CN103634981A

CN103634981A - 具有电流纹波控制的led控制器

Info

Publication number: CN103634981A
Application number: CN201310318591.2A
Authority: CN
Inventors: G.里施卡
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2012-07-27
Filing date: 2013-07-26
Publication date: 2014-03-12
Anticipated expiration: 2033-07-26
Also published as: CN103634981B; US8933647B2; US20140028205A1; DE102013213639B4; DE102013213639A1

Abstract

本发明涉及具有电流纹波控制的LED控制器。公开了一种LED控制器和一种用于控制LED装置的方法。电流感测信号表示流经所述LED装置的负载电流。将所述电流感测信号与上门限值和下门限值进行比较。在所述电流感测信号超过所述上门限值时，经由与所述LED装置串联耦合的电感器向所述LED装置提供电流。当在所述电流感测信号低于所述下门限值的同时，没有电流被提供给所述LED装置时，通过续流二极管闭合负载电流环路。根据所述电流感测信号调整所述上门限值和下门限值，使得所述电流感测信号的峰值匹配对应的期望峰值。

Description

具有电流纹波控制的LED控制器

技术领域

本发明涉及用于驱动包括一个或多个LED（发光二极管）的用于照明目的的LED装置的控制电路。

背景技术

与诸如白炽光灯泡的常规照明器不同，通常向发光二极管供应恒定操作电流而不是恒定操作电压。因此，通常采用可控的电流源电路以用于驱动LED装置，并使用开关转换器来使由于电流转换引起的功率损耗保持较低。包括例如用于电流转换的降压（buck）转换器的各种集成LED控制器电路是容易可得的（例如，来自Infineon的集成LED控制器 ILD4 120）。

根据操作原理，在使用包括诸如降压转换器的开关转换器的电流源时，LED电流（即，供应给LED装置的负载电流）将总是表现出纹波。为了能够实现（可控）恒定电流源，LED电流通常被测量（例如，使用串联耦合到LED装置的感测电阻器），并且将电流信号反馈到控制器电路。之后，可以将（测量的）电流反馈信号与相应的门限进行比较，并且可以在反馈信号达到门限值时触发切换操作。因而，门限值决定着电流纹波的大小，可以将电流纹波的大小设计为总计例如围绕平均LED电流的±15%。

在这样的LED控制器电路中出现各种损耗，例如，由于对负载电流进行切换的功率晶体管的有限（非零）接通电阻而引起的损耗、由于感测电阻器而引起的损耗、以及在所需的续流二极管（例如，肖特基二极管）中耗散的损耗。实际的电流纹波取决于电流反馈信号达到门限值的时刻和由相应的功率晶体管完成对应的切换操作的时刻之间的传播延迟。通常，能够通过适当设置所提及的门限值来补偿所述传播延迟对电流纹波的影响。然而，在使用这样的方法时，所实现的补偿仅对一种特定的设置（即，特定数量的LED、降压转换器中所使用的特定电感器、特定操作电压等）有效。例如，可以将门限值如此设计，以便针对12V的操作电压、68μH的电感器和包括串联连接的三个白色LED的LED装置实现围绕平均LED电流的±15%的期望纹波电流。如果这些参数之一（即，LED的数量、操作电压、电感等）改变，那么实际电流纹波将偏离其期望值。较小的电流纹波伴有较高的切换效率，并因而伴有较高的切换损耗。出于不同的理由，较高的电流纹波可能是不期望的（例如，可能由客户指定最大电流纹波）。

鉴于上述内容，需要一种包括改进的电流纹波控制的LED控制器。

发明内容

描述了一种用于耦合至LED装置的LED控制器电路。根据本发明的一个示例，所述电路包括接收表示供应给LED装置的负载电流的电流感测信号的第一电路节点以及接收所述电流感测信号并且被配置为使所述电流感测信号与上门限值和下门限值进行比较的比较器。将负载晶体管耦合至所述LED装置，并且将所述负载晶体管配置为根据由所述比较器提供的比较器输出信号来向所述LED装置提供负载电流。将所述纹波控制电路配置为响应于电流感测信号来调整所述上门限值和下门限值。

附图说明

参考下述附图和描述能够更好地理解本发明。附图中的部件未必是按比例的，相反其重点放在说明本发明的原理上。此外，在附图中，同样的附图标记指示对应的部分。在附图中：

图1是说明与LED装置、电感器和续流二极管外部连接的示范性集成LED控制器电路的方框图；

图2是说明表示LED电流的电流感测信号的波形的时序图；

图3是包括纹波控制环路的集成LED控制器的方框图；

图4是说明图3中所描绘的纹波控制器的功能的部分的时序图。

图5是说明图3中所描绘的纹波控制器的一种示范性实现方式的电路图；以及

图6是说明图3中所说明的比较器的另一种示范性实现方式的电路图。

具体实施方式

图1是外部连接至LED装置10、电感器L_O和续流二极管D_FW的示范性集成LED控制器电路20的方框图。在本示例中，LED装置10包括三个LED LD₁、LD₂和LD₃的串联电路，以及连接于两个主端子之间的感测电阻器R_s，其中，能够在中间端子处分接跨越感测电阻器R_s的电压降。然而，应当强调的是，可以将感测电阻器R_s容易地布置为与LED装置10分离的单独部件，所述LED装置10可仅包括一个或多个LED。将电感器L_O串联连接至LED LD₁、LD₂和LD₃，并且将续流二极管与LED装置10和电感器L_O的串联电路并联连接。

将LED装置10的一个主端子耦合至上电源电压V_B，以便能够在（电源电压V_B的）电源线和LED装置10的中间端子之间分接跨越感测电阻器R_s的电压降。LED控制器20包括功率晶体管T_L（负载晶体管），其被连接于电感器和参考电势（例如，接地电势）之间，以便将晶体管T_L的负载电流通路串联连接至LED装置10和电感器L_O。

在场效应晶体管的情况下，晶体管T_L的负载电流通路是漏极－源极电流通路，而在双极晶体管的情况下，晶体管T_L的负载电流通路是集电极－发射极电流通路。应当指出，图1说明了使用低侧半导体开关和处于高侧的感测电阻器的LED控制器的具体实现方式。然而，在不背离本文中描述的一般概念的情况下，不同的配置（例如，高侧半导体开关、低侧感测电阻器、替代续流二极管的第二负载晶体管等）以及对其的修改可以是容易地可适用的。

通过LED控制器电路20中所包括的比较器K来生成用于将功率晶体管T_L驱动到接通状态（导通）或断开状态（非导通）中的驱动器信号V_G。根据应用，可以将额外的栅极驱动器电路连接于比较器K和功率晶体管T_L的栅极之间，以用于提供具有特定的期望形状（即，特定的升降时间或者特定的更加复杂的波形）的栅极信号，以便确保所定义的切换行为。

将跨越感测电阻器R_s的电压降供应给LED控制器电路，该LED控制器电路通常包括测量放大器，其被配置为提供与流经LED LD₁、LD₂、LD₃以及流经感测电阻器R_s和电感器L_O的当前LED电流i_L成比例的电流反馈信号V_iL。将电流反馈信号V_iL分别与两个门限值V_REF+V_TH1和V_REF-V_TH2进行比较，或者换言之，将对应的电流偏置信号V_OFF=V_iL-V_REF分别与门限值V_TH1和-V_TH2进行比较，其中，信号V_REF表示期望的平均LED电流。同样地，电流偏置信号V_OFF表示具有零平均值的纹波电流。可以（在电路设计期间）将门限值V_TH1、V_TH2如此选择，使得电流偏置信号的（上和下）峰值等于当前平均LED电流（由V_REF表示）的期望百分比（例如，15%）。

在图2所描绘的时序图中进一步说明了上文描述的情况。在时刻t₀处，由于初始LED电流（由电流感测信号V_iL表示）为零，并因而低于上门限值V_REF+V_TH1，因此激活LED控制器，并接通负载晶体管T_L。负载电流i_L升高，并因而电流感测信号V_iL升高，直到其达到门限值V_REF+V_TH1为止。在电流感测信号V_iL等于门限值V_REF+V_TH1的时刻，触发对负载晶体管T_L的断开。由于信号传播延迟，LED电流流动在延迟时间t_Don之后被夹断。在所述延迟时间期间，LED电流进一步升高到值i_Lmax（由电流感测信号V_iLmax表示）。

在使负载晶体管T_L断开的时段期间，LED电流i_L继续流经续流二极管D_FW。但是，LED电流i_L在这一时段期间下降，直到对应的电流感测信号V_iL达到下门限值V_REF-V_TH2为止。在电流感测信号V_iL等于下门限值V_REF-V_TH2的时刻，触发对负载晶体管T_L的接通。由于信号传播延迟，LED电流流动在延迟时间t_Doff之后开始。在所述延迟时间期间，LED电流进一步下降到值i_Lmin（由电流感测信号V_iLmin表示）。如上文已经提及的，对于特定的设置而言，传播延迟t_Don、t_Doff是已知的，并且因而能够将门限值V_TH1、-V_TH2如此设计，使得对应的峰值V_iLmax、V_iLmin满足所需的规范（例如，V_REF±15%）。然而，这一规范仅针对一种特定的设置而被满足，该特定设置例如是伴有上文已经提及的一些问题的一个特定的操作电压V_B。

为了缓解那些问题或者为了使LED电流峰值V_iLmax、V_iLmin更加独立于使用LED控制器20的实际设置而满足，可以使用另外的反馈环路来对峰值V_iLmax、V_iLmin（即，纹波电流的幅度）进行调节，在图3的示例中，将该反馈环路称为“纹波控制”。

图3的示例本质上与图1的电路相同，除了门限值是使用纹波控制器202可调整的。纹波控制器接收电流感测信号V_iL以及期望平均电流（参考电流V_REF），并且被配置为调整门限值V_TH1和V_TH2，使得LED电流V_iLmax、V_iLmin的实际峰值与期望目标值（例如，平均电流加/减15%）相匹配。在纹波控制器202测量或估计高于期望目标值的峰值V_iLmax、V_iLmin时，则相应地降低对应的门限值V_TH1、V_TH2，并且反之亦然，在纹波控制器202测量高于期望目标值的峰值时，则提高门限值V_TH1、V_TH2，所述峰值分别被进一步表示为V_MAX和V_MIN。在期望纹波幅度为例如期望平均值V_REF的15%时，则V_MAX等于V_REF·1.15，且V_MIN等于V_REF·0.85。

可以使用用于测量或估计峰值V_iLmax、V_iLmin的（或者用于检测峰值V_iLmax、V_iLmin是否与期望目标值匹配的）各种方法。首先，使用适当的峰值测量电路来单独测量电流感测信号V_iL的两个峰值V_iLmax、V_iLmin。在这种情况下，可以单独控制对应的门限值V_TH1和V_TH2。然而，由于所述峰值是正好在功率晶体管T_L被接通和断开的时刻被达到的（参见图3），并且因此在切换期间出现的瞬时尖峰或类似的现象以及电磁干扰（EMI）可能使获得的测量值劣化。

作为替代方案，通常可以将第二门限值V_TH2设为-V_TH1，因为纹波应当总是对称地围绕平均值。为了避免上文提及的可能使峰值测量劣化的干扰（EMI、尖峰等），下文描述了一种不同的方法。相应地，将电流感测信号V_iL（出于控制图3中所描绘的门限V_TH1和V_TH2的目的）与另外的门限值V_max50和V_min50（中间门限值）进行比较，所述另外的门限值V_max50和V_min50被设为处于期望平均值V_REF和期望最大和最小峰值（目标峰值）V_MAX、V_MIN之间的值。在本文中描述的示例中，分别将所述另外的门限值V_max50和V_min50设为正纹波幅度和负纹波幅度的50%，即：

V_max50=0.5·(V_MAX-V_REF)+V_REF=0.5·(V_MAX+V_REF)，以及 (1)

V_min50=0.5·(V_MIN-V_REF)+V_REF=0.5·(V_MIN+V_REF) (2)。

然而，不同于50%的因子也可适用。在期望纹波幅度是例如期望平均值V_REF的15%时，则V_max50等于V_REF·1.075，且V_min50等于V_REF·0.925。在图4中说明了所提及的门限，进一步的描述涉及所述门限。

在图4中，电流感测信号V_iL低于门限V_min50的时间跨度t_min1是电流感测信号V_iL高于门限V_min50的时间跨度t_min2的三分之一，即：

t_min2/t_min1=3 (3)。

类似地，电流感测信号V_iL高于门限V_max50的时间跨度t_max 1是电流感测信号V_iL低于门限V_max50的时间跨度t_max 2的三分之一，即：

t_max2/t_max1= 3 (4)。

出于对称性的原因，t_min1=t_max1，且t_min2=t_max2。在将方程(1)和(2)中的因数0.5被改变为不同的值时，则必须相应地改变方程(3)和(4)中的比值3。

在电流感测信号V_iL的实际峰值V_iLmin、V_iLmax正好匹配期望（目标）峰值V_MIN、V_MAX时，方程(3)和(4)适用。当峰值V_iLmin、V_iLmax例如由于较高的（超过标称的）传播延迟T_Don、t_Doff（参见图2）而在幅度上超过了目标峰值V_MIN、V_MAX时，则实际比值t_min2/t_min1和t_max2/t_max1从标称值3降至更低值。类似地，当峰值V_iLmin、V_iLmax例如由于较低的（低于标称的）传播延迟t_Don、t_Doff（参见图2）而（在幅度上）降到目标峰值V_MIN、V_MAX以下时，则实际比值t_min2/t_min1和t_max2/t_max1从标称值3提高到更高的值。结果，能够通过将比值t_min2/t_min1和t_max2/t_max1调节到标称值（其在当前示例中为3）来使峰值V_iLmin、V_iLmax稳定，并因而使电流纹波幅度稳定。

图5说明了一种示范性电路，其可以是图3中所示的纹波控制器202的部分，并且可以其被配置为提供指示比值t_min2/t_min1和t_max2/t_max1是否处于其期望标称值（并因而指示纹波电流幅度是否处于其期望幅度）的信号。相应地，图5中的电路包括两个比较器K₁、K₂。将比较器K₁配置为检测电流感测信号V_iL何时超过门限值V_max50，以及将比较器K₂配置为检测电流感测信号V_iL何时落到门限值V_min50以下。将第一充电电路203耦合至第一比较器K₁，以及将第二充电电路204耦合至第二比较器K₂。将充电电路203、204均配置成根据相应的比较器输出信号向一个输出电容器C_O分别提供充电或放电电流3·i_REF和-i_REF。每个充电电路203、204分别包括开关SW₁和SW₂，所述开关SW₂被配置为将充电/放电电流3·i_REF和-i_REF从相应的电流源Q_1a、Q_1b、Q_2a、Q_2b引导至输出电容器C_O。

在比较器K₁检测到电流感测信号V_iL高于门限值V_max50时，则（充电电路203的）开关SW₁将电流源Q_1a耦合至输出电容器C_O，从而将充电电流3·i_REF提供给电容器C_O。在比较器K₁检测到电流感测信号V_iL低于门限V_max50时，则（充电电路203的）开关SW₁将电流源Q_1b耦合至输出电容器C_O，从而从电容器C_O沉吸（sink）放电电流i_REF。类似地，在比较器K₂检测到电流感测信号V_iL低于门限V_min50时，则（充电电路204的）开关SW₂将电流源Q_2a耦合至输出电容器C_O，从而向电容器C_O提供充电电流3·i_REF。最后，在比较器K₂检测到电流感测信号V_iL高于门限V_min50时，则（充电电路204的）开关SW₂将电流源Q_2b耦合至输出电容器C_O，从而从电容器C_O沉吸放电电流i_REF。

应当指出，可以针对充电电路203、204使充电和放电阶段互换。这将伴有响应于峰值V_iLmax、V_iLmin的给定变化而对电容器电压摆动的符号的改变。必须将用于电流i_REF的倍增因数（即在当前示例中为3）选择为等于标称比值t_max2/t_max1（参见方程(3)和(4)），该标称比值t_max2/t_max1在当前示例中为3。由于在稳定状态当中，放电时间t_max2和t_min2（参见图4）是充电时间t_max1和t_min1的三倍，并且由于放电电流i_REF仅为充电电流3·i_REF的三分之一，因此跨越输出电容器的平均电压V_CTRL为零（在被初始化为0V时）。

然而，在很多应用中，电源电压是相对于接地（0V）的正电压（参见图3的示例中的电源电压V_B），并且因而0伏特的稳定状态电容器电压V_CTRL是不可能的。在那些情况下，将电容器C_O初始化为高于零且低于电源电压V_B的恒定正电压。可以适用稳定化的参考电压V_BG来初始化电容器电压V_CTRL。例如，可以通过带隙参考电路来生成稳定化的参考电压V_BG。在传播延迟t_Don、t_Doff较长（比标称值长）时，实际的峰值V_iLmax、V_iLmin将升高，且比值t_max2/t_max1和t_min2/t_min1将相应地降低。结果，在纹波电流的每一周期向电容器增加净电荷，并且电容器电压V_CTRL将升高。类似地，在传播延迟变得更短时，电容器电压V_CTRL将下降。

可以将控制电压V_CTRL供应给控制器205，其可以是例如P控制器。在控制电压V_CTRL正升高时，控制器205使门限V_TH1降低。因而，控制器205抵消了升高中的控制电压V_CTRL，并具有稳定效果。以这样的方式调节了门限值V_TH1和V_TH2，使得实际峰值V_iLmax、V_iLmin匹配期望目标值V_MAX、V_MIN。所述闭环具有积分特性，因为电容器C_O对误差，即实际峰值V_iLmax、V_iLmin与对应的期望值V_MAX、V_MIN的偏差进行积分。控制器205可以包括简单的N-MOS晶体管，其接收电容器电压V_CTRL作为栅极电压。同样地，可以将控制器205的特性描述为V_TH1=-V_TH2=k·V_CTRL＋x，其中，x表示偏置值（其可以为零），且k是增益因数，其在适用简单的MOS晶体管作为控制装置时，可能是严重非线性的。然而，由于输出电容器C_O的积分特性，这一非线性不伴有任何稳定性问题。

应当注意，可调整的门限值V_TH1和V_TH2未必是由同样必须被供应给电路的物理信号（例如，电压信号）所表示的。例如，也可以通过改变MOS晶体管的静止漏极电流，并因而改变相应的漏极－源极电压来间接设置这些门限值。

图6说明了一种电路图，其说明了图3的示例中所说明的具有滞后作用的比较器K的另一种示范性实现方式。图6的电路包括操作为比较器的高增益差分放大器。所述差分放大器是由p沟道MOS晶体管T_E1和T_E2以及向MOS晶体管T_E1和T_E2提供偏置电流i_B的电流源Q所形成的。所述差分放大器（操作为比较器）接收参考电压V_REF（表示期望平均电流）和电流测量信号V_iL（表示LED电流i_L）作为MOS晶体管T_E1和T_E2的栅电极处的输入信号。所述差分放大器被加载有n沟道MOS晶体管T₁和T₂，该MOS晶体管T₁和T₂的漏极－源极电流通路被串联耦合至晶体管T_E1和T_E2的漏极－源极电流通路（主电流通路）。

分别将MOS晶体管T₁和T₂以这样的方式耦合至n沟道MOS晶体管T₃和T₄，使得晶体管T₁和T₃以及T₂和T₄形成两个电流反射镜。使两个电流反射镜中的每一个的输出晶体管T₃和T₄并联耦合至另一电流反射镜的输入晶体管T₂和T₁。将所述电流反射镜和晶体管T_E1、T_E2耦合的电路节点可以被看作是分别提供V₁和V₂的中间输出电压的差分放大器的（中间）输出节点。将这些输出节点分别连接至n沟道MOS晶体管T_A1和T_A2的栅极，晶体管T_A1和T_A2形成了对称输出级，其中，使每个晶体管T_A1和T_A2分别与另外的晶体管T_A3和T_A4串联耦合。由此，将晶体管T_A3和T_A4分别连接于晶体管T_A1和T_A2的漏极与电源电势之间。晶体管T_A1和T_A3的公共电路节点是比较器输出V_G（同样参见图3）。

在图6的示例中，比较器门限值是V_REF+V_TH1和V_REF-V_TH2，其中，V_TH1=V_TH2=V_TH。为了首先说明比较器的功能，仅考虑比较器K而没有控制器205（下文对晶体管T₅到T₇进一步讨论）。假设电流测量信号已经达到了V_REF-V_TH，则输出级是有效的（V_G处于高电平），电流反射镜输出晶体管T₄晶体管沉吸由晶体管T_E1提供的一些电流，而电流反射镜输出晶体管T₃晶体管现在则沉吸较少的电流（由晶体管T_E2提供的），因为电压V₁（晶体管T₃的栅极电压）较低。由于所述有效输出级，负载电流i_L增加，并且因而电流感测信号V_iL增加，直到达到上门限V_REF+V_TH为止。此刻，晶体管T₃变为导通，因而触发电压V₂上的减少，其伴有晶体管T₄的断开以及输出电压V_G的状态上的变化（其切换至低电平）。因此，电流感测信号V_iL再次减少，直到达到门限值V_REF-V_TH。在这一点上，晶体管T₄再次变得导通，并且所述循环重新开始（同样参见图2）。

控制器电路205（作为纹波控制器202的一部分，参见图3和图5）包括晶体管T₄和T₆，晶体管T₄和T₆能够分别被并联连接至晶体管T₃和T₄，因而在并联连接时有效地降低了晶体管T₃和T₄的接通电阻。可以通过将晶体管T₇和T₈（分别连接于晶体管T₅和T₆与接地GND之间）驱动至导通状态来完成所述并联电路（晶体管T₃、T₅以及T₄、T₆）。通过改变晶体管T₇和T₈的栅极电压，可以调谐由晶体管T₅和T₆沉吸的额外电流i_TH1和i_TH2的量。然而，上文提及的门限值V_TH取决于电流i_TH1和i_TH2，并因此可以通过经由控制器205改变电流i_TH1和i_TH2来调谐门限电压V_REF+V_TH和V_REF-V_TH，这分别响应于实际峰值V_iLmin、V_iLmax与期望峰值V_MIN和V_MAX之间的偏差。

尽管已经公开了本发明的各种示范性实施例，但是将对于本领域技术人员而言显而易见的是，在不背离本发明的精神和范围的情况下可以做出将实现本发明的一些优点的各种改变和修改。对于本领域技术人员而言明显的是，可以适当地替代执行相同的功能的其他部件。尤其是，MOS晶体管可以由对应的双极结型晶体管所替代，以及使用n沟道的电路或者npn型晶体管可以由其互补的p沟道或pnp型等价物所替代。应当提到的是，可以将参考特定的附图所解释的特征与其他附图的特征组合，即使在尚未明确地提到的那些附图中。此外，可以按照使用适当的处理器指令的全软件实现方式、或者按照利用硬件逻辑和软件逻辑的组合的混合实现方式以获得相同结果的混合实现方式来实现本发明的方法。旨在由所附权利要求覆盖对本发明性概念的这种修改。

Claims

1.一种用于耦合至LED装置的LED控制器电路，所述LED控制器电路包括：

第一电路节点，用于接收表示供应给所述LED装置的负载电流的电流感测信号；

比较器，其被耦合以接收所述电流感测信号，并且被配置为将所述电流感测信号与上门限值和下门限值进行比较；

负载晶体管，用于被耦合至所述LED装置，并且被配置为根据由所述比较器所提供的比较器输出信号来向所述LED装置提供负载电流；以及

纹波控制电路，其被配置为响应于所述电流感测信号来调整所述上门限值和下门限值。

2.根据权利要求1所述的LED控制器电路，其中，将所述纹波控制电路配置为检测所述电流感测信号的峰值，并且将检测到的峰值与对应的期望峰值进行比较，其中，根据所述比较调整所述上门限值和下门限值，使得在稳定状态中，实际峰值更加紧密地匹配对应的期望峰值。

3.根据权利要求1所述的LED控制器电路，其中，将所述纹波控制电路配置为将所述电流感测信号与第一中间门限值进行比较，并且其中，根据第一和第二时间间隔之间的比值调整所述上门限值和下门限值，

所述第一时间间隔是所述电流感测信号低于所述第一中间门限值的时间间隔，以及

所述第二时间间隔是所述电流感测信号高于所述第一中间门限值的时间间隔。

4.根据权利要求1所述的LED控制器电路，其中，将所述纹波控制电路配置为将所述电流感测信号与第二中间门限值进行比较，并且其中，根据第三和第四时间间隔之间的比值调整所述上门限值和下门限值，

所述第三时间间隔是所述电流感测信号高于所述第二中间门限值的时间间隔，以及

所述第四时间间隔是所述电流感测信号低于所述第二中间门限值的时间间隔。

5.根据权利要求1所述的LED控制器电路，其中，将所述纹波控制电路配置为将所述电流感测信号与第一和第二中间门限值进行比较，并且其中，根据第一和第二时间间隔之间的第一比值以及第三和第四时间间隔之间的第二比值调整所述上门限值和下门限值，

所述第一时间间隔是所述电流感测信号低于所述第一中间门限值的时间间隔，

所述第二时间间隔是所述电流感测信号高于所述第一中间门限值的时间间隔，

6.根据权利要求5所述的LED控制器电路，其中，在所述负载电流的实际峰值匹配对应的期望值时，所述第一和第二比值处于标称值。

7.根据权利要求3所述的LED控制器电路，其中，所述纹波控制电路还包括：

比较器，其被配置为检测所述电流感测信号是高于还是低于所述第一中间门限值，

输出电容器，以及

充电电路，其被配置为在所述第一时间间隔期间对所述电容器充电，以及在所述第二时间间隔期间对所述电容器放电，或反之亦然，其中，所述充电和放电电流之间的比值对应于所述第一和第二时间间隔之间的标称比值。

8.根据权利要求6所述的LED控制器电路，其中，所述纹波控制电路还包括：

第一比较器，其被配置为检测所述电流感测信号是高于还是低于所述第一中间门限值，

第二比较器，其被配置为检测所述电流感测信号是高于还是低于所述第一中间门限值，

输出电容器，以及

第一充电电路，其被配置为在所述第一时间间隔期间对所述电容器充电，以及在所述第二时间间隔期间对所述电容器放电，或反之亦然，

第二充电电路，其被配置为在所述第三时间间隔期间对所述电容器充电，以及在所述第四时间间隔期间对所述电容器放电，或反之亦然，

其中，所述充电和放电电流之间的比值对应于所述第一和第二时间间隔之间的标称比值。

9.根据权利要求8所述的LED控制器电路，其中，所述纹波控制电路还包括响应于跨越所述输出电容器的电压降的控制器电路，将所述纹波控制电路配置为提供更新的上门限值和下门限值，使得在稳定状态中，所述电流感测信号的实际峰值更加紧密地匹配对应的期望峰值。

10.一种电路装置，包括：

LED装置，其包括LED；

电感器，其被串联耦合至所述LED装置的LED；

感测电阻器，其被串联耦合至所述LED装置的LED，并且被配置为提供表示流经所述LED的负载电流的电流感测信号；

续流二极管，其被耦合至所述LED装置；

负载晶体管，其被耦合至所述LED装置，并且被配置为根据由所述比较器提供的比较器输出信号向所述LED装置提供负载电流；以及

11.根据权利要求10所述的电路装置，其中，所述LED装置包括多个LED。

12.根据权利要求11所述的电路装置，其中，所述多个LED被串联耦合。

13.根据权利要求10所述的电路装置，其中，将所述负载晶体管配置为在所述电流感测信号超过上门限值时向所述电感器提供电流，以及在所述电流感测信号下降到所述下门限值以下时被断开。

14.根据权利要求10所述的电路装置，其中，由具有第一和第二输入晶体管的高增益差分放大器以及提供偏置电流的电流源形成所述比较器，其中，通过向所述第一和第二输入晶体管的主电流通路提供电流或者从所述第一和第二输入晶体管的主电流通路沉吸电流来调谐所述上门限值和下门限值。

15.一种用于控制LED装置的方法，所述方法包括：

生成表示流经所述LED装置的负载电流的电流感测信号；

将所述电流感测信号与上门限值和下门限值进行比较；

在所述电流感测信号超过所述上门限值时，经由与所述LED装置串联耦合的电感器向所述LED装置提供电流，其中，当在所述电流感测信号低于所述下门限值的同时，没有电流被提供给所述LED装置时，通过续流二极管闭合负载电流环路；以及

根据所述电流感测信号调整所述上门限值和下门限值，使得所述电流感测信号的峰值更加紧密地匹配对应的期望峰值。

16.根据权利要求15所述的方法，还包括检测所述电流感测信号的峰值，并将检测到的峰值与对应的期望峰值进行比较，其中，根据所述比较调整所述上门限值和下门限值，使得在稳定状态中，实际峰值更加紧密地匹配对应的期望峰值。

17.根据权利要求15所述的方法，其中，所述比较包括将所述电流感测信号与第一中间门限值进行比较，并且其中，根据第一时间间隔和第二时间间隔之间的比值调整所述上门限值和下门限值，所述第一时间间隔是所述电流感测信号低于所述第一中间门限值的时间间隔，以及所述第二时间间隔是所述电流感测信号高于所述第一中间门限值的时间间隔。

18.根据权利要求15所述的方法，其中，所述比较还包括将所述电流感测信号与第二中间门限值进行比较，并且其中，根据第三和第四时间间隔之间的比值调整所述上门限值和下门限值，所述第三时间间隔是所述电流感测信号高于所述第二中间门限值的时间间隔，以及所述第四时间间隔是所述电流感测信号低于所述第二中间门限值的时间间隔。

19.根据权利要求15所述的方法，其中，所述比较包括将所述电流感测信号与第一中间门限值和第二中间门限值进行比较，并且其中，根据第一时间间隔和第二时间间隔之间的第一比值以及第三和第四时间间隔之间的第二比值调整所述上门限值和下门限值，

20.根据权利要求19所述的方法，其中，在所述负载电流的实际峰值匹配对应的期望值时，所述第一和第二比值处于标称值。