DE19737777A1

DE19737777A1 - Entscheidungsschaltkreis

Info

Publication number: DE19737777A1
Application number: DE19737777A
Authority: DE
Inventors: Timothy Don Davis
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1996-11-22
Filing date: 1997-08-29
Publication date: 1998-07-16
Anticipated expiration: 2017-08-30
Also published as: US5838171A; KR100300210B1; KR19980041864A; DE19737777C2

Description

Die Erfindung betrifft einen Entscheidungsschaltkreis nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Tragbare und kontinuierlich arbeitende elektronische Systeme enthalten oft eine Schaltungsanordnung, die zum Betrieb auf einen nied rigen Leistungspegel ausgelegt ist. Als Reservestromquelle ist gewöhn lich eine Batterie enthalten, die die Systemstromversorgung ergänzt. Außerdem enthält das System eine Schaltungsanordnung, die zwischen den beiden Stromquellen unterscheidet und auswählt, ob der Strom durch die Systemversorgung oder die Batterie geliefert wird, und einen Schaltungs mechanismus zum Auswählen der geeigneten Stromquelle liefert.

Die Systeme enthalten außerdem einen Schaltkreis, der die Bat teriespannung überwacht und ein Alarmsignal liefert, wenn die Batterie spannung unter einen kritischen Pegel fällt, und können auch einen lei stungsarmen und spannungsarmen Oszillator enthalten, um einen leistungs armen Betrieb mit der Batterie als Stromquelle zu ermöglichen. Ein typi scher Spannungsbereich liegt bei 5 Volt ± 10% für die Systemstromver sorgung und 3 Volt ± 20% für die Batteriequelle.

Ein bekannter Entscheidungsschaltkreis hat als Eingänge eine Systemversorgungsspannung (V_Sys) und eine Batterieversorgungsspannung (V_Batt), die Eingänge für einen Komparator sind, welcher ein Ausgangssi gnal erzeugt, das angibt, welches Eingangssignal höher ist. Das Aus gangssignal des Komparators wird an einen Inverter und als Steuersignal an das Gate eines Transistors gegeben. Das Ausgangssignal des Inverters wird als Steuersignal an das Gate eines anderen Transistors gegeben. Der Entscheidungsschaltkreis wählt die höhere der beiden Spannungen (V_Sys) und (V_Batt) als Versorgungsspannung (V_PP) für einen systeminternen Bus. Die Systemversorgungsspannung (V_Sys) wird gewählt, wenn das System be trieben wird, und die Batterieversorgungsspannung (V_Batt) wird gewählt, wenn sich das System im Ruhezustand befindet. Der Bus wird an die je weils höhere Versorgungsspannung angeschlossen, sobald die andere Ver sorgungsspannung wenige mV unter die höhere Spannung fällt. Auf diese Weise wird eine permanente Leistung im internen Bus aufrechterhalten.

Eine Erkennungsschaltung für schwache Batterie liefert ein Warnsignal, wenn die Batteriespannung (V_Batt) unter einen vorbestimmten Pegel, vorgegeben durch ein Referenzsignal (V_Ref), fällt. Beispielsweise wird V_Ref auf etwa den doppelten Wert einer Anschaltspannung V_T eines im Komparator enthaltenen MOS-Transistors gesetzt. V_Batt und V_Ref dienen als Eingangssignale für den Komparator, welcher ein Warnsignal für die Erkennung schwacher Batterie ausgibt, wenn der Wert von V_Batt unter den Wert von V_ref fällt.

Ein leistungsarmer Schwingkreis dient dazu, ein Echtzeit-Takt signal für den Betrieb eines Bauelements wie einer Ablaufsteuereinheit oder eines Zählers zu liefern. In diesem Fall dient die an den internen Bus gelieferte Spannung (V_PP) (die entweder gleich der Systemspannung oder gleich der Batteriespannung ist) als Stromversorgung für einen Os zillator oder eine andere batteriegepufferte Schaltungsanordnung.

Ein solcher Entscheidungsschaltkreis liefert eine zuverlässige Stromquelle, wenn sich die Systemversorgungsspannung nicht mit der Bat terieversorgungsspannung überlappt, da er dann unzweifelhaft die höhere Versorgungsspannung identifizieren kann. Diese Entscheidung der "höheren Versorgungsspannung" ist jedoch dann unzuverlässig, wenn sich die Berei che der Systemversorgungsspannung und der Batterieversorgungsspannung überlappen, was z. B. in einem System der Fall ist, welches eine System spannung von 3,3 Volt ± 10% und eine Batteriespannung von 3 Volt ± 20% aufweist. Da solche Arten niedriger Spannungssysteme immer gebräuchli cher werden, müssen andere Verfahren der Entscheidung und der Erkennung schwacher Batterie entwickelt werden.

Ein anderer Aspekt einer solchen Schaltungsanordnung besteht darin, daß die Schaltungskomponenten auf die in einem Hochgeschwindig keitsdigitalprozeß verfügbaren Komponenten beschränkt sind, da die Schaltung für die meisten Anwendungen mit Hochgeschwindigkeits-Logik bausteinen integriert werden muß. Die schränkt die zugänglichen Struktu ren und Verfahren ein, die zur Bildung der Schaltungsanordnung verwendet werden können, und beeinflußt den Schaltungsentwurf.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Entscheidungsschaltkreis nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 schaffen, der die Erkennung schwa cher Batterie und den Betrieb batteriegepufferter Schaltungsordnungen in Systemen verwirklicht, in denen die Systemversorgungsspannung und die Batterieversorgungsspannung sich überlappen.

Diese Aufgabe wird entsprechend dem kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 gelöst. Hierzu wird die Batteriespannung so geregelt, daß der Spannungsbereich der Batteriequelle unterhalb des Spannungsbereichs der Systemversorgung liegt, wobei ein spezieller Spannungsregler verwen det wird, welcher gegenüber Standardreglern, die mit herkömmlichen Hoch geschwindigkeits-Hochleistungs-CMOS-Verfahren realisiert wurden, einen weitaus geringeren Stromverbrauch aufweist.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind der nachfolgenden Beschreibung und den Unteransprüchen zu entnehmen.

Die Erfindung wird nachstehend anhand eines in den beigefügten Abbildungen dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert.

Fig. 1(a) bis 1(d) zeigen Blockdiagramme mit (1(a)) einem Ent scheidungsschaltkreis, (1(b)) einer Erkennungsschaltung für schwache Batterie, (1(c)) einem leistungsarmen Schwingkreis und (1(d)) einer Überwachungsschaltung zur permanenten Stromversorgung für einen lei stungsarmen Echtzeit-Taktschaltkreis.

Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm mit den Primärkomponenten des Echtzeit-Taktschaltkreises.

Fig. 3 zeigt ein Schemadiagramm eines Spannungsreglers des Echtzeit-Taktschaltkreises.

Fig. 4 zeigt ein Schemadiagramm eines im Spannungsregler aus Fig. 3 enthaltenen Startschaltkreises.

Fig. 5 zeigt ein Schemadiagramm eines Leistungskomparatormo duls des Echtzeit-Taktschaltkreises.

Fig. 6 zeigt ein Schemadiagramm eines Leistungsschaltkreises aus Fig. 5.

Fig. 7 zeigt ein Schemadiagramm einer unterhalb der Schwelle liegenden Stromquelle des Echtzeit-Taktschaltkreises.

Fig. 8 zeigt ein Schemadiagramm eines in der Stromquelle aus Fig. 7 enthaltenen Startschaltkreises.

Fig. 9 zeigt ein Schemadiagramm eines leistungsarmen Schwing kreises des Echtzeit-Taktschaltkreises.

Fig. 10 zeigt ein Schemadiagramm eines Erkennungsschaltung für schwache Batterie des Echtzeit-Taktschaltkreises.

Fig. 11 zeigt ein Schemadiagramm eines VRT-Steuerkreises (VRT = "Valid RAM and Time" = "gültige RAM und Zeit") des Echtzeit-Taktschalt kreises.

Die Erfindung kann auch auf andere Systeme als Taktschaltkrei se angewandt werden, die eine Unterscheidung zwischen einer Systemver sorgungsspannung und einer Batterieversorgungsspannung erfordern, wenn beide Spannungen sich überlappen.

Ein Standardregler hat einen weitaus größeren Verluststrom, als für Anwendungen akzeptabel ist, und ist daher ungeeignet. Dies liegt daran, daß die Verwendung eines Standardreglers die Lebensdauer der Bat terie beträchtlich reduziert, was ein Erreichen des Ziels der Erfindung zunichte macht. Zur Überwindung dieses Problems ist ein Spannungsregler erforderlich, dessen Verluststrom einen Bruchteil (etwa 1/1000) des nor malen Wertes beträgt. Außerdem muß der Spannungsregler mit Hochgeschwin digkeits-Digitalschaltungen auf einen einzigen Substrat so integrierbar sein, daß er mit einem CMOS-Verfahren kompatibel ist.

Ein wichtiger Aspekt betrifft die Herstellbarkeit. Durch die Erfindung wird die Integration des leistungsarmen Echtzeit-Taktschalt kreises mit digitalen Hochleistungs-Schaltungen auf einem einzigen Sub strat in einer Weise erreicht, die keine zusätzlichen Prozeßschritte ge genüber einem Hochgeschwindigkeitsdigital-CMOS-Prozeß erfordert. Dieser Aspekt ist nicht trivial, da die Mehrzahl der digitalen Hochleistungs prozesse nur für Bauelemente mit hohen Durchgriffswerten pro Einheit, Materialien mit sehr geringem Widerstand und nur parasitäre, nicht opti mierte bipolare Bauelemente geeignet sind. Solche Prozesse tendieren da zu, der Geschwindigkeit gegenüber Erwägungen zur Leistungseinsparung den Vorrang zu geben. Im Gegensatz dazu und aus Gründen der Effektivität er fordert und verwendet der leistungsarme Echtzeit-Taktschaltkreis der Er findung Techniken, die den Stromverbrauch um vier oder fünf Größenord nungen im Vergleich zu äquivalenten digitalen Hochleistungsprozessen re duzieren. Die zum Erreichen dieses Ziel einbezogenen Entwurfstechniken werden in den Figuren wiedergegeben, die den Echtzeit-Taktschaltkreis darstellen, und enthalten: Layout-angepaßte Einheitsbauelemente (zum Beispiel Widerstand RGB in Fig. 3), ein Widerstandsnetzwerk in Fig. 7 und ein p-Kanal-Stromverteilungsnetzwerk in Fig. 7. Die Entwurfsmethodik erzeugt eine Niedrigspannungsschaltung, die in einer vorhersagbareren Weise arbeitet (weniger empfindlich auf statistische V_T-Variationen oder Variationen im Widerstand ist). Eine andere verwendete Entwurfstechnik ist die gepaarter Transistoren (zum Beispiel eine Kette von p-Kanal-Bau elementen in Fig. 8). Dies trägt dazu bei, den hochohmigen Betriebsbe reich durch bessere Kontrolle des parasitären Widerstands zu erweitern.

Gemäß Fig. 1(a) hat ein Entscheidungsschaltkreis 100 als Ein gänge eine Systemversorgungsspannung (V_Sys) 22 und eine Referenzspannung (V_Ref) 104, wobei die Referenzspannung (V_Ref) 104 ein Ausgang eines Spannungsreglers 102 ist. Der Spannungsregler 102 ist so konstruiert, daß V_Ref niedriger als die untere Grenze des Bereichs der Systemversor gungsspannung V_Sys liegt. Eingang für den Spannungsregler 102 ist eine Batterieversorgungsspannung (V_Batt) 24. Die Systemversorgungsspannung 22 und die Referenzspannung 104 sind Eingänge für einen Komparator 26, wel cher so ausgelegt ist, daß er ein Ausgangssignal erzeugt, das anzeigt, welcher Eingang höher ist. Das Ausgangssignal des Komparators 26 wird an einen Inverter 28 und als ein Steuersignal an ein Gate eines Transistors 32 geliefert. Das Ausgangssignal des Inverters 28 wird als Steuersignal an ein Gate eines Transistors 30 geliefert. Der Entscheidungsschaltkreis 100 wählt die höhere der beiden Spannungen V_Sys 22 und V_Ref 104 als Ver sorgungsspannung (V_PP) 34 für einen systeminternen Bus aus.

Gemäß Fig. 1(b) liefert eine Erkennungsschaltung für schwache Batterie 110 ein Warnsignal 38, wenn eine Versorgungsspannung V_Power 112 unter den Wert der vom Spannungsregler 102 erzeugten Referenzspannung V_Ref 104 fällt. Die Versorgungsspannung V_Power 112 steht entweder für die Batteriespannung V_Batt 24 oder die Systemversorgungsspannung V_Sys 22, wobei die Erkennungsschaltung für schwache Batterie 110 vom in Fig. 1b gezeigten Typ für jeden der V_Power-Eingänge realisiert ist. Die Ver sorgungsspannung V_Power 112 und die Referenzspannung V_Ref 104 dienen als Eingänge für einen Komparator 42, der ein Warnsignal 38 ausgibt, wenn die Versorgungsspannung V_Power 112 unter den Wert der Referenzspannung V_Ref 104 fällt. Eine Spannungsquelle 114 liefert eine Spannung V_offset, die einen frühen Nachweis eines Stromausfalls dadurch schafft, daß sie einen Spannungsabfall am V_Power-Eingang liefert.

Gemäß Fig. 1(c) liefert ein leistungsarmer Schwingkreis 120 ein Echtzeit-Taktsignal in Form eines Oszillators 46 für den Betrieb ei nes Bauelements wie einer Ablaufsteuereinheit oder eines Zählers 48. In diesem Fall dient die an den internen Bus gelieferte Spannung V_PP 34 (die entweder gleich der Systemspannung oder der Referenzspannung ist) als Stromversorgung für den Oszillator 46 und jede andere batteriegepuf ferte Schaltungsanordnung.

Gemäß Fig. 1(d) verwendet eine Überwachungsschaltung für per manente Stromversorgung 130 die leistungsarme Erkennungsschaltung für schwache Batterie 110 aus Fig. 1(b) in einer Erkennungskonfiguration für Permanentstromausfall. Ein Speicherelement 132 überwacht den Ausgang der Erkennungsschaltungen für schwache Batterie 110 und schwache Systemver sorgung. Ein durch Permanentstrom betriebener Einschaltrücksetzschalt kreis registriert einen totalen System- und Batteriestromausfall, wobei er in einer solchen Situation ein Signal 134 erzeugt. Dies liefert eine kontinuierliche Überwachung des Systems im Gegensatz zu den meisten be kannten Systemen, die nur den Zustand der Batterieversorgung während des Systembetriebs abfragen. Eine kontinuierliche Überwachung der permanen ten Stromversorgung sichert die Fehlerlosigkeit der Daten während des Systembetriebs oder des batteriegepufferten Betriebs und warnt den Be nutzer von der Möglichkeit der Verstümmelung von Daten während eines to talen Stromausfalls. Mögliche Anwendungen dieser Art von Schaltungsan ordnungen beinhalten portable Sicherheitsbauelemente, wo die Fehlerlo sigkeit von Daten kritisch ist.

In der Überwachungsschaltung für permanente Stromversorgung 130 aus Fig. 1(d) liefert das Signal 130 einen Eingang für ein ODER-Gat ter 136. Ein zweiter Eingang für das ODER-Gatter 136 wird durch den Aus gang eines UND-Gatters 138 geliefert, welches als Eingangssignale ein Nachweissignal für schwache Batterie 140 und ein Nachweissignal für schwaches System 142 hat. Die Nachweissignale schwacher Batterie 140 und schwachen Systems 142 werden als Ausgänge der in Fig. 1(b) gezeigten Er kennungsschaltung für schwache Batterie 110 geliefert. Wenn das Aus gangssignal des ODER-Gatters 136 "hoch" ist, zeigt dies entweder sowohl eine schwache Batterie als auch eine niedrige Systemversorgungsspannung oder einen totalen Verlust sowohl von System- als auch von Batterielei stung an. Dies bewirkt, daß das Speicherelement 132 zurückgesetzt wird. Der normale Ausgang des Speicherelements 132 ist ein Zustandssignal, welches gültige RAM- und Zeitbedingungen anzeigt.

Gemäß Fig. 2 hat ein Leistungskomparatormodul 152 zwei Primär eingänge, die Systemversorgungsspannung 22 (mit "SYSVDD" bezeichnet und Eingang an einen Knoten "RTCVDD" des Leistungskomparatormoduls 152) und die Referenzspannung 104 (mit "RTCVREF" bezeichnet und Eingang an einem Knoten "VBATT" des Leistungskomparatormoduls 152). Die Referenzspannung 104 wird als Ausgang eines Spannungsreglers 150 erzeugt, welcher als Eingangsspannung VBATINT hat, mit dem Signal, welches aus der Anpassung der Batterieversorgungsspannung 24 mittels eines Widerstands 162 (als "RBAT" bezeichnet) resultiert. Der Spannungsregler 150 hat als einen an deren Eingang einen Strom, der von einer unterhalb der Schwelle liegen den Stromquelle 154 erzeugt wird, die einen zu absoluten Temperatur pro portionalen Strom liefert. Dieser Strom steht mit den Komponenten des Spannungsreglers 150 in Wechselwirkung und erzeugt eine Temperatur- und Versorgungsspannungs-kompensierte Spannung, welche anschließend gepuf fert wird, um genügend Leistung für die batteriegepufferte Schaltungsan ordnung des Systems zu liefern.

Die Verwendung des Spannungsreglers 150 schafft ein geeignetes Mittel, um das System auf eine schwache Batteriespannungsbedingung auf merksam zu machen. Diese schwache Batteriespannungsbedingung wird durch eine Erkennungsschaltung für schwache Batterie 158 verwirklicht. Eingän ge an den Erkennungsschaltung für schwache Batterie 158 sind die Refe renzspannung 104, die durch den Spannungsregler 150 (als "RTCVREF" be zeichnet und Eingang an einem Knoten "VREFIN" der Erkennungsschaltung für schwache Batterie 158) erzeugt wird, und die angepaßte Batteriever sorgungsspannung 24 (als "VBATINT" bezeichnet und Eingang an einem Kno ten "VBATT" der Erkennungsschaltung für schwache Batterie 158). Die Er kennungsschaltung für schwache Batterie 158 erkennt, wann die Batterie spannung auf ungefähr den gleichen Wert wie die Referenzspannung fällt, und gibt in einem solchen Fall ein Warnsignal (als "LBD" bezeichnet) aus.

Ein leistungsarmer Oszillator 156 hat als Eingang ein Oszilla torspannungssignal (als "VOSC" bezeichnet und Eingang an einem Knoten "VDDLPO" des Oszillators 156), das durch die Stromquelle 154 erzeugt wird. Ausgang des Oszillators 156 ist ein Echtzeit-Taktsignal (als "RTCCLK" bezeichnet), welches zur Steuerung des Betriebs anderer Schal tungsanordnungen wie einer Ablaufsteuereinheit oder eines Zählers ver wendet wird.

Ein VRT-Steuerungsschaltkreis 160 wird verwendet, um nachzu weisen, wann die Systemversorgungsspannung in einem vorbestimmten Ausmaß von der geregelten Referenzspannung abfällt. Die Kombination eines Nach weissignals für schwache Batterie (von der Erkennungsschaltung für schwa che Batterie 158) und einer niedrigen Systemversorgungsspannung bewirkt, daß ein Speicherelement des VRT-Steuerungsschaltkreises 160 den Verlust einer zuverlässigen Batterieversorgung als Reservestromquelle anzeigt. Ein Signal von der Stromquelle 154 (als "RUNNING" bezeichnet) dient als Einschaltinitialisierung des Speicherelements.

Gemäß Fig. 3 enthält der Spannungsregler 150 eine Stufe, die als einen Eingang (am mit "IBIASBG" bezeichneten Knoten) einen zur abso luten Temperatur proportionalen Strom hat, welcher durch die Stromquel le 154 aus Fig. 2 erzeugt wird. Diese Stufe des Spannungsreglers 150 er zeugt zwei Spannungskomponenten: (1) eine erste Spannungskomponente mit einem positiven Temperaturkoeffizienten; und (2) eine zweite Spannungs komponente mit einem negativen Temperaturkoeffizienten. Wenn die beiden Spannungskomponenten im richtigen Verhältnis addiert werden, heben sich die jeweiligen Temperaturvariationen der addierten Komponenten in etwa auf. Da die Stromquelle so entworfen ist, daß sie (in erster Ordnung) unabhängig von der Versorgungsspannung ist, ist die am Knoten IBIASBG erzeugte Spannung näherungsweise unabhängig von der Versorgungsspannung und der Temperatur.

Der Spannungsregler 150 enthält außerdem eine Spannungsfolge stufe, welche die Summe der beiden Spannungskomponenten auf einen ge wünschten Betriebsbereich puffert und skaliert, und vermeidet, daß der Spannungseingang an den Spannungsregler 150 durch eine von der Referenz versorgung betriebene Schaltungsanordnung belastet wird. Der Spannungs regler 150 verwendet eine Siliciumbandabstandsreferenz, um die Batterie spannung auf einen Wert unterhalb des Systemversorgungsspannungsbereichs zu regeln. Der Spannungsregler 150 hat einen unbedeutsamen Stromver brauch (oft weniger als 1 Mikroampere), so daß die Batterielebensdauer nicht nennenswert beeinflußt wird. Die durch den Spannungsregler 150 er zeugte Variation der Referenzspannung 104 ist kleiner als die der Batte rie selbst. Der durch die Stromquelle 154 (detaillierter in Fig. 4 ge zeigt) erzeugte Strom (als "IBIASBG" bezeichnet) steht mit einem Wider stand RBG 200 und einem lateralen PNP-Transistor 204 in Wechselwirkung, um eine Temperatur- und Versorgungsspannungs-kompensierte Spannung zu liefern. Die entsprechende Spannung wird dann gepuffert und durch einen Widerstandsteiler skaliert, um genügend Leistung für die batteriegepuf ferte Schaltungsanordnung zu liefern.

Der Spannungsregler 150 beruht auf einer Siliciumbandabstands referenz. Der Bandabstand regelt die Batteriespannungsvariation auf ei nen wesentlich schmaleren Spannungsbereich als in einer ungeregelten Batterie. Dies dient auch dazu, die Batteriespannung in einen Bereich zu übersetzen, der es ermöglicht, die batteriegelieferte Spannung von der systemgelieferten Spannung (3,3 Volt ± 10% in dem Beispiel) zu unter scheiden. Die Referenzspannung 104 beträgt typischerweise 2,3 Volt.

Eine Bandabstandsreferenz, wie sie in dem Spannungsregler 150 enthalten ist, liefert eine Spannung, die eine Komponente mit einem po sitiven Temperaturkoeffizienten und eine Komponente mit einem negativen Temperaturkoeffizienten enthält. Die Komponenten werden im geeigneten Verhältnis addiert, um eine im wesentlichen temperaturunabhängige Span nung zu erhalten.

Im Spannungsregler 150 liefert die Basisemitterspannung des parasitären lateralen PNP-Transistors 204 die Komponente mit negativem Temperaturkoeffizienten. Die Stromquelle 154 liefert einen Strom an den PNP-Transistor 204 und den Widerstand RBG 200, welcher zur absoluten Temperatur (PTAT) am Knoten IBIASBG proportional ist. Das Verhältnis ei nes Widerstands der Stromquelle 154 und des Widerstands RBG 200 wird so gewählt, daß die beiden Spannungskomponenten im richtigen Verhältnis ad diert werden, um den Effekt von Temperaturvariationen auf die Referenz spannung zu minimieren. Die durch die Stromquelle 154, den Widerstand RBG 200 und den PNP-Transistor 204 erzeugte Spannung bestimmt den Wert der Referenzspannung 104, welcher etwa das Doppelte der am Knoten IBIASBG liegenden 1,1-1,2 Volt beträgt.

Die im Spannungsregler 150 enthaltene Spannungsfolgestufe dient dazu, die am Knoten IBIASBG anliegende Spannung zu puffern und zu skalieren. Die Spannungsfolgestufe ist ein strombegrenzter Operations verstärker, welcher eine Steuerungsspannung ausgibt, die etwa das Dop pelte der Eingangsreferenzspannung am Knoten IBIASBG (in diesem Beispiel etwa 2,3 Volt als Referenzspannung 104 erzeugend) beträgt. Die zweifache Spannungsmultiplikation wird durch eine gepaarte Reihe von P-Kanal-Tran sistoren erreicht, wobei Vbs für jedes Paar Null beträgt. Dies ermög licht ein Spannungsabfragen ohne eine Strombelastung von typischen resi stiven Materialien.

Das durch die Spannungsfolgestufe angewandte Skalierungsver fahren verwendet RDIV-Bauelemente 206. In Hochleistungs-CMOS-Prozessen sind sehr große Widerstände (mit Werten größer als 10 Ohm) schwierig in wirtschaftlicher und zuverlässiger Weise herzustellen. Zum Skalieren der Referenzspannungen werden Widerstände benötigt, um die Ausgangsspannung zu lesen und einen Rückkopplungssteuermechanismus zum Stabilisieren der Ausgangsspannung zu liefern. Für eine Batteriereferenz werden sehr große Widerstände benötigt, um einen nichtakzeptablen Stromverbrauch zu ver meiden und die Batterielebensdauer zu verlängern. Gemäß Fig. 3 wird die Spannungsskalierung durch eine gepaarte Reihe von Groß-L P-Kanal-Transi storen mit Vgd = 0 und Vbs = 0 für jedes Paar durchgeführt. Da die Bauele mente in Serie geschaltet sind, fließt durch sie der gleiche Strom. Bei einem gepaarten Layout, welches kreuzgekoppelte gepaarte Einheitsbauele mente verwendet, hat jedes Paar einen übereinstimmenden Spannungsabfall. Dies liefert eine geeignete "Teile-durch-2"-Spannungsfunktion. Das Kon zept kann natürlich auf eine "Teile-durch-n"-Spannungsfunktion (wobei n eine ganze Zahl ist) ausgedehnt werden.

Der Spannungsregler 150 enthält außerdem einen Startschalt kreis 210, welcher verwendet wird, um eine Bootstrap-Bedingung von Null volt-Ausgang und Nullampere-Eingang zu vermeiden, was bei Fehlen einer Systemversorgungsspannung auftreten kann. Dieser wird verwendet, weil in manchen Situationen die Stromversorgung der Stromquelle 154 der Ausgang des Bandabstands sein kann.

Gemäß Fig. 4 fragt der Startschaltkreis 210 ab, ob die Strom quelle 154 gestartet hat. Dies ist wichtig, da es sein kann, daß die un terhalb der Schwelle liegende Stromquelle 154 noch nicht gestartet hat, wenn der Bandabstand nicht initialisiert wurde. Wenn der Startschalt kreis 210 erkennt, daß die unterhalb der Schwelle liegende Stromquelle 154 nicht gestartet hat, wird der Bandabstandsausgang direkt an den Bat teriespannungspegel gesteuert. Wenn die Stromquelle 154 initialisiert, wird der Bandabstandsausgang geregelt.

Gemäß Fig. 5 entscheidet der Leistungskomparatormodul 152 zwi schen der Systemversorgungsspannung (als "RTCVDD" bezeichnet) und der geregelten Batterieversorgungsspannung (als "VBATT" bezeichnet), die durch den Spannungsregler 150 als Referenzspannung 104 erzeugt wird.

Der Leistungskomparatormodul 152 verwendet strombegrenzte Kom paratoren, um den internen Versorgungsverbindungsbus (mit "VPP" bezeich net) entweder mit der Systemversorgungsspannung oder der geregelten Bat teriespannung zu verbinden. Die Komparatoren verbinden den Versorgungs verbindungsbus VPP mit der höheren Spannung von RTCVDD oder VBATT, wenn RTCVDD = VBATT ist. Ein zusätzlicher Komparator verwendet einen Wider standsteiler, um einen frühen Nachweis fallender Leistung (mit "CE" für Chipfreigabe = chip enable bezeichnet) zu liefern. Das CE-Signal schal tet auf "niedrig", wenn RTVDD etwa das 1,2fache der geregelten Batte riespannung betrifft. Der Leistungskomparatormodul 152 enthält einen Leistungsschaltkreis 220, der VPP mit der Systemversorgung oder der ge regelten Batterieversorgung bei Empfang eines Steuersignals (mit "RHBL" bezeichnet) von den Komparatorstufen des Leistungskomparatormoduls 152 verbindet. Ein Schemadiagramm des Leistungsschaltkreises 220 aus Fig. 5 ist in Fig. 6 gezeigt.

Die unterhalb der Schwelle liegende Stromquelle 154 erzeugt einen Strom an den Spannungsregler 150, der proportional zur absoluten Temperatur (PTAT, mit "IODTBG" bezeichnet) ist. Die Stromquelle 154 er zeugt außerdem einen gutgesteuerten Vorspannungsstrom kleinen Wertes (mit "IODT_" bezeichnet), welcher an viele der analogen Abschnitte des Echtzeit-Taktschaltkreises verteilt wird. Dies erleichtert den Entwurf von leistungsarmen Schaltkreismodulen.

Gemäß Fig. 7 ist der Ausgangsstrom (I_out), welcher durch den mit "RDT" bezeichneten Knoten fließt, gegeben durch:
I_out = kT/q . ln ((100/4)/(25/4))/1,1 Ohm
(k = Boltzmann-Konstante;
q = Elektronenladung; und
T = absolute Temperatur).

Bei Raumtemperatur beträgt I_out etwa 36 Nanoampere. Der 1,1-Ohm-Term im Nenner rührt daher, daß das Widerstandsnetzwerk aus Fig. 7 etwa diesen Wert hat. Die Stromquelle 154 enthält außerdem Stromspiegel und Überbrückungskondensatoren, die dazu dienen, den Ausgangsstrom in den gewünschten Zustand zu bringen und zu verteilen. Die N-Kanal-Bauele mente in der Stromerzeugungsstufe (mit 232 und 234 bezeichnet) arbeiten in der unterhalb der Schwelle liegenden Region. Die verbleibenden P-Ka nal-Bauelemente in den Stromspiegeln dienen dazu, die verschiedenen An teile des erzeugten Stromes an den Rest des Schaltkreises zu verteilen. Die P-Kanal-Bauelemente sind so entworfen, daß sie nicht im unterhalb der Schwelle liegenden Bereich arbeiten. Dies dient dazu, den erzeugten Referenzstrom genauer zu skalieren und anzupassen. Ebenso in der Strom quelle 154 enthalten ist ein Startschaltkreis 230, der typischerweise in Bootstrap-Schaltkreisen gefunden wird. Die Stromquelle 154 wird durch die gewählte Spannungsquelle (in Fig. 2 mit "VPP" bezeichnet) versorgt, und ist so entworfen, daß sie von Variationen im Wert von VPP (in erster Ordnung) unabhängig ist.

Gemäß Fig. 8 ähnelt der Startschaltkreis 130 dem in Zusammen hang mit Fig. 4 beschriebenen Startschaltkreis, erzeugt jedoch auch ein Digitalsignal (mit "RUNNING" bezeichnet).

Gemäß Fig. 9 ist der leistungsarme Oszillator 156 als strombe grenzter, dreistufiger Oszillator verwirklicht. Der Schaltkreis wird, in ähnlicher Weise wie in US 5 528 201 beschrieben, durch eine Neben schlußkapazität kompensiert.

Da der Aspekt niedriger Leistung des Oszillators 156 die Ver stärkerbandbreite des Oszillators begrenzt (in der vorliegenden Ausfüh rungsform auf etwa 32 kHz), liefert ein Multiplexer 250 einen parallelen Weg für Testzwecke. Ein Prüfgerät kann verwendet werden, um einen schnelleren internen Takt durch einen Knoten X1 (z. B. bei etwa 5 MHz) zum Kippen des Oszillatortaktsignalausgangs (mit "RTCCLK" bezeichnet) und Überprüfen der Funktionsweise des Echtzeit-Taktzählers zu steuern.

Eine Überwachung des Batteriespannungspegels ist ein wichtiges Merkmal jedes batteriegepufferten Systems. Die Erkennungsschaltung schwacher Batterie 158 enthält gemäß Fig. 10 zwei Komparatoren. Ein er ster Komparator weist nach, wann die Batteriespannung (mit "VBATT" be zeichnet) um etwa 100 Millivolt von der geregelten Batteriespannung (als "VREFIN" bezeichnet) abfällt. Dies wird dazu verwendet, den Benutzer über eine Bedingung schwacher Batterie während des normalen Betriebs mit Hilfe der Systemversorgung als Spannungsquelle in Kenntnis zu setzen. Der zweite Komparator weist nach, wann die Systemspannung (mit "VSYSS" bezeichnet) um etwa 100 Millivolt von der geregelten Batteriespannung (VREFIN) abfällt. Wenn die Komparatoren sowohl niedrige Batterie als auch niedrige Systemspannungen nachweisen, gibt das Speicherelement des VRT-Steuerungsschaltkreises 160 (im Detail in Fig. 11 gezeigt) diese Be dingung als Verlust einer zuverlässigen batteriegepufferten Versorgung wieder.

Wenn die Komparatoren aus Fig. 10 sowohl niedrige Batterie- als auch niedrige Systemspannungen nachweisen, gibt gemäß Fig. 11 ein Speicherelement 260 des VRT-Steuerungsschaltkreises 160 diese Bedingung wieder. Ein Signal von der Stromquelle 154 aus Fig. 7 (mit "RUNNING" be zeichnet) dient als Einschaltinitalisierung des Speicherelements 260.

Aufgrund der Kombination von geringem Stromverbrauch und Kom patibiliät mit Standard-CMOS-Verfahren kann der Entscheidungsschaltkreis ideal in leistungsarmen batteriegepufferten Bauelementen, welche Hoch leistungs-Digitalschaltkreise enthalten, verwendet werden.

Claims

1. Entscheidungsschaltkreis (100) zur Entscheidung, welche von zwei ein erstes und ein zweites Spannungssignal (24, 22) liefernden Spannungsquellen als Ausgangsspannungsquelle (34) bereitgestellt wird, mit einem Komparator (26, 152), der als einen Eingang das zweite Span nungssignal (22) empfängt und als Ausgang ein Steuersignal erzeugt, wel ches anzeigt, welches seiner beiden Eingangssignale größer ist, und ei nem von dem Steuersignal gesteuerten Schalter zum Bereitstellen der ent sprechenden Ausgangsspannungsquelle (34), dadurch gekennzeichnet, daß eine einen zur Temperatur proportionalen Strom erzeugende Stromquelle (154), die eine Stromerzeugungsstufe mit einem Transistor, der in einem unterhalb der Schwelle liegenden Bereich des Transistors arbeitet, ent hält, und ein Spannungsregler (102, 150), welcher das erste Spannungssi gnal (24) empfängt und eine das zweite Eingangssignal für den Komparator (26, 152) bildende Referenzspannung (104) erzeugt, deren Spannungsbe reich sich nicht mit dem Spannungsbereich des zweiten Spannungssignals (22) überlappt, vorgesehen sind, wobei der Spannungsregler (150) zwei Spannungsabfallelemente umfaßt, die in Abhängigkeit von dem von der Stromquelle (154) erzeugten Strom eine Spannungskomponente mit einem po sitiven bzw. einem negativen Temperaturkoeffizienten erzeugen.

2. Entscheidungsschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß das erste Spannungssignal (24) durch eine Batterie gelie fert wird.

3. Entscheidungsschaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsregler (150) einen Startschaltkreis (210) umfaßt, welcher das erste Spannungssignal als Ausgangssignal des Spannungsreglers (150) für den Fall liefert, in dem die Stromquelle (154) kein Ausgangssignal hat.

4. Entscheidungsschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die von den Spannungsabfallelementen des Spannungsreglers (150) erzeugten beiden Spannungskomponenten so gewählt werden, daß ihre Summe näherungsweise temperaturunabhängig ist.

5. Entscheidungsschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsbereich der Referenzspannung (104) unterhalb des Spannungsbereichs des zweiten Spannungssignals (22) liegt.

6. Entscheidungsschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Oszillator (120, 156) vorgesehen ist, welcher die Ausgangsspannungsquelle (34) des Entscheidungsschaltkreises als Eingang hat und ein Taktsignal als Ausgang liefert.

7. Entscheidungsschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste Erkennungsschaltung (110, 158) vorgesehen ist, welche die Referenzspannung (104) und das erste Span nungssignal (24) als Eingangssignale hat und ein Nachweissignal (38) als Ausgang liefert, wenn das erste Spannungssignal (24) kleiner als die Re ferenzspannung (104) ist.

8. Entscheidungsschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Erkennungsschaltung vorgesehen ist, welche die Referenzspannung (104) und das zweite Spannungssignal (22) als Eingangssignale hat und ein Nachweissignal (38) als Ausgang liefert, wenn das zweite Spannungssignal (22) kleiner als die Referenz spannung (104) ist.