Komparator K2 ist eine zweite Ladeschaltung 204 gekoppelt. Die Ladeschaltungen 203, 204 sind beide dazu ausgebildet, an einen Ausgangskondensator CO einen Lade- oder Entladestrom 3 · iREF bzw. -iREF zu liefern, der von dem Ausgangssignal des jeweiligen Komparators abhängt. Jede Ladeschaltung 203, 204 enthält einen Schalter SW1 bzw. SW2, der dazu ausgebildet ist, die Lade-/Entladeströme 3 . iREF und -IREF von den jeweiligen Stromquellen Q1a, Q1b, Q2a, Q2b zu dem Ausgangskondensator CO zu leiten.
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Wenn der Komparator K1 detektiert, dass das Strommesssignal ViL höher als der Schwellenwert VMax50 ist, koppelt der Schalter SW1 (der Ladeschaltung 203) die Stromquelle Q1a mit dem Ausgangskondensator CO und liefert somit einen Ladestrom 3 . iREF an den Kondensator CO. Wenn der Komparator K1 detektiert, dass das Strommesssignal ViL niedriger als der Schwellenwert Vmax50 ist, koppelt der Schalter SW1 (der Ladeschaltung 203) die Stromquelle Q1b mit dem Ausgangskondensator CO und zieht somit von dem Kondensator CO einen Entladestrom IREF. Analog koppelt der Schalter SW2 (der Ladeschaltung 204) die Stromquelle Q2a mit dem Ausgangskondensator CO und liefert somit einen Ladestrom 3 . IREF an den Kondensator CO, wenn der Komparator K2 detektiert, dass das Strommesssignal ViL niedriger als der Schwellenwert Vmin50 ist. Schließlich koppelt der Schalter SW2 (der Ladeschaltung 204) die Stromquelle Q2b mit dem Ausgangskondensator CO, so dass von dem Kondensator CO ein Ladestrom iREF gezogen wird, wenn der Komparator K2 detektiert, dass das Strommesssignal ViL höher als der Schwellenwert Vmin50 ist.
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Es wird angemerkt, dass die Lade- und Entladezeitdauern für beide Ladeschaltungen 203, 204 vertauscht werden können. Dies würde eine Änderung des Vorzeichens des Kondensatorspannungshubs in Ansprechen auf eine gegebene Änderung der Spitzenwerte ViLmax, ViLmin, verursachen. Der für den Strom iREF verwendete Multiplikationsfaktor (d. h. in dem vorliegenden Beispiel 3) muss gleich dem Nennverhältnis tmax2/tmax1 gewählt werden (siehe Gleichung (3) und (4)), das in dem vorliegenden Beispiel 3 ist. Da die Entladezeiten tmax2 und tmin2 (siehe 4) im stationären Zustand dreimal länger als die Ladezeiten tmax1 und tmin1 sind und da die Entladeströme iREF nur ein Drittel der Ladeströme 3 . iREF sind, ist die mittlere Spannung VCTRL über den Ausgangskondensator (wenn auf 0 V initialisiert) null.
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Allerdings ist die Versorgungsspannung in vielen Anwendungen in Bezug auf die Masse (0 V) eine positive Spannung (siehe die Versorgungsspannung VB in dem Beispiel aus 3), so dass eine stationäre Kondensatorspannung VCTRL von null Volt nicht möglich ist. In diesen Fällen wird der Kondensator CO auf eine konstante positive Spannung höher als null und niedriger als die Versorgungsspannung VB initialisiert. Zum Initialisieren der Kondensatorspannung VCTRL kann eine stabilisierte Referenzspannung VBG verwendet werden. Die stabilisierte Referenzspannung VBG kann z. B. durch eine Bandlückenreferenzschaltung erzeugt werden. Wenn die Ausbreitungsverzögerungen tDon, tDoff länger (als der Nennwert) sind, steigen die Ist-Spitzenwerte ViLmax, ViLmin an und nehmen die Verhältnisse tmax2/tmax1 und tmin2/tmin1 dementsprechend ab. Im Ergebnis wird in jeder Periode des Welligkeitsstroms eine Nettoladung zu dem Kondensator hinzugefügt und steigt die Kondensatorspannung VCTRL an. Analog fällt die Kondensatorspannung VCTRL, wenn die Ausbreitungsverzögerung kürzer wird.
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Die Steuerspannung VCTRL kann einem Controller 205 zugeführt werden, der z. B. ein P-Controller sein kann. Der Controller 205 verringert den Schwellenwert VTH1, wenn die Steuerspannung VCTRL ansteigt. Somit wirkt der Controller 205 der ansteigenden Steuerspannung VCTRL entgegen und weist eine stabilisierende Wirkung auf. Auf diese Weise werden die Schwellenwerte VTH1 und VTH2 in der Weise geregelt, dass die Ist-Spitzenwerte ViLmax, ViLmin an die gewünschten Sollwerte VMAX, VMIN angepasst sind. Da der Kondensator CO den Fehler, d. h. die Abweichung der Ist-Spitzenwerte ViLmax, ViLmin von den entsprechenden gewünschten Werten VMAX, VMIN, integriert, weist der Regelkreis eine integrierende Eigenschaft auf. Der Controller 205 kann einen einfachen N-MOS-Transistor enthalten, der als Gate-Spannung die Kondensatorspannung VCTRL empfängt. Somit kann die Eigenschaft des Controllers 205 als VTH1 = -VTH2 = k · VCTRL + x beschrieben werden, wobei x einen Offsetwert (der null sein kann) repräsentiert und k ein Verstärkungsfaktor ist, der stark nichtlinear sein kann, wenn ein einfacher MOS-Transistor als Steuervorrichtung verwendet ist. Allerdings verursacht diese Nichtlinearität wegen der integrierenden Eigenschaft des Ausgangskondensators Co keine Stabilitätsprobleme.
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Es wird angemerkt, dass die einstellbaren Schwellenwerte VTH1 und VTH2 nicht notwendig durch physikalische Signale (z. B. Spannungssignale) repräsentiert sind, die der Schaltung als solche zugeführt werden müssen. Diese Schwellenwerte können ebenfalls indirekt, z. B. durch Ändern des Ruhe-Drain-Stroms eines MOS-Transistors und somit der entsprechenden Drain-Source-Spannung, eingestellt werden.
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6 veranschaulicht einen Stromlaufplan, der eine weitere beispielhafte Implementierung des in dem Beispiel aus 3 dargestellten Komparators K mit Hysterese darstellt. Die Schaltung aus 6 enthält einen Differenzverstärker mit hoher Verstärkung, der als ein Komparator arbeitet. Der Differenzverstärker ist durch die p-Kanal-MOS-Transistoren TE1 und TE2 und durch die Stromquelle Q, die einen Vorstrom iB an die MOS-Transistoren TE1 und TE2 liefert, gebildet. Der Differenzverstärker (der als ein Komparator arbeitet) empfängt - als Eingangssignale bei den Gate-Elektroden des MOS-Transistors TE1 und TE2 - die Referenzspannung VREF (die den gewünschten mittleren Strom repräsentiert) und das Strommesssignal ViL (das den LED-Strom iL repräsentiert). Der Differenzverstärker wird mit den n-Kanal-MOS-Transistoren T1 und T2 belastet, deren Drain-Source-Stromwege mit den Drain-Source-Stromwegen (Hauptstromwegen) der Transistoren TE1 und TE2 in Reihe geschaltet sind.
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Die MOS-Transistoren T1 und T2 sind in der Weise mit den n-Kanal-MOS-Transistoren T3 bzw. T4 gekoppelt, dass die Transistoren T1 und T3 sowie T2 und T4 zwei Stromspiegel bilden. Der Ausgangstransistor T3 und T4 jedes der zwei Stromspiegel ist zu dem Eingangstransistor T2 und T1 des anderen Stromspiegels parallel geschaltet. Die Schaltungsknoten, die die Stromspiegel und die Transistoren TE1 und TE2 koppeln, können als (Zwischen-)Ausgangsknoten des Differenzverstärkers, der eine Zwischenausgangsspannung V1 bzw. V2 liefert, angesehen werden. Diese Ausgangsknoten sind mit den Gates der n-Kanal-MOS-Transistoren TA1 bzw. TA2 verbunden, die eine symmetrische Ausgangsstufe bilden, in der jeder Transistor TA1 und TA2 mit einem weiteren Transistor TA3 bzw. TA4 in Reihe geschaltet ist. Dementsprechend sind die Transistoren TA3 und TA4 zwischen die Drains der Transistoren TA1 bzw. TA2 und ein Versorgungspotential geschaltet. Der gemeinsame Schaltungsknoten der Transistoren TA1 und TA3 ist der Komparatorausgang VG (siehe auch 3).
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In dem Beispiel aus 6 sind die Komparatorschwellenwerte VREF + VTH1 und VREF - VTH2, wobei VTH1 = VTH2 = VTH ist. Um zunächst die Funktion des Komparators darzustellen, wird nur der Komparator K ohne den Controller 205 betrachtet (wobei die Transistoren T5 bis T7 im Folgenden weiter diskutiert sind). Unter der Annahme, dass das Strommesssignal VREF - VTH erreicht hat, wird die Ausgangsstufe aktiv (VG ist auf einem hohen Pegel), zieht der Stromspiegel-Ausgangstransistor, der Transistor T4, etwas durch den Transistor TE1 gelieferten Strom, während der Stromspiegel-Ausgangstransistor T3 nun weniger (durch den Transistor TE2 gelieferten) Strom zieht, da die Spannung V1 (die Gate-Spannung des Transistors T3) niedriger ist. Wegen der aktiven Ausgangsstufe nehmen der Laststrom iL und somit das Strommesssignal ViL zu, bis der obere Schwellenwert VREF + VTH erreicht ist. In diesem Moment wird der Transistor T3 leitend und löst somit eine Verringerung der Spannung V2 aus, was ein Ausschalten des Transistors T4 und eine Änderung des Zustands der Ausgangsspannung VG (die auf einen Tiefpegel schaltet) verursacht. Infolgedessen nimmt das Strommesssignal ViL wieder ab, bis der Schwellenwert VREF - VTH erreicht ist. An diesem Punkt wird der Transistor T4 wieder leitend und beginnt der Zyklus von neuem (siehe auch 2).
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Die Controllerschaltung 205 (die ein Teil des Welligkeitscontrollers 202 ist, siehe 3 und 5) enthält die Transistoren T4 und T6, die zu den Transistoren T3 bzw. T4 parallel geschaltet sein können und somit - wenn sie parallel geschaltet sind - effektiv den Durchlasswiderstand der Transistoren T3 und T4 verringern. Die Parallelschaltung (Transistor T3, T5 und T4, T6) kann durch Ansteuern der Transistoren T7 und T8 (die zwischen die Transistoren T5 bzw. T6 und die Masse GND geschaltete sind) auf einen leitenden Zustand erreicht werden. Durch Ändern der Gate-Spannung der Transistoren T7 und T8 kann der Betrag des zusätzlichen Stroms iTH1 und iTH2, der durch die Transistoren T5 und T6 gezogen wird, eingestellt werden. Allerdings hängt der obenerwähnte Schwellenwert VTH von den Strömen iTH1 und iTH2 ab, wobei folglich die Schwellenspannungen VREF + VTH und VREF - VTH durch Ändern der Ströme iTH1 und iTH2 über den Controller 205, der auf die Abweichung zwischen den Ist-Spitzenwerten ViLmin, ViLmax von den gewünschten Spitzenwerten VMIN und VMAX anspricht, abgestimmt werden können.
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Obwohl verschiedene beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung offenbart worden sind, ist für den Fachmann auf dem Gebiet klar, dass verschiedene Änderungen und Abwandlungen vorgenommen werden können, die einige der Vorteile der Erfindung erzielen, ohne von dem Erfindungsgedanken und von dem Schutzumfang der Erfindung abzuweichen. Für den Fachmann auf dem Gebiet ist offensichtlich, dass andere Komponenten, die dieselben Funktionen ausführen, geeignet ersetzt werden können. Insbesondere können MOS-Transistoren durch entsprechende bipolare Sperrschichttransistoren ersetzt werden und können Schaltungen, die n-Kanal- oder npn-Transistoren verwenden, durch ihre komplementären p-Kanal- oder pnp-Äquivalente ersetzt werden. Es wird angemerkt, dass Merkmale, die anhand einer spezifischen Figur erläutert worden sind, mit Merkmalen anderer Figuren, selbst in jenen, in denen sie nicht explizit erwähnt worden sind, kombiniert werden können. Ferner können die Verfahren der Erfindung entweder in reinen Software-Implementierungen, die die geeigneten Prozessoranwendungen verwenden, oder in Hybridimplementierungen, die eine Kombination aus Hardwarelogik und Softwarelogik nutzen, um dieselben Ergebnisse zu erzielen, erzielt werden. Diese Abwandlungen an dem erfinderischen Konzept sollen durch die beigefügten Ansprüche erfasst sein.