CN102714462B - Dc-dc转换器以及控制该dc-dc转换器的方法 - Google Patents

Dc-dc转换器以及控制该dc-dc转换器的方法 Download PDF

Info

Publication number
CN102714462B
CN102714462B CN201080042112.3A CN201080042112A CN102714462B CN 102714462 B CN102714462 B CN 102714462B CN 201080042112 A CN201080042112 A CN 201080042112A CN 102714462 B CN102714462 B CN 102714462B
Authority
CN
China
Prior art keywords
current
signal
side switch
inductor
switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201080042112.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102714462A (zh
Inventor
A·诺特曼
M·麦克罗伊-斯蒂文思
D·玛法兰
H·海皮克
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Cirrus Logic International Semiconductor Ltd
Original Assignee
Wolfson Microelectronics PLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Wolfson Microelectronics PLC filed Critical Wolfson Microelectronics PLC
Publication of CN102714462A publication Critical patent/CN102714462A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102714462B publication Critical patent/CN102714462B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/575—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices characterised by the feedback circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
    • H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
    • H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
    • H02H7/1213—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for DC-DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/04—Modifications for accelerating switching
    • H03K17/042—Modifications for accelerating switching by feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/04206—Modifications for accelerating switching by feedback from the output circuit to the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
    • H03K19/01—Modifications for accelerating switching
    • H03K19/017—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits
    • H03K19/01728—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in synchronous circuits, i.e. by using clock signals
    • H03K19/01742—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in synchronous circuits, i.e. by using clock signals by means of a pull-up or down element
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computing Systems (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Logic Circuits (AREA)

Abstract

本发明涉及用于控制DC-DC转换器的方法和装置，尤其是在谷值电流模式中。DC-DC转换器(100)能运行以使得在高侧供应开关(10)接通前可截断低侧供应开关(20)。在这两个开关都为截断期间，电流环路控制(501)保持有效，且对电感器(L)电流中的变化进行仿真。一个实施方案使用电流传感器(800)用于无损电流感测，并通过在低侧开关截断的时刻保持该电流传感器的输出值(ISNS)以及加入仿真的斜波信号(VISLP)直到电感器电流达到零，来仿真电感器电流中的变化。还公开了基于最小导通时间采用跨脉冲运行模式的实施方案。本发明使得能够实现从连续导通模式到不连续导通模式和跨脉冲的无缝转变，并提供在低电流负载时有效率的转换器。

Description

DC-DC转换器以及控制该DC-DC转换器的方法
本发明涉及电压转换器，尤其涉及DC-DC或开关式电压调节器，并涉及用于控制这样的调节器的方法和设备。
在总体上的电子设备中，尤其是对于快速移动件——例如便携式消费装置(例如移动电话、MP3播放器等)，有着持续不断的推动力去使用最新的处理器技术，以在增加装置容量和特征集合的同时减少功率和成本。随着下一代处理器开始变得可用，它们需要使用比前一代处理器更低的电压来运行，以允许工艺特征尺寸(即W/L)减小，使得集成度更高，从而这在减小芯片(die)尺寸、降低芯片成本和减少功率消耗方面是有利的。通常，这样的处理器经由DC-DC电压转换器供电，该DC-DC电压转换器向该处理器提供已调整的电压。
这些趋势导致DC-DC转换器在服务这些应用上有两种设计挑战：一种由低电压值的选择引起；另一种由电池技术落后于向更低处理器供应电压的转变引起。
(ⅰ)在所有盛行的处理器负载和电池状况下，处理器供应电压的减小要求对DC-DC转换器输出电压的严格得多的控制(在绝对意义上)。如果对处理器供应电压的控制不足，则会发生欠压或过压问题，这两者都是不期望的。
(ⅱ)由于电池端子电压尚未可察觉地下降，且DC-DC转换器的占空比由VOUT/VIN的比值给出，所以占空比必须减小。这，与小外部部件将DC-DC转换器推至高运行频率的期望结合，导致了极短的开关通(即导通)时间。功率开关通常不能提供由晶体管特征尺寸减小引起的切换速度增加，因为接口部件必须额定为电池电压。
由于功率开关的小导通时期(conductionperiod)(即通时间)难于控制，所以使用传统峰值电流模式控制方法以足够的准确度控制较低的处理器输出电压变得愈发困难。谷值电流模式(VCM)是已经提出的一种控制DC-DC转换器的替代方法。这种DC-DC环路控制方法控制输入晶体管的断(即非导通)时间，而不是导通时间。对于所要求的低占空比，非导通时间长于导通时间，因此更容易控制。也已知VCM提供了内在更高的带宽和改进的瞬时响应。
因此，本发明的一个目的是提供对DC-DC转换器的改进的控制。
因此，根据本发明，提供了一种DC-DC转换器，包括：电感器，其操作性(operably)连接在第一节点和输出节点之间；高侧开关，其操作性连接在高侧供应输入节点和所述第一节点之间；低侧开关，其操作性连接在低侧供应输入节点和所述第一节点之间；开关控制电路，其能运行(operable)以基于至少对第一信号(其指示所述电感器中的电流)与第二信号(其指示所述输出节点处的电压和目标电压之间的差别)的比较，来控制所述高侧开关的接通，并能运行以使得所述低侧开关可在所述高侧开关接通之前截断；其中所述开关控制电路包括仿真电路，该仿真电路用于对所述高侧开关和所述低侧开关都为截断的时期期间电感器电流中的变化进行仿真。
因此，本发明的该方面的DC-DC转换器具有连接至第一节点的电感器，所述第一节点连接在高侧供应开关和低侧供应开关之间。所述高侧供应开关和所述低侧供应开关是任何合适的开关，例如功率开关，例如分别是PMOS开关和NMOS开关，用于在使用中连接至高侧供应和低侧供应，例如电压输入VIN和地(ground)。所述开关受到开关控制电路的控制，以基于至少指示所述电感器中的电流的第一信号与指示所述输出节点处的电压和目标电压之间的差别的第二信号的比较，来控制所述高侧开关的接通。换言之，所述DC-DC转换器能运行在电流模式控制中，其中表示电感器电流的信号与从所述转换器的电压输出得出的阈值进行比较，以控制占空比。本领域技术人员应理解，一个或多个附加信号(例如斜率补偿斜波信号)可在比较之前被添加至所述电流信号或电压信号之一或两者。
所述开关控制电路能运行以控制所述高侧供应开关的接通。当指示所述电感器中的电流的第一信号达到所述第二信号提供的阈值——即电压误差信号(包括任何斜率补偿信号或类似物)——时，所述高侧开关接通。按此方式，所述转换器的占空比得到了控制。所述转换器能运行在所谓的谷值电流模式控制中。应理解，本发明的该方面的转换器能运行在谷值电流模式控制中，但是也可以能运行在其他模式中，例如如果需要则运行在峰值模式中。
在本发明的该实施方案中，所述开关控制电路能运行以使得所述低侧开关可在所述高侧开关接通之前截断。这意味着在占空比中可存在所述高侧开关和所述低侧开关都为截断的时期。这可被称作“不连续切换模式(discontinuousswitchingmode)”，因为在开关的运行中存在不连续性。
通过在所述高侧开关接通之前截断所述低侧开关，可获得效率节约，如下文将详细描述的。然而，在这两个开关都为截断的时期期间，可能难于实现所述转换器的电流模式控制。因此，本发明的该实施方案包括仿真电路，该仿真电路用于对所述高侧开关和所述低侧开关都为截断的时期期间电感器电流中的变化进行仿真。所仿真的电感器电流中的变化可被所述开关控制电路使用，以控制何时接通所述高侧开关，且所仿真的电感器电流中的变化可被用在所述第一信号和所述第二信号的比较中。因此，所述转换器的电流模式控制被保留，即使当开关布置为断时，即所述高侧开关和所述低侧开关都为断时。
所述开关控制电路可包括电流感测电路，该电流感测电路用于从所述低侧开关为接通时所述低侧开关的电学特性来确定所述电感器中的电流，且其中所述电流感测电路的输出包括当所述低侧开关为接通时的所述第一信号。
经过所述低侧开关(因此经过所述电感器)的电流可由低侧开关为接通时所述低侧开关的电学特性来确定。对于晶体管开关，例如NMOS开关，所述晶体管的源-漏电压与经过沟道的电流成比例，且这可用作所述第一信号的基础，尽管所述电流感测电路可将从所述源-漏电压得出的信号修整(即，调整或调节)至更适合的水平。通过使用所述低侧开关的电学特性来得出指示电感器电流的第一信号，不要求附加的感测电阻器。应理解，使用感测电阻器以允许感测电感器电流会在转换器的运行中引入关联的阻性损失(resistivelosses)。因此，本发明提供了一种无损电流模式控制。然而，当所述低侧开关为断时，该开关的电学特性不再被用于得出电感器电流。然而，所述仿真电路对这两个开关都为截断的时期期间电感器电流的变化进行仿真，因而所仿真的电感器电流中的变化可在所述低侧开关为截断时使用。因此，本发明的该实施方案允许无损电流感测，但是当所述低侧开关为断时维持了电流环路的控制。
所述开关控制电路可包括阈值监测电路，该阈值监测电路用于从所述低侧开关未接通时所述低侧开关的电学特性来确定所述电感器中的电流，并对照阈值监测所述电感器中的电流，且其中所述开关控制电路被布置为当达到所述阈值时截断所述低侧功率开关。
所述阈值监测电流用于在所述电感器中的电流降至所限定的阈值时截断所述低侧功率供应开关。当所述低侧开关为接通时，所述电感器中的电流稳定地下降，直到所述第一信号和所述第二信号的比较导致所述高侧开关接通——因而所述低侧开关截断。然而在一些运行条件下，在相对低的负载电流需求下，电感器电流会在所述高侧开关接通之前降至零然后变为负。电感器中的电流的反向意味着电流会远离负载(即远离输出电容器)流动，并流向所述低侧供应。这是效率低的，因为先前经由所述高侧供应来供应的电荷实质上被浪费了。通过当所述电感器电流达到阈值水平时将所述低侧开关设置为截断，可防止所述电感器电流的至少一些负或反向时期。所述阈值可被设置在零电流，但是传播时延及类似物意味着在电感器电流达到所述阈值和所述低侧开关实际截断之间会有时延。在该期间，所述电感器电流可能已经进一步减小，即反向电流可能已经开始。因此，所述阈值优选地被设置到正水平，以使得所述低侧开关在所述电感器中的电流反向之前截断。优选地，考虑到电压偏置和传播时延，所述阈值水平被设置得尽可能低，以确保电感器电流不反向。然而，在一些应用中可以容许小的电流反向。所述阈值水平可以是固定的，或者可以是可配置的，并可以在运行中根据转换器的运行条件(例如目标输出电压)而改变。
所述仿真电路可以是用于对所述低侧开关为截断时电感器电流中的变化进行仿真的任何电路。如下文详细解释的，当低侧开关(例如NMOS开关)为截断时，当电流仍在电感器中流动时，电流将仍流经并联路径(parallelpath)。例如，所述电流可流经与所述开关关联的寄生体二极管(parasiticbodydiode)。该电感器电流将基于所述输出电压、所述电感器的电感值和所述并联路径的特性以特定速率减小。所述仿真电路对所述电感器电流中的变化进行仿真。所述仿真电路可包括如下的电路，该电路用于当所述低侧开关为断时供应所仿真的电流信号。因此，当所述低侧开关为接通时，指示所述电感器中的电流的第一信号可包括所述电流感测电路的输出。当所述低侧开关截断时，所述第一信号可被所述仿真电路产生的信号替代。虽然这样的方法是可行的，但是由于确保平滑转变的问题，在不同信号之间切换不是优选的方法。
在一个实施方案中，所述仿真电路包括保持电路，该保持电路用于在所述低侧开关截断之前保持所述电感器中的电流的值。所述电感器中的电流在所述低侧开关为接通的时期期间被确定，例如通过上文描述的电流感测电路。因此，所述开关的电学特性(例如源-漏电压)被用于确定电感器电流。当所述低侧开关截断时，该特性可不再用于确定电感器电流，所以所述信号的现有值保持恒定。该所保持的电流信号可作为参考，并意味着仅需要对电感器电流的变化程度(而非绝对值)进行仿真。
因此，所述仿真电路可向所述第一信号和所述第二信号中引入时变偏置(timevaryingoffset)，以表示电感器电流中的变化。在一个实施方案中，所述仿真电路包括：用于产生第一斜波信号(即随时间变化的信号)的电路，以及用于当所述低侧开关为截断时将所述第一斜波信号应用至所述第一信号和具有所述斜波信号的所述第二信号中的至少一个的装置。所述斜波信号可在比较之前被应用至所述第一信号或所述第二信号。因此所述第一信号可包括应用了负斜波的所保持的电感器电流值，以使得所述第一信号对实际电感器电流进行仿真。替代地，所述斜波信号可以是应用至所述第二信号的正斜波。在另一个布置中，所述第一斜波信号可被应用至所述第一信号和所述第二信号中的一个，且第二斜波信号可被应用至所述第一信号和所述第二信号中的另一个，其中所述第一斜波信号和所述第二斜波信号之间的差对应于所仿真的电感器电流中的变化。
在一个实施方案中，所述DC-DC转换器包括斜率补偿电路，该斜率补偿电路用于在比较之前向所述第一信号和所述第二信号之一或两者应用一个(或多个)斜率补偿斜波信号。斜率补偿是一种已知的防止次谐波振荡的技术。在本发明的一个实施方案中，在所述斜率补偿斜波信号应用至所述第一和/或第二信号之前，所述第一斜波信号被应用至斜率补偿斜波。本领域技术人员应理解，将所述第一斜波信号应用至所述斜率补偿斜波信号(其然后被应用至所述第一和/或第二信号)与将所述第一斜波信号直接应用至所述第一或第二信号具有相同的效果。将所述第一斜波信号应用至所述斜率补偿斜波信号将改变所述斜率补偿斜波信号的斜率。在一个实施方案中，所述斜率补偿电路包括用于产生第一斜波信号的电路，并被配置为产生如下的输出信号，所述输出信号具有对应于斜率补偿斜波信号的第一斜率，或者具有对应于斜率补偿信号与所述第一斜波信号的组合的第二斜率。换言之，用于产生所述第一斜波信号的电路是斜率补偿电路的一部分，并用于改变所述输出信号的斜率。
当所述低侧开关为断时，所述电感器电流中的变化速率大致等于(VOUT+Φ)/L，其中VOUT是目前的输出电压，Φ是与所述并联路径关联的电压降，例如与二极管电压关联的电压降，且L是所述电感器的电感。因此，当所述低侧开关为断时，所述电感器电流通常将更快地减小。因此，所述第一斜波信号可具有等于或约等于(VOUT+Φ)/L的斜率幅值。在所述第一斜波信号与所述斜率补偿信号组合的情况下，应理解，该斜率指的是与单单包括所述斜率补偿信号的输出相比在斜率中的变化。如果电感器电流中的变化是通过将不同的斜波信号应用至所述第一信号和所述第二信号来进行仿真的，则该斜率指的是由该组合信号产生的斜波的斜率。然而，可能更容易地是对斜率进行近似，并且在一个实施方案中，所述第一斜波信号的斜率可以是(VOUT)/L。该斜率稍微不准确地仿真了电感器电流中的变化。然而，该所仿真的变化仍给出了好的性能，并且在所述输出电压是可编排(programmable)的情况下可以更容易在实践中实施。
因为所述低侧开关在所述电感器电流达到零之前截断，所述电流可流经并联路径，例如上文描述的体二极管。然而，电感器电流最终会达到零，且因为该体二极管在另一方向不导通，从而没有进一步的电流将流动。因此，电感器电流中将没有进一步的改变，直到所述高侧开关接通。因此优选地，所述第一斜率信号的倾斜(ramping)在电感器电流基本为零时停止。换言之，一旦所述电感器电流基本为零，所述斜波信号的斜率就改变为具有零梯度(gradientofzero)。尽管所述斜波信号的倾斜在该点停止(即斜率变为零)，但是在一些实施方案中，有必要将所述斜波信号的值保持在当电感器电流达到零时它的值。例如，在一个所保持的电流信号被用作第一信号的实施方案中，所述斜波信号被应用以使得所述比较中的电流贡献的有效值随时间减小。因此，当所述电感器电流达到零时，来自所述斜波信号的贡献有效地补偿了所保持的电流信号的值。因此，所述斜波信号在该点的值应被维持，以继续补偿所保持的电流信号的值。
可使用所保持的电流值和所述第一斜率信号来确定所述电感器电流达到零，即，当具有所述第一斜波信号的斜率的信号达到所保持的电流值的水平时，可假定所述电感器电流是零。然而，在一个实施方案中，所述电感器电流是零这个事实被直接检测。虽然所述低侧开关仍导通经过体二极管，但是所述第一节点将被保持在等于地以下(belowground)的二极管电压的电压水平。一旦所述电感器电流停止，所述第一节点就将高涨(flyhigh)。因此，所述转换器可包括如下的电路，该电路用于检测在所述低侧开关截断之后所述第一节点何时与电压阈值交叉。所述电压阈值可以是零电压，或者可以是小的正电压。因此，用于检测所述第一节点何时与电压阈值交叉的电路的输出可被用作所述第一斜波信号停止倾斜的指示。
应理解，如果所述第一斜波信号的倾斜在所述高侧开关接通之前停止，则这是因为所述电感器电流已经达到零，并且将不改变，直到所述高侧开关接通。因此，该方案中的仿真电路仿真了恒定无电流的所述电感器电流。
应注意，描述的本发明的实施方案适用于那些切换周期由合适时钟信号的时钟边沿限定的DC-DC转换器。一个时钟脉冲的合适边沿——即前边沿(leadingedge)或后边沿(trailingedge)——被用于开始一个周期，且一个后续脉冲的相同边沿被用于限定下一个周期的开始(从而限定目前周期的结束)。这样的DC-DC转换器允许由所述时钟信号固定的恒定频率运行。
一种替代和普通方法是使用恒定通时间(on-time)转换器。在这样的转换器中，低侧开关和高侧开关之一的通时间保持恒定。例如，在谷值模式恒定通时间转换器中，高侧开关的通时间可固定。因此，高侧开关接通长达恒定时间段，然后截断，且低侧开关接通。当谷值电流达到由电压误差设置的阈值极限时，低侧开关截断，且高侧开关又接通长达该恒定通时间。因此切换频率总体上由该恒定通时间的持续时间以及输入电压VIN和输出电压VOUT限定。对于任何给定的恒定通时间，连续导通模式中的切换频率将随着输出电压的增大或输入电压的减小而增加。
上述的本发明的实施方案适用于恒定频率转换器和恒定通时间转换器。然而，与恒定通时间转换器相比，允许恒定频率运行的DC-DC转换器提供了一些优势。运行在恒定频率意味着运行频率是事先已知的，且使用DC-DC转换器的设备的设计者可将此纳入考量。因此，可避免由DC-DC转换器的切换频率引起的干扰，且可用切换频率的知识来设计线路滤波器(linefilter)或陷波滤波器(notchfilter)及类似物并将其用在该设备中以减小干扰。此外，在具有几个恒定频率DC-DC转换器的设备中，用于所述转换器的时钟信号可被调相(phased)以减小总的组合输入电流波纹，即，将一个转换器的高侧通时间布置为发生在另一个转换器的高侧断时间(offtime)期间，或者至少与另一个转换器的高侧断时间重叠。这可减少供应输入电容器上的压力以及普通供应的峰值电流要求。
因此，在本发明的优选实施方案中，所述转换器的切换周期由时钟信号的时钟边沿限定。当然，技术人员应理解，所述转换器可被设计为运行在多于一个的不同切换频率，且可通过选择合适的时钟信号来在使用中选择合适的频率。例如，转换器可以能运行在基于第一时钟信号的第一固定频率，或者能运行在基于第二时钟信号的第二固定频率。这允许所述转换器对照瞬变性能(transientperformance)平衡效率。技术人员应意识到，较高的切换频率意味着较多的切换损失但整体上较好的瞬变性能。在较低的电流负载，瞬变性能可能不是什么问题，且频率可被切换至较低频率的时钟信号以提高效率。然而，在任何情况下，可能的运行频率是事先已知的，且被所述第一时钟信号和所述第二时钟信号固定，并且不会根据负载中的小的变化而持续可变。
技术人员也应理解，向时钟信号应用小量抖动(dither)以稍微改变切换频率是普通的。然而，这是一种已知的改变，它是(通常)通过时钟信号的预布置变化实现的。此外，设备设计者会注意到要应用的抖动程度，且切换频率会维持在由抖动量限定的小设置范围内。用在本说明书中，术语应用至切换频率的恒定频率应被认为意味着，切换周期是基于时钟信号(包括抖动的时钟信号)的时钟边沿而控制的。
所述开关控制电路可以能运行以，如果在接通所述高侧开关和截断所述高侧开关之间的时期小于第一时间段，则在一个周期中防止所述高侧开关接通。因此，本发明的该实施方案的DC-DC转换器被布置为在一个周期中防止所述高侧开关接通。该运行模式被称作跨脉冲模式(pulseskipmode)。本发明的该实施方案基于最小导通时间实施跨脉冲模式。
如上文描述的，在恒定频率谷值电流模式转换器中，切换周期由相关时钟边沿限定。如上文讨论的，在运行中，所述低侧开关可响应时钟边沿在该周期的开始处接通。在该周期期间，所述开关控制电路可截断所述低侧开关，并可在同一时刻或稍后基于电流和电压环路控制接通所述高侧开关。该周期结束，所述高侧开关可响应下一个相关时钟边沿(其也开始下一个周期)截断。
然而，如果所述高侧开关试图在一个周期的最后接通(例如，如果所述环路控制请求非常小的占空比)，则所述高侧开关或许不可能在所需要的短时间内接通然后正确地在下一个周期的开始处截断。因此，为了避免所述高侧开关在非常短的通时期内的控制问题，也为了利用跨脉冲模式固有的功率节约，在本发明的该实施方案中，如果在当前周期结束/下一个周期开始之前剩余的时间小于第一时间段，即，如果在接通所述高侧开关和断开所述高侧开关之间的时期小于所述第一时间段，则所述高侧开关不接通。如果在该周期结束时在这个时间段之前所述高侧开关尚未接通，则所述高侧开关在这个周期根本不接通，因此所述转换器开始跨脉冲。
因此，所述开关控制电路可包括第一计时器电路，该第一计时器电路用于产生第一禁止信号，该第一禁止信号在下一个周期开始之前在基本等于所述第一时间段的时间段上禁止所述高侧开关接通。
所述第一计时器电路可包括：用于接收输入时钟信号的输入端、用于产生已延迟时钟信号(delayedclocksignal)的延迟器、和用于基于所述输入时钟信号来产生所述第一禁止信号的电路。通过产生延迟时钟信号(该延迟时钟信号用于限定周期时期)，可准确地知道下一个周期开始之前的时间。
在跨脉冲模式中，因为所述高侧开关在一个周期中不接通，所以所述低侧开关在接下来的周期中保持为断。
所述开关控制电路还可包括第二计时器电路，该第二计时器电路用于确定在开始周期的时钟边沿和所述电感器电流达到零之间的持续时间，其中所述开关控制电路能运行以，如果所述持续时间小于第二时间段，则防止所述低侧开关在后续周期中接通。
如果电流需求降至足够低，则由于传播时延及类似物，或许不可能在电感器电流反向之前在一个周期中截断所述低侧开关，即，当所述低侧开关接通时该周期开始处的电流可以如此低，以至于该电流会在所述低侧开关可截断之前降至零以下。因此，在本发明的该实施方案中，如果电感器电流在时钟边沿(这表示该周期的开始，且会潜在接通所述低侧开关)之后在第二时间段之前达到零，则所述低侧开关被防止在后续周期中接通。因此，所述高侧开关可在一个周期中接通，但是所述低侧开关在接下来的周期中会保持为断。如上文描述的，当所述低侧开关为断时，电流可流经并联路径，例如NMOS体二极管，但是该电流不会反向。因此，该运行模式防止了电感器电流变得显著负。所述低侧开关可被防止在刚好下一个周期中接通，如果这下一个周期所述转换器已经切换至跨脉冲模式(从而所述高侧开关没有被接通)，则所述低侧开关无论如何都不会被接通。因此优选地，正是在所述低侧开关本应接通的下一个周期，即跟随着所述高侧开关为通的周期的下一个周期，禁止所述低侧开关接通。
所述DC-DC转换器能运行在第一模式和第二模式中，在所述第一模式中所述低侧开关可在所述高侧开关接通之前截断，在所述第二模式中所述低侧开关仅可在所述高侧开关要接通时截断。换言之，所述转换器可如上所述地运行，或者运行在强制连续导通模式中(其中所述当转换器运行时，所述高侧开关和所述低侧开关之一总是为通)。
因此，根据本发明的这些实施方案的DC-DC转换器提供了一种可被控制到低负载电流需求且提供高效率的转换器。考虑降压转换器(buckconverter)，其具有分别通过PMOS晶体管和NMOS晶体管在供应VIN和地之间切换的电感器。在高电流需求或中等电流需求下，电感器电流(由平均成分和波纹组成)在每个周期都保持在零以上。这被称为连续导通模式(CCM)。随着负载电流需求减小，出于效率原因，有利的是改变控制，以使得所述电感器中的电流在每个周期的一些时间上为零，以避免波纹大到导致所述电感器中的电流反向。这被称为不连续电流模式(DCM)。在甚至更低的负载电流，有利的是“跨脉冲”。
这些不同模式呈现了不同的控制问题和动态，且重要的是能够在各模式之间无缝(seamlessly)转变，而不在转变期间出现瞬变(transients)。本发明的该方面提供了一种控制机制，该控制机制实现了这些效率效益，并保持了对转换器的电流环路的控制。
在本发明的另一方面，提供了一种控制DC-DC转换器的方法，所述DC-DC转换器包括：电感器，该电感器操作性连接在第一节点和输出节点之间；高侧开关，其操作性连接在高侧供应输入节点和所述第一节点之间；以及低侧开关，其操作性连接在低侧供应输入节点和所述第一节点之间；所述方法包括：基于至少对第一信号(其指示所述电感器中的电流)与第二信号(其指示所述输出节点处的电压和目标电压之间的差别)的比较，来控制所述高侧开关的接通；在接通所述高侧开关之前截断所述低侧开关；以及对所述高侧开关和所述低侧开关都为截断的时期期间电感器电流中的变化进行仿真。
本发明的该方法提供了所有相同优势，并可用在参考本发明第一方面描述的所有相同实施方案中。
在本发明的另一方面，提供了一种DC-DC转换器，包括：电感器，其连接在第一节点和输出节点之间；PMOS开关，其操作性连接在电压输入节点和所述第一节点之间；NMOS开关，其操作性连接在地输入节点和所述第一节点之间；控制电路，其能运行以基于至少对电流感测信号(其指示所述电感器中的电流)与电压误差信号(其指示所述输出节点处的电压和期望电压之间的差别)的比较，来控制所述PMOS开关的接通，并能运行以使得所述NMOS开关可在所述PMOS开关接通之前截断；其中所述控制电路包括用于对所述PMOS开关和所述NMOS开关都为截断的时期期间电感器电流中的变化进行仿真的电路。
在本发明的再一方面，提供了一种DC-DC转换器，包括：电感器，其操作性连接在第一节点和输出节点之间；高侧开关，其操作性连接在高侧供应输入节点和所述第一节点之间；低侧开关，其操作性连接在低侧供应输入节点和所述第一节点之间；以及开关控制电路，其能运行以在谷值电流模式中控制所述高侧开关和所述低侧开关，以使得所述低侧开关可在所述高侧开关接通之前截断。
所述开关控制电路可包括用于对所述高侧开关和所述低侧开关都为截断时电感器电流中的变化进行仿真的仿真电路。
在本发明的又一方面，一种DC-DC转换器包括高侧供应开关和低侧供应开关，所述DC-DC转换器能运行在如下的模式中，其中所述低侧供应开关可在所述高侧供应开关接通之前截断，在所述模式中，所述高侧供应开关的接通是基于所仿真的电流信号而控制的。
本发明的另一方面涉及一种控制DC-DC转换器的方法，所述DC-DC转换器包括高侧供应开关和低侧供应开关，所述方法包括：在接通所述高侧供应开关之前截断所述低侧供应开关，以及基于所仿真的电流信号来控制所述高侧供应开关的接通。
在本发明的另一方面，提供了一种DC-DC转换器，所述DC-DC转换器包括高侧供应开关、低侧供应开关和谷值电流模式控制器，具有在连续切换模式和不连续切换模式之间的连续转变，在所述连续切换模式中所述高侧开关在所述低侧开关截断时接通，在所述不连续切换模式中所述低侧开关在所述高侧开关接通之前截断。
本发明的这些方面使用“无损”方法对非隔离CMOS工艺进行电流感测解决了与DCM中的电流信号损失关联的问题，并提供了CCM和DCM之间的无缝转移。本发明的这些方面还保持了在谷值电流模式控制下以及在极低的输出电流条件下在跨脉冲模式中对反馈环路的控制。
通过当开关为断时保持电流信息以及产生指示电流斜率的斜波信号，解决了由电感器电流信息的损失和当开关为断时的反馈以及电流流经并联路径导致的振荡问题。总体上，本发明的该方面涉及产生指示当开关为断时电感器中的电流随时间变化的信号。该表示电感器中的电流的变化的信号可被用在比较步骤中，该比较步骤用于确定何时控制DC-DC转换器的开关。
所述DC-DC转换器可以是谷值电流模式DC-DC转换器。所述并联路径可以是NMOS降压二极管(bulkdiode)。所述斜波可被添加至所述感测信号，或被添加至所述调制器斜波信号。所述补偿可以是VOUT/L，或更精确地是(VOUT+Φ)/L。输出级和/或控制环路可以是集成的。所述转换器可被用在具有变化功率需求的系统中，可能是便携式设备，例如移动电话或MP3播放器。
而且，通过从零电流比较器检测输出电流是否在时间阈值(timethreshold)(该时间阈值长于由传播时延设置的最小NMOS通时间)之前与零交叉，减轻了在轻负载时的NMOS电流反向问题，且如果交叉，则在下一个周期中禁用该NMOS。优势是，在下至非常轻的负载情况都维持了谷值模式控制，且仅当直接NMOS控制不再可行时才牺牲效率。该二极管运行模式也可出现在非跨脉冲模式中，即在具有非常短的PMOS通时间和相对于VIN-VOUT为高的Vout的DCM中，给予快的NMOS电流回转速率(slewrate)，给予耗散节约。
本发明的一个方面涉及一种DC-DC转换器，该DC-DC转换器具有用于控制电感器输入的开关布置，例如，连接在电压输入和用于电感器的输入节点之间的PMOS开关，和连接在电感器的输入节点和地(或可能一些其他参考电压)之间的NMOS开关。所述转换器具有用于表示当所述开关布置中的开关为断时的电感器电流的电路。该用于表示电感器电流的电路可包括用于保持如下值的电路，该值表示当所述开关之一(例如NMOS晶体管)截断时的电流。所述转换器可包括用于对所述开关布置为断时所述电感器的电流变化进行仿真的电路。所仿真的电流可被用于确定所述开关布置(例如PMOS晶体管)何时接通。
在本发明的另一方面是一种运行DC-DC转换器的方法，其中控制电感器输入的开关布置的开关(例如PMOS晶体管)的运行基于的是：表示电感器中电流的电流信号与电压误差反馈信号的比较(基于该DC-DC的输出电压和参考信号之间的差别)，其中在一个运行模式中，所述开关布置为断(例如，NMOS和PMOS晶体管都为断)，且其中所仿真的电流斜率被添加至该比较中使用的信号之一。
本发明的该方面允许所述DC-DC转换器以从CCM到DCM模式或反之的连续转变运行。
方便地，NMOS开关的输出电压被用于确定零交叉时间。然而总体上，本发明的该方面涉及防止电流反向的装置，尤其涉及如下的电路，该电路用于为NMOS确定前向电流持续时间，且如果前向电流持续时间小于第一持续时间则防止NMOS在后续周期中接通。
本发明提供了一种实用的谷值电流模式转换器，其可与电流模式控制一起用于多种应用。本发明的实施方案实现了一种集成电路(IC)布置，具体实现了一种包括谷值电流模式转换器的功率管理集成电路(PMIC)布置。所述谷值模式转换器的一个实施方案包括固定频率谷值模式转换器，即具有基于预定时钟信号的切换频率的转换器。所述谷值电流模式转换器可以能运行在连续电流模式(CCM)中、不连续电流模式(DCM)中以及/或者DCM和CCM之间的转变阶段中。所述谷值模式转换器可包括能运行在跨脉冲模式中的谷值模式转换器。所述谷值电流模式转换器在所有这些运行模式中可基于相同的控制环路被控制，即，在CCM中提供控制的环路也在DCM中提供控制。
本发明的实施方案提供了具有无损电流感测的电流模式转换器，尤其是谷值电流模式转换器。无损感测技术避免了使用具有关联损失的分立的感测电阻器。优选地，所述转换器是完全集成的，其中，除了所述转换器和内部(优选地是无损)电流感测电路，还有所述高侧开关和所述低侧开关，被集成在一个IC/PMIC中。完全集成的无损谷值电流模式转换器代表了开关式转换器的一种新的实施方案。优选地，无损和/或完全集成的转换器能运行在固定切换频率。因此，本发明提供了一种包括无损感测且能够进行CCM和DCM运行的转换器，且一种新的IC/PMIC可包括这样的转换器。
运行在固定频率的能力是本发明的实施方案的一个特别优势，且总体上，本发明的一方面涉及一种能运行在非CCM运行模式中的固定频率转换器，所述非CCM运行模式是全DCM(fullDCM)、和/或CCM与全DCM之间的转变阶段、和/或跨脉冲运行模式。
主要参考降压转换器描述了本发明的各方面，但是本发明的其他实施方案提供了升压转换器(boostconverter)或降压-升压转换器。
现在将参考下列图仅通过示例方式描述本发明，其中：
图1示出了被布置为向处理器电路供电的DC-DC转换器的一个典型布置；
图2示出了一个常规的DC-DC转换器；
图3示出了与输出级的开关关联的寄生二极管；
图4示出了在某一电流需求水平的电感器电流和电压波形；
图5示出了根据本发明一个实施方案的DC-DC转换器；
图6示出了在低于图4中示出的电流需求水平，根据本发明一个实施方案的DC-DC转换器中的电感器电流和电压波形；
图7示出了在低于图6中示出的电流需求水平，根据本发明一个实施方案的DC-DC转换器中的电感器电流和电压波形；
图8示出了周期之间的电感器电流和电压波形；
图9示出了显示低电流需求运行模式的电流和电压波形；
图10a示出了运行在DCM中的DC-DC转换器的一个实施方案的多种控制波形；
图10b示出了运行在CCM和DCM之间的转变模式中的DC-DC转换器的一个实施方案的多种控制波形；
图11示出了与强制CCM(forcedCCM)相比较，在根据本发明的实施方案的模式中运行DC-DC的相对效率；
图12示出了电流感测电路的一个实施方案；
图13示出了能够对电感器电流中的变化进行仿真的斜波发生器的一个实施方案；
图14示出了占空调制器的一个简化实施方案；
图15示出了用于实施二极管运行模式的电路布置的一个实施方案；
图16示出了用于实施跨脉冲运行的电路布置的一个实施方案。
图1示出了一个典型应用，其中DC-DC转换器100向处理器电路101(其可以例如是便携式电子装置的处理器)供应电压VOUT(102)。DC-DC转换器100接收输入电压VIN(103)和外部时钟信号CLK(104)，并输出所要求的电压输出VOUT(102)。当处理器空转(idling)时，该处理器的供应电压通常减小以节约电能，然后倾斜上升(rampup)至更正常的运行电压，此时该处理器可实现全速运行(fulloperatingspeed)。因此，处理器电路101向DC-DC转换器100提供电压选择信号VSEL105，以选择合适的电压输出VOUT。所述电压选择信号可以是用于控制该DC-DC转换器的可编排(programmable)元件(例如电平移变器(levelshifter))的数字信号，如下文将要描述的。DC-DC转换器100还可在多种模式下工作，如下文将要描述的，且该处理器电路可通过合适的模式控制信号MODE106选择特定工作模式。应理解，DC-DC转换器可用于向处理器之外的装置子系统提供电能，且本文描述的实施方案总体适用于许多DC-DC转换器或者用于许多应用的开关式电压调节器。
在图2中以简化形式示出了一个常规电流模式降压(buck)(即，步降(stepdown))DC-DC转换器200。转换器200包括两个嵌套的(nested)反馈环路：一个内部电流控制环路和一个外部电压控制环路。
电流控制环路模块201取得一个输入信号VERROR和一个从输出级反馈回的电流感测信号ISNS，并为输出级202产生脉宽调制驱动信号。输出级输出节点LX上的电压以受控占空比在地电压和供应电压VIN之间切换，从而在电感器L中产生三角电流波形。电感器L和输出电容器C1作为滤波器，以确保输出节点203处的平均电压VOUT。
在运行中，电感器电流被感测，并与VERROR比较。所以该反馈环路产生根据输入信号VERROR而变化的输出感测电流(outputsensedcurrent)。在许多常规DC-DC转换器中，感测到的电流是峰值电流，尽管已知的是在一些转换器中使用平均电流。在要描述的本发明的实施方案中，最小或“谷值”电流被用于控制转换器的占空比。
所输送的输出电流的变体(通过输出滤波器L、C1被平滑)把输出电压调节在VOUT。该电压VOUT被反馈(通过电平移变器或电压移变器模块204向下变压至合适的电压VOUT_LS)回到电压误差放大器模块205的输入。电压误差放大器模块205将这个经处理的VOUT与所供应的参考电压VREF比较，并提供误差信号VERROR，该误差信号驱动上述内部反馈环路以闭合外部反馈环路，从而将VOUT稳定在期望的电压。
电平移变器204被示为电阻分压器(resistivepotentialdivider)，但可以是其他电压缩放或电压移变电路，或者甚至是直接连接(如果所要求的VOUT等于VREF)。该电平移变器对VOUT的电平施加变换，以使得当VOUT等于期望的输出电压或目标输出电压时，电平移变信号VOUT_LS与参考电压VREF有已知的关系(例如，当VOUT恰好为期望的输出电压时，电平移变信号VOUT_LS可等于VREF)。电平移变器204可以是(机械地或数字地)可编排的，以提供不同的电压缩放(scaling)或移变电路，从而允许该转换器可配置以输出不同的VOUT值。例如，电平移变器204可以是通过数字多位信号(digitalmulti-bitsignal)(例如图1中示出的由处理器产生的VSEL信号)可编排的。
电压误差放大器模块205被示为包括驱动RC网络207的运算跨导放大器(OperationalTransconductanceAmplifier)(OTA)206，但是可包括其他放大器。RC网络207或其他阻抗提供闭环稳定性。
电流环路控制模块201从输出级202接收信号208，信号208经过电流传感器放大器模块209以预处理(pre-condition)，例如缩放或选通(strobe)代表电感器电流的信号，从而产生方便的电流感测信号ISNS。占空调制器(dutymodulator)210将该ISNS信号与输入VERROR比较，以得出合适占空比的驱动信号，从而通过开关驱动器缓冲器级211驱动输出级装置10、20通和断。占空调制器210可要求时钟信号212和斜波发生器(rampgenerator)213产生必要的脉冲序列，如本领域技术人员应理解的。斜波发生器213可产生斜率补偿斜波信号(slopecompensationrampsignal)VISLP，该VISLP可整个或部分地被添加到该ISNS信号和/或该VERROR信号，以防止次谐波振荡，如本领域技术人员应理解的。
输出级202总体会具有：高侧驱动器器件，例如PMOS晶体管10，以将输出切换至高侧供应轨214(VIN)；以及低侧驱动器器件，例如NMOS晶体管20，以将输出切换至低侧供应轨215(地)。输出级202也被要求提供关于电感器电流信号208的信息(即指示)，以反馈至电流控制模块201。
可以使用与该电感器或相应晶体管串联的串联电阻器来感测电感器电流。然而，使用这种串联电阻器引入了一个额外的电阻性功率损耗源头，从而降低了转换器的效率。效率，尤其对于电池供电的装置而言，是一个重要的考虑因素。因此，优选的是使用“无损”感测技术，例如感测PMOS两端的因其导通电阻(onresistance)而产生的漏-源电压。这给出了一个与PMOS电流成比例的电压。
在常规峰值模式DC-DC转换器的运行中，PMOS开关在时钟信号212的边沿处接通。在无损电流感测方法中，即在没有感测电阻器的实施方案中，PMOS的漏-源电压被监测，以得出一个与经过PMOS10从而经过电感器L的电流成比例的电流信号。该电流信号(被恰当地缩放)与阈值VERROR信号作比较。当该电流达到该阈值时，该PMOS被开关驱动器211截断，且NMOS接通，即，该切换发生在电感器电流的峰值处。实践中，斜率补偿斜波信号在比较之前被施加至该电流信号或该VERROR信号之任一或两者，以防止次谐波振荡(sub-harmonicoscillation)。因此效果是，该电流信号被与在每个周期上倾斜的阈值比较。
该电流控制环路的带宽大，从而在逐周期基础上产生了合适的脉宽，而外部的电压控制环路的带宽相对小，所以可以通过假定基本静态的输入电压VERROR来分析该电流环路。
对于每个时钟周期的一部分D，电感器L的端子LX被切换至VIN，对于每个周期的其余部分1-D，电感器L的端子LX被切换至地。因此节点LX的平均电压是D*VIN。输出电容器C1足够大，从而电压VOUT在每个周期内基本恒定，因此VOUT处的平均电压也是D*VIN。因此，对于相对于VIN为小的VOUT，占空比D＝VOUT/VIN可以是小的。
而且，时钟频率趋于更快，以允许使用值更小、尺寸更小的电感器，这会进一步缩短PMOS导通时间，以及缩短可用于感测其电流的时间。
如前文提及的，控制非常短的切换时间是困难的。因此一个替代的控制模式使用谷值电流模式(VCM)控制。在VCM中，NMOS开关20在时钟边沿处被接通，且电感器中的电流在NMOS导通期间被监测。当电感器电流落至VERROR阈值(被斜率补偿斜波修改)时，该NMOS截断，且该PMOS接通，即，该切换是由最小的电感器电流或谷值电流控制的。对于短占空比，该NMOS开关的接通时间可以显著长于该PMOS开关，因此谷值电流模式控制可使得在低输出电压对DC-DC转换器的控制的某些方面变得容易。
图4示出了在一组重复周期的一个周期期间，输出级输出端子LX处的电感器电流和电压。实线(solidcurve)1001示出了针对较大平均电流的波形，虚线(dashedcurve)1002示出了针对较小电流的波形(假定VIN和VOUT恒定)。图4的上部分示出了节点LX处的电流曲线，图4的下部分示出了节点LX处的电压。在示出的周期的第一部分，即在t0和t1之间，NMOS导通且LX接近地(nearground)，而该电感器的另一端被输出电容器保持在VOUT。因此该电流以斜率dIL/dt＝VOUT/L减小。在该周期的第二部分期间，即在t1和t2之间，PMOS导通且节点LX的电压接近供应源VIN，而该电感器的另一端被输出电容器保持在VOUT，因此该电流以斜率dIL/dt＝(VIN-VOUT)/L增大。如果负载电流需求减小，则电流波形维持在基本相同的斜率，但是向下移动，以减小供应至该电容器并最终供应至负载的平均电流，如代表较小平均电流的虚线1002示出的。如图4的下部示出的，在传递该电流时，由于导通的NMOS或PMOS的I.R降，LX处的电压没有确实达到地或VIN。对于具有良好效率的转换器，这些I.R降与VOUT相比是小的，所以不会大大影响电流波形，但是在图4中出于解释的目的而被夸大了。
如所提及的，如果负载电流需求减小，则对于恒定的VOUT和VIN，图4中示出的电流波形会下落。随着电流需求减小，所要求的谷值电流可落至零或可变为负。电感器电流变为负是缺乏效率的，因为这意味着输出电容器回充(chargeback)进转换器(并经过NMOS开关到达地)。因此本质上，供应至输出电容器C1的电荷被浪费了。
由此，本发明的一个方面是提供一种在谷值电流模式中运行DC-DC转换器的模式，该模式防止电感器电流反向，即防止电流变为负以及回充至DC-DC转换器。本发明的该方面涉及针对维持高效率的DC-DC转换器的控制机制。
在该运行模式中，低侧供应开关(即NMOS)在电感器电流变为负之前被截断。因此，该低侧开关在高侧PMOS开关接通之前截断。换言之，在该NMOS功率开关截断和该PMOS功率开关接通之间的电感器电流周期中的点存在分离(divorce)，因此存在这两个开关都不导通的阶段，甚至可能存在没有电感器电流的阶段。
电感器电流在占空比的一部分上维持在零的运行模式被称为不连续导通模式(DCM)，或者有时被称为不连续电流模式。DCM是一种已知的在峰值模式控制DC-DC转换器中的运行模式。本发明的该方面在谷值电流模式控制系统中实施DCM。在PMOS和NMOS之间的切换中没有分离的DC-DC转换器运行被称为连续导通(或电流)模式(CCM)。
图5示出了根据本发明一个实施方案的DC-DC转换器。该DC-DC转换器包括耦合至电感器L和输出电容器C1的输出级202，如上文参考图2描述的。该DC-DC转换器还具有电平移变器(levelshifter)204和电压误差模块205，如上文参考图2描述的。然而，该实施方案的电流环路模块501还包括元件零交叉检测电路850和连接至NMOS20的漏极的N二极管检测电路750。而且，斜波发生器500被改型为包括可选的额外斜率，且电流传感器放大器800具有保持功能。占空调制器900也被改型为提供附加控制模式。这些模块的运行将在下文描述。电流感测电路800、斜波调制器500和占空调制器900的实施方案分别在图12至图14中示出。
将参考图6至图9中示出的运行波形描述包括创造性特征的电路的运行，该运行开始于在高负载电流的运行，以逐渐降低的电流逐渐经过不同运行机制。假定VIN和VOUT在这一序列期间是恒定的。
如上文所述，现在，在NMOS功率开关截断和PMOS功率开关接通之间的电感器电流周期中的点存在分离。理想地，该NMOS应确切地在经过该NMOS的电流衰减到零时截断。这可通过监测该NMOS两端的漏-源电压何时落至零来检测，例如通过使用比较器。然而，不可避免的是，在比较器响应中，以及在通过逻辑和预驱动器电路来驱动以实际控制该NMOS截断中，将存在传播时延。而且，比较器可具有随机输入偏置电压(randominputoffsetvoltage)。
因此，在本发明的该实施方案中，通过零交叉检测电路来比较从该NMOS的源-漏电压得出的信号与对应于某消隐(pedestal)电流水平Iped的阈值水平。该消隐电流水平Iped被选择以使得，在最坏的延迟和偏置情况下，NMOS开关20会在经过它的电流改变极性之前被有效地切断。当达到该消隐电流极限Iped时，零交叉检测电路850产生信号ILIM_ZC，其指示该占空调制器将低侧开关20截断。因此，零交叉检测电路850可包括比较器布置，如本领域技术人员应理解的。该比较器布置可以是零交叉比较器，如在通过选择合适的偏置来达到消隐水平Iped的情形中描述的。替代地，可使用具有零偏置或一个不同偏置的比较器，并与合适的阈值水平进行比较。
该Iped值可被设计为固定的，或者可被设计为自动与例如VSEL信号(设置期望的输出电压)或测得的输出电压同步改变。该Iped值是可以可编排的，以考虑到具体电感器值。总体上，Iped可以是可编排的，以考虑到如下的变量，该变量可改变电流回转速率，从而改变对于固定延迟时间需要的电流净空(headroom)。本领域技术人员应明了如何产生与比较电路中使用的期望Iped相等的参考电平。
比较器阈值中的该刻意偏置在CCM和DCM之间的边界上引入了如下的运行区，该区中电感器电流绝不会完全衰减至零。本发明的实施方案允许电流模式控制被维持在这样的运行区，并进入全DCM，该全DCM在无缝控制、减小瞬变和进入跨脉冲运行模式的能力方面具有优势。
CCM和DCM之间的转变
为了示出在该区域中的运行，图6示出了随着平均输出电流进一步减小，对于相同的VIN和VOUT，节点LX处的电感器电流和电压的选择。为了考虑到零交叉检测器850中的偏置电压以及在输出NMOS有效切换之前的传播时延，并确保该NMOS在电感器电流达到零之前(即在NMOS漏电压达到零之前)截断，该电流阈值水平被设置到正水平Iped，其在图6中被示为阈值1007。通常，这对应于大约几十mV的漏电压。如上文提及的，由于传播时延，功率NMOS通常会在短时间之后切断，因此在稍小于Iped的电流Ibreak(线1008)处切断。为了好的近似，该时延不会随电流有太大变化，且该电流波形的斜率是恒定的VOUT/L，所以Iped和Ibreak之间的差会是恒定的，从而Ibreak也会是恒定的(对于当该NMOS接通时处于Iped以上的电感器电流，当该NMOS接通时处于Iped以下的电感器电流的机制中的运行将在下文描述)。
在该NMOS有效截断的时刻(I＝Ibreak)，仍会有电感器电流流向负载。由于该NMOS为断，所以该电流被迫使转而流经并联路径，例如流经漏-体(drain-bulk)二极管。本领域技术人员应理解，该NMOS晶体管会具有寄生漏体二极管。图3示出了DC-DC转换器的输出级202，其中出于解释的目的，NMOS开关20的寄生二极管301被示为一个分立的并联二极管。类似地，PMOS开关10具有相似的寄生二极管302。
当NMOS器件20接通时，它的关联寄生二极管301被NMOS20分流(shunt)至地，且只要经过开关20的电流不足以引起大于寄生二极管301两端的二极管导通电压(例如0.5V)的I.R降，二极管301就不会接通。然而，如果NMOS器件20截断而仍有电流从地流向漏节点，则二极管301是活跃的(active)：这总是成立的，如果输出滤波电感器L中的电流流向输出。
当电感器电流达到零时，该二极管电流会消失，且LX节点会脱离其负电压状态，且，如果允许足够的时间，则LX节点会达到稳态(steady-state)输出电压，该稳态输出电压基本等于输出电压VOUT上的稳态输出电压。(在实践中，由于该节点处的杂散电容和电感，该瞬变处会存在一些阻尼振荡(未示出))。
应注意，如果当NMOS20为截断时存在反方向的电流，则节点LX会高涨，直到它能为它的电流找到去处，可能是提供输出级202的高侧驱动的PMOS10内在的相似的体二极管302。
虽然低侧开关(例如NMOS)会具有与其关联的内在体二极管，但是可具体地提供一个与低侧开关20并联的分立二极管(或其他单向载流器件)。这样的外部二极管可以被提供，以控制该低侧开关为截断时的电流。该分立二极管可被布置为，如果该低侧开关为截断(在该PMOS接通之前)就允许前向电流，但是防止电流在电感器中反向。因此，图3中示出的二极管301可以替代地是一个分立的外部二极管。可使用任何合适的二极管，优选地例如低压降(lowdrop)二极管或肖特基二极管。如果要求，也可为该高侧开关提供外部二极管。为清楚起见，本说明书的剩余部分将涉及NMOS开关的体二极管或寄生二极管，但是应理解，也可使用其他外部二极管。
回顾参考图6，经过低侧寄生二极管301的导通导致了电感器斜率从VOUT/L变化到(VOUT+Φ)/L，其中Φ是二极管电压。(该二极管电压会随着电流衰减稍微变化，但是在这些低电流时可以是大约0.5V)。如上文描述的，该斜率的断点会在电流Ibreak，其大体独立于该运行机制(即模式)中的负载电流需求。
线1003示出了用于运行在该模式中的节点LX处的电感器电流和电压。可看出，这些波形对应的平均电流需求低于上文参照图4讨论的1001和1002的平均电流需求。在该周期的第一部分，NMOS20在时钟边沿处接通，如上文描述的。在该时间期间，节点LX接近地(nearground)，且电感器电流以斜率VOUT/L减小。在该周期期间的一点处，电感器电流落至Iped，这开始了将NMOS开关20截断的过程。然而，传播时延和偏置误差意味着开关20实际上仅在稍后的点1004处在电感器电流已经达到Ibreak时才截断。此时，NMOS20为断，但是电感器中仍有电流，所以现在电流流经NMOS20的体二极管301。节点LX处的电压跳至地以下(belowground)的二极管电压，且电感器中的电流具有增加的斜率(VOUT+Φ)/L。
因此应理解，开关(例如NMOS20和PMOS10)有各种不同的运行状态。在通状态(on-state)中，NMOS20(或PMOS10)的沟道是导通的，且电流可以沿任一方向流经开关20(或10)。在断状态(off-state)中，沟道是不导通的。然而，在某些条件下，电流可流经与开关关联的体二极管。该体二极管仅在一个方向上传递电流，即，该体二极管是单向自动开关。一旦流经该体二极管的电流消失，就完全没有电流流经该开关元件。用在本说明书中，术语“通(on)”和“断(off)”当针对开关时指的是开关的受控区域是导通或不导通的。因此，截断NMOS20指的是，截断其沟道区域以使得没有电流流经该沟道区域。
在NMOS20已经被截断之后，PMOS10仍需要在某点被接通。PMOS接通所要求的切换点可以从图6的绘图中以图形方式得出。对于给定的峰值电流，PMOS导通区域的斜率是(VIN-VOUT)/L，初始NMOS导通区域的斜率是VOUT/L，直到I＝Ibreak，然后是(VOUT+Φ)/L。然后，所要求的切换点被以图形方式限定。如从图6中可看出的，该切换点移动至左边，表示较高的占空比——物理上PMOS需要接通较长时间，以补偿在NMOS和PMOS都为断的阶段期间的较大电流损失。
如上文提及的，使用刻意偏置Iped以使得NMOS开关在电感器电流达到零之前截断，在CCM和DCM之间的边界上引入了如下的运行区，在该运行区中电感器电流绝不会在PMOS接通之前完全衰减至零。该区的边界由线1005和1006示出。线1005表示电感器电流达到Iped阈值的情形，但是传播时延意味着该NMOS在该PMOS接通时恰好截断。线1006表示如下的边界，在该边界，该NMOS实际上截断且发生了经过该NMOS的寄生单向开关(即体二极管)301的导通，但是电感器电流在该PMOS接通时才恰好达到零。
因此，该运行模式表示了传统CCM和DCM之间的转变模式。因此，该模式可被称作“不连续切换模式”，因为切断NMOS的步骤没有作为接通PMOS的同一过程的一部分而执行。当然，本领域技术人员应理解，DC-DC转换器可被设计为使得NMOS总是在PMOS接通之前截断(或者PMOS在NMOS接通之前截断)，以避免径直从VIN到地的导通路径。然而，这样的交错切换(staggeredswitching)作为同一切换过程的一部分而执行。在该运行模式中，NMOS开关截断作为与PMOS接通分立的过程的一部分，如将描述的。
对于CCM和DCM之间的连续转变，期望的是，PMOS接通仍由占空调制器900来限定，即通过所感测的电流信号ISNS与电压环路误差信号VERROR和斜波信号波形(所述斜波信号波形中可能带有斜率补偿)的比较来限定。然而，从电压波形中明显的是，电感器电流可以不再是从NMOS漏-源电压来估计的。现在电感器电流经过体二极管，且该电压跳落至地以下的二极管电压降。
在正常的非隔离n阱CMOS工艺中，图3中示出的二极管301的阳极将是衬底，所有器件都被制造进该衬底中。因此，不可能仅隔离衬底的该部分，例如在阳极和地之间放置串联电阻器来感测二极管电流。因此，任何经过二极管301的电流都不能被检测。隔离工艺(要么具有额外工艺步骤以在NMOS下方建立P型硅的结隔离槽(pocket)，要么是绝缘体上硅(silicon-on-insulator)技术)会允许在该二极管的阳极和地之间具有感测电阻器，该感测电阻器也可能连接至NMOS源以感测总电流。但是如上文讨论的，串联电阻将导致不期望的欧姆功率损失。
可使用分立的串联感测电阻器，而不是通过监测NMOS自身来感测电流。如果附接至LX，则这将要求差分感测，该差分感测会是在PMOS10为通时从大共模信号中获得的。再一次，产生适当信号所要求的I.R降也会损害转换器效率。与源端子串联的感测电阻器会更方便，但是它不能聚集来自漏二极管的至少一些电流，这些电流中的大部分会流至衬底和护圈(guardrings)，而不是横向流至源极。如果该转换器包括与低侧开关并联的外部二极管以在低侧开关截断之后允许单向电流，则在该低侧开关和该外部二极管两者的共同路径中可使用感测电阻器，但是如上文提及的，使用感测电阻器仍会增加I.R降。
因此，图5中示出的本发明实施方案采用无损方法来检测电感器中的电流，但是当NMOS为断从而不能直接检测电流时仍允许电流环路控制。如图5中示出的，该电流感测放大器监测低侧供应开关20的源漏电压，以得出表示当NMOS20为通时流经NMOS20的电流的信号。图5中示出的电路的一个方面是，当零交叉检测电路850检测到流经NMOS的电流达到阈值水平Iped时，输出信号ILIM_ZC变为真(true)，电流传感器放大器800被置于保持(hold)模式(通过示出的所得出的HOLD信号)，由此在该保持信号变为真的时刻盛行的ISNS输出电流被保持在该ISNS输出。换言之，该电流感测信号(其指示电感器电流)恰好在该NMOS截断之前的时刻的值被保持为该NMOS已经截断之后的ISNS信号，即，电感器电流恰好在低侧开关20截断之前被有效地采样和存储。
然后，通过以-(VOUT+Φ)/L的斜率向所保持的ISNS值添加成分来对真实电感器电流进行仿真，之后将该信号用于占空调制器900中的比较。实践中，更方便的是将该斜率添加至斜波信号斜率以得到相同的效果，因此在一个实施方案中，斜波发生器500包括用于添加附加斜率的电路。该斜率代表所仿真的当NMOS20为断时电感器电流中的变化，且电感器电流中的变化是由传导通过NMOS20的寄生二极管301引起的。如上文提及的，该斜波信号可被添加至该斜率补偿信号(其自身可被应用至ISNS信号或VERROR信号)，但是替代地可将斜波应用至该ISNS电流信号以产生仿真的电流信号。替代地，所仿真的斜波可被应用至VERROR信号。所仿真的电感器电流中的变化可以通过两个或更多个斜波信号进行仿真，所述两个或更多个斜波信号被应用至各种不同的信号以产生组合效应，该组合效应代表当该NMOS为断时电感器电流中的变化。
图5中示出的实施方案包括用于对如下时期期间电感器电流中的变化进行仿真的电路：在所述时期期间，低侧开关(即NMOS20)已经截断，但是由于NMOS开关20被设计为在电流达到零之前截断，可能仍存在导通。如上文描述的，将当NMOS为截断期间电感器两端的确切电压降纳入考量，可准确仿真电感器电流中的变化，然而对于许多转换器，对电感器电流中的变化的合理近似就足够了。对电感器电流中的变化进行仿真意味着通过任何手段对电感器电流中的变化的变化提供表现(represerntation)或复制(replication)，无论是精确的还是估计的还是近似的，即，对电感器电流中的预期变化进行模仿(imitation)或效仿(mimicking)的任何手段。
在替代实施方案中可设想和应用对电感器电流中的变化进行仿真的各种方案。例如，在一个替代布置中，当信号ILIM_ZC变为真时(指示NMOS20要被截断)，占空调制器900可切换至使用一个不同的电流信号，例如，基于Ibreak的知识，不仅仿真电感器电流中的变化而且仿真电感器电流的绝对值。然而，保持电流感测信号ISNS的值是方便的，因为它保留了该信号的实际值，并意味着占空调制器900在NMOS20为通(即导通)的时期以及在NMOS20为断(即不导通)的时期使用相同的信号。而且，如将在下文描述的，再一次在较低电流处，Ibreak的值可根据该NMOS接通时的开始电流而改变。类似地，向斜率补偿信号添加斜波信号只不过涉及改变已经应用的斜波的斜率。
从上文的讨论中应清楚，在该NMOS为断但该NMOS体二极管传递电流的时期，电感器电流中的变化的斜率等于-(VOUT+Φ)/L。然而，为了简化，所仿真的电感器电流中的变化可以由VOUT/L近似，而不会大大干扰环路准确性或动态，任何误差被电压反馈环路修正。并且在VOUT被编排(例如被数字输入信号VSEL编排)的情形中，该额外的倾斜速率(ramprate)可以通过VSEL信号以数字方式编排，而不是通过直接监测输出电压来编排。这避免了加载输出，使得该转换器更有效率，且免去了对在电学上和物理上大的片上电阻器的需要。
任何对电感器电流中的实际变化进行近似的斜率都可被用于该斜波，但是斜波斜率越准确，整体性能就越好。
如果负载电流需求进一步减小，则实际谷值电流会最终达到零，即，经过该NMOS体二极管的电流有时间在该PMOS注定接通之前衰减至零。该转换器现在运行在全DCM模式中。
DCM运行
图7中示出了在全DCM中的运行。波形1009示出了如下的电流水平：其中NMOS在点1010截断，且电感器电流在点1011减小至零，然后PMOS在点1012接通。
如上文所述，一旦节点LX不再被NMOS或PMOS驱动，且二极管导通停止，则该节点对电感器L呈现高阻抗。理想地，节点LX恰好会步进上升至等于VOUT的电压。在实践中，寄生电感和电容对该高阻抗节点的作用会导致电压振荡，该电压振荡可能会花费一些时间来阻尼衰落，但是这不影响该电路的运行。
电感器电流的消失被图5的N二极管检测模块750所检测。该电路监测LX节点处的电压。当二极管电流消失时，LX电压从地以下的二极管电压开始上升。当达到阈值(例如零)时，图5的NDIODE_OFF(N二极管_断)信号变为真，导致额外的斜率不再被添加至斜率补偿信号。因此，N二极管检测模块750包括相对简单的比较器电路，如本领域技术人员会理解的。
在NDIODE_OFF信号变为真的点，电感器电流是零，且电感器电流中的变化也是零。因此，不再应用附加斜波信号的斜率。因此，在图5中示出的实施方案中，斜波发生器斜率变回至仅由斜率补偿斜波引起的斜率。电流感测信号ISNS仍维持在自从该NMOS切断以来就保持的恒定值。尽管电感器电流现在为零，但是电感器电流中的变化已经被添加至斜率补偿信号，以有效地将来自ISNS信号的贡献清零(nullout)，因此必须维持ISNS信号。然而，再一次存在许多方法来实现对电感器电流中的变化的仿真。在其他布置中，当附加斜波信号被分立应用时，该附加斜波信号的值理想地应确切补偿在NDIODE_OFF信号变为真的点保持的ISNS的值。因此，可能的是同时中止这两个信号，并简单地降至ISNS信号上的零值。然而在实践中，附加斜波信号的值和在NDIODE_OFF信号变为真的点保持的ISNS的值之间可能存在小的偏置。小的偏置不会大大影响电流环路控制，所以这两个信号的值可以被维持，以避免突然跳至零。这将避免反馈环路在该环路运行点附近运行时可能的摆荡(hunting)或不连续性，从而辅助运行机制之间转变的平稳性。
当NMOS体二极管导通时，电感器电流的变化速率被仿真，且当NMOS体二极管停止导通时，指示着电感器电流为零，所仿真的电感器电流中的变化也减小至零。应理解，本发明的该实施方案的电路因此有效地仿真了如下整个时期期间的电感器电流：NMOS开关为断，但是在该时期的一部分上所仿真的电流基本保持在零。因此，零电流和非零电流都可被仿真。如所提及的，由于所产生的信号中的不准确性，有效的仿真电流可能不会确切地为零。接近零的有效的仿真电流足以允许电流控制环路正确工作。总体上，该仿真电路有效地仿真了：第一时期中(当该NMOS为断且电流流经体二极管时)的变化的电感器电流，以及第二时期中(当电感器电流已经停止且在PMOS接通之前时)处于零或接近零的基本静态的电感器电流。
然而，包括斜率补偿的斜波仍继续，并最终导致占空调制器900在所要求的时刻将PMOS切换回到通。稍后参考附图10a更详细地描述该运行。
而且，随着电流需求下降，该PMOS将越来越晚地被切换到通。(注意，在全DCM模式中，例如图7中示出的，电流需求的下降导致占空比减小，而在DCM和CCM之间的转变阶段，如图6中示出的，电流需求的下降实际导致占空比的增大)。因此，在DCM中运行时，电流需求的下降可导致较短的占空比和较短的PMOS接通时期。
然而，存在用于PMOS开关控制的最小可行脉冲宽度，因此存在PMOS开关能运行的最小时期。这意味着存在PMOS每个周期可传送的最少电荷。如果电流需求进一步下降，则PMOS每个周期传送的最少电荷可多于负载所要求的，所以输出电压可继续倾斜上升。
跨脉冲模式
因此，在本发明的一个实施方案中，针对PMOS限定了最小导通时期τpmin，以使得该PMOS在达到它必须截断的时钟边沿之前有时间接通。如果期望的占空比减小以使得PMOS通时间在该最小导通时期以下，则该PMOS被防止接通，直到输出电压VOUT已经下降得足以要求再充电。
因此，在本发明的该实施方案中，不是用误差电压阈值或用平均电流，而是用该预定的最小的功率PMOS开关导通时期极限τpmin来使能跨脉冲模式。
因此，跨脉冲运行模式的优势在于，它允许运行在低电流需求时。跨脉冲模式的优势也在于，在跨脉冲的时候避免了与切换功率开关10和20关联的任何切换损失。这可避免本文示出的与转换器的运行关联的显著损失，因此提高了转换器在低电流需求时的效率。
如果在任何特定DCM时钟周期中该PMOS导通时期小于τpmin，则在该特定周期中该功率PMOS开关导通时期被省略。当PMOS脉冲被抑制时，输出电压会下跌，最终迫使误差电压VERROR上升。先前由电流传感器模块800在最后的NMOS导通时期采样的电流仍被保持，斜率补偿仍活跃，而且，通过接通功率PMOS开关10长达大于τpmin的时间，该环路终将恢复正常。该PMOS开关将在由该占空调制器基于先前采样的电流、电流斜率补偿斜波和误差电压VERROR限定为正常的时刻接通。该运行机制很大程度上受到电压模式的控制，但是这是无关紧要的，因为输出电流波形注定是不连续的，所以来自电感器和电容器滤波器的正常双极响应(double-poleresponse)——从而电压模式CCM的特性——降至单极响应。
图7示出了会被跨脉冲抑制的电流波形1020。
应清楚，为了实施本发明的该实施方案，在接通或不接通PMOS之前，需要确定该PMOS将为通的持续时间。
在VCM中，该持续时间对应于电流信号达到阈值水平和截断PMOS的下一个时钟边沿(即下一个周期的开始)之间的时间。该持续时间可以通过如下方式被确定：监测上一个时钟边沿(即当前周期的开始)和达到该阈值之间的时间，以及基于对周期频率的了解来确定剩余的周期时间。
然而，在一个优选的实施方案中，系统时钟被延迟了一个准确的时延。因此外部时钟信号212被延迟了一个固定的时延(其大于或等于最小的PMOS导通时期)，然后被用于控制PMOS和NMOS的切换。然后，从未延迟的时钟信号得出的信号可被来控制时序。例如，如果系统时钟被延迟了一个时期P且最小的PMOS导通时期是τpmin，那么若开关控制信号在时刻T1(其中T1＝P-τpmin)之前产生，则该PMOS在该未延迟的时钟边沿之后接通，不过，因为开关控制信号在T1之后产生，所以该脉冲被跨过。
因此，该设备可包括：延迟装置，其用于将用来切换的时钟边沿延迟已知的时延；以及计时器电路，其基于未延迟的(或延迟较少的)时钟边沿而运行。该计时器电路可在该未延迟的时钟边沿之后的某一时刻插入一个不切换(no_switch)信号，直到被已延迟的时钟边沿重置(reset)。以此方式，该不切换信号在已延迟的时钟边沿之前的τpmin时期上被插入。当该不切换信号被插入时，该PMOS的接通被禁止。
图16示出了可被用于实施跨脉冲运行模式的电路布置的一个实施方案。该电路可形成图5中示出的占空调制器900的一部分，或者可以是一个分立的电路，用于向该占空调制器供应信号。在输入1601处接收主时钟信号CLK。该信号被输入至延迟元件1602，以产生该时钟信号的已延迟版本。图16中示出了一个延迟元件1602，但是可使用多于一个的延迟元件。延迟元件1602将主时钟信号延迟时期td。已延迟的信号CLK_SW被用作该占空调制器的状态机中的主切换时钟。脉冲发生器(未示出)可以位于延迟元件1602之前或之后，以确保已延迟的时钟信号具有带有期望脉冲宽度(例如大约20ns)的时钟脉冲。该主CLK信号也被脉冲发生器1603接收，脉冲发生器1603产生跨脉冲信号CLK_PS。跨脉冲信号CLK_PS响应该主时钟脉冲的上升沿(risingedge)而变为高，并在至少等于td的时期上保持为高。优选地，跨脉冲信号CLK_PS具有大于td的脉冲宽度，以使得它与CLK_SW信号重叠，从而避免突刺(glitches)。例如，CLK_PS信号可在等于td的时期加上该已延迟的时钟信号的脉冲的持续时间上保持为高。
CLK_PS信号被该占空调制器电路的另一部件接收，该部件被布置为使得该PMOS开关不能在CLK_PS信号为高时接通。因此，对于在下一个周期(由CLK_SW限定)信号开始之前的一段时间上，该PMOS开关被禁止接通。该时期τpmin的持续时间实质上是由td以及该逻辑中固有的任何传播时延设置的。忽略传播时延，时期τpmin等于延迟持续时间td。该延迟持续时间可以是根据该转换器的运行频率来设置的。
应理解，可从该主时钟得出其他时钟信号，例如用于重置各种逻辑模块的重置时钟信号和/或一个或多个用于向各种逻辑模块、触发器(flip-flops)等提供时钟的时钟信号。然而，为清楚起见，仅示出了与跨脉冲直接相关的信号。
随着电流需求更进一步下落，经过该NMOS的电流会越来越早地衰减至阈值Iped以下。图8示出了针对较低电流水平的波形，但是其中时间轴移位了半个时期以关注感兴趣的区域。而且，电感器的充电和放电的相对斜率也已经以较慢的PMOS斜率(表示相对于VOUT为小的VIN-VOUT)改变了，以示出运行的问题。
如前文讨论的，在所感测的电流经过Iped阈值时和该NMOS实际截断之间存在传播时延τnp。所以在该PMOS截断且该NMOS接通时电流确切地为Iped的情形中，如波形1013示出的，该NMOS会在时间τnp上保持为通，在Ibreak处截断。此外，在PMOS/NMOS转变和零交叉检测电路的比较器被重置之前，所感测的电流被预设为高，所以，即使在PMOS/NMOS转变时该电流小于Iped，如波形1014示出的，该NMOS仍将在时间τnp上保持为通。所以，当该NMOS截断时，所感测的电流将减小至先前的Ibreak值以下，而不是保持恒定。因此，该电流最初以斜率VOUT/L衰减，直到时间τnp，然后，随着输出节点跳至地以下的二极管电压降，该电流以(VOUT+Φ)/L衰减，直到衰减至零。
然后，该PMOS在下一个周期开始之前的合适时刻接通，以给出稳态峰值电流，从而向负载提供所要求的平均输出电流。如上文所述，该接通仍在占空调制器900的控制下，其中所感测的电流被采样，并根据Ibreak(Ibreak现在正在减小)而保持，并且其中所仿真的斜率在二极管导通时期期间被添加。如果电流需求进一步下降，则该PMOS会稍后接通，最终进入如上文描述的跨脉冲模式。
然而，如图8中的实线1016示出的，在非常低的平均输出电流，当功率NMOS开关20被强制接通长达它的最小τnp时，终将达到如下的状况：电感器电流在NMOS导通时期结束时为零或负，即该NMOS将开始从负载吸收电流。当该NMOS最终截断时，该电感器仍会要求该方向的电流，所以节点LX会高涨，直到被PMOS体二极管302阻止，然后PMOS体二极管302传送该电流。该电流将以速率(VIN+Φ-VOUT)/L衰减至零，于是驱动器输出会变成高阻抗(highimpedance)，且该输出会落至VOUT，虽然在实际电路中可能会带有一些电压振荡。该电压尖峰(spike)本身是不期望的，但是更重要的是，该行为会浪费功率，首先在于该NMOS中的不必要耗散以及该NMOS从负载汲取电能，然后在于该PMOS体二极管中的功率损失。详细而言，对于n阱CMOS工艺，PMOS“二极管”实际上将作为竖直(vertical)pnp晶体管，其中漏极作为发射极，且VIN作为基极，且衬底作为集电极，使得二极管电流的大部分将流向衬底，经过VIN+Φ的电压降(其比二极管电压降Φ大得多)。而且可能的是，NMOS沟道电流可足够早与零交叉，以使得来自负载的后续电荷流实际上等于或大于在该周期的较早期供应至负载的电荷，即实际上根本不能对负载进行充电。
该外部环路最终会补偿这些效果，但是经过该NMOS的反向电流会不利地导致额外的功率损失。
此外，在这些状况下，该环路或许不能够运行在跨脉冲模式中，所以无法实现通过跨脉冲可获得的功率节约。
在VIN和VOUT的一些状况下，随着电流需求下降，上述状况(其中最小的NMOS导通时间会导致电感器中的负电流)可发生在占空比减小至小于所限定的最小PMOS导通时间τpmin之前，即在进入跨脉冲模式之前。该电能耗费可保持所要求的电流需求足够高以使得占空比总是在PMOS最小导通时间以上。因此不会进入跨脉冲模式。
二极管模式
为了避免该问题，在本发明的一个实施方案中，DC-DC转换器运行在如下的模式中，该模式可被称作“二极管模式”，其中在PMOS切断之后，电流由NMOS体二极管(当它变为反向偏置时它将自动截断)传送，而不是由NMOS沟道(它在两个方向上都可导通)传送。换言之，不是运行以使得在该PMOS接通之后该NMOS总是接通，而是在二极管模式中该PMOS可被截断且该NMOS维持在断状态，以使得任何电流都仅经由该体二极管传导。如上文提及的，取而代之，可与下侧开关并联设置一个具有固有体二极管而非分立的外部二极管的NMOS或者其他单向开关元件。在该二极管模式中，在第一周期中，当(所仿真的)电流信号与VERROR阈值(用斜率补偿斜波修正)交叉时，该PMOS可被接通，然后在后续中再一次，该NMOS在其间不接通。该二极管运行模式可出现在长达若干个相继周期上。
原则上，该电流一与零交叉，该NMOS就可截断。但是，由于与上述相同的传播时延和偏置问题，该NMOS实际上仅在与τnp的相似的时延之后才会截断，这会太迟。
因此，本发明的一个实施方案检测该电流是否在一个周期期间已经反向(即与零交叉)，并且，如果已经反向，则迫使该NMOS在下一个周期中截断。换言之，在一个周期中检测到负电流，且这样的检测防止了在下一个周期中再次出现负电流情形。按照这样的检测，该NMOS可能会被禁止在下一个时钟边沿处接通。然而到那时候，已经有一个周期具有不期望的行为。此外，这样的布置要求检测该NMOS中的电流。因此，该NMOS需要在一个周期中接通，以使得可以在后续周期上发起二极管模式。在一个极端情形中，这可导致每隔一个周期就会出现不期望的行为。
在一个优选实施方案中，限定了最小的NMOS导通时间阈值τnmin，τnmin比τnp稍长。如果该电流在该延长的时间之前达到零，则该控制电路迫使该NMOS在下一个周期上不接通。这在图9中示出。实线1015示出了在低电流需求时的脉冲。该线的初始部分示出了PMOS通阶段，其中电感器电流增大。在下一个时钟边沿处，该PMOS截断且该NMOS接通。该NMOS中的电流已经小于Iped，但是传播时延意味着该NMOS直到时期τnp结束时才截断。此时，电感器电流仍为正，所以直到在点1018处电感器电流达到零时才发生二极管导通。二极管电流达到零的点小于所限定的最小导通时期，这指示电流需求接近于如下的极限，其中最小NMOS通时间τnp可导致负电流。从而，该转换器进入二极管模式，并禁止该NMOS在后续周期中导通。在该后续周期中，该PMOS可仍在相同的时刻接通，从而线1015的第一部分会重复。然而，该NMOS会被禁止在下一个时钟边沿处接通。因此在该周期中，功率NMOS开关的漏-体二极管获取由该PMOS在该电感器中建立的电流。如前文描述的，该回转速率将较高，是(VOUT+Φ)/L而非VOUT/L，所以该电流将更早衰减，如线1017示出的，线1017表示二极管模式中的电流和电压波形。
该系统保持在该模式中，直到电流需求增加或者PMOS电流恢复得足以驱动零交叉点经过τnmin(由虚线1019示出)，在这之后将重返先前的运行模式。如所提及的，当运行在二极管模式中时，电流减小的斜率大于在非二极管模式中。因此可看出，在进入和离开二极管模式时存在固有程度的滞后，在于进入二极管模式所要求的峰值电感器电流低于离开二极管模式的峰值电感器电流。当然应理解，一旦运行在二极管模式中，因为电流衰减比在非二极管模式运行中更快，该转换器可能需要稍微增加在PMOS导通时间期间供应的电荷，以进行补偿。
通过设置长于最小传播时延τnp的导通时间阈值，本发明的该实施方案预先排除了不期望的行为。如果该NMOS在一个周期中为通的持续时间小于时间阈值(即所限定的持续时间τnmin)但大于最小传播时间τnp，则不会有反向电流，但是下一个周期该NMOS不会接通。使用二极管模式确保了在合适时可进入跨脉冲模式。
应注意，在二极管模式中，在后续周期中禁止该NMOS接通。该禁止可被应用在恰好下一个周期中。然而，如果在该下一个周期中该转换器进入跨脉冲模式，则在该下一个周期中在电感器中根本不会有电流。在这样的情形中，该二极管模式优选地禁止该NMOS在下一次该PMOS已经为通之后接通。换言之，如果电感器电流在短于τnmin的时期中达到零，则禁止该NMOS在下一次该PMOS已经切换为通之后跟随的时钟边沿处接通。优选的是，维持二极管模式直到该PMOS已经为通，以防止错过二极管模式。替代地，二极管模式可仅应用至恰好下一个周期，但是如果该转换器已经运行在跨脉冲模式中，则它可被布置为使得第一周期(此时尚未跨过脉冲)(跟随着一个已跨过的脉冲)自动运行在二极管模式中。换言之，可假定转换器离开跨脉冲模式需要运行在二极管模式中。
图15示出了电路布置的一个实施方案——该电路布置可例如实施在占空调制器900内，以实施二极管模式。该电路布置在实质上等于τnmin的时期上每个周期对NDIODE_OFF信号进行采样，以确定电感器电流是否已经达到零。NDIODE_OFF信号被输入锁存器1501，锁存器1501在NDIODE_OFF信号变为真时(即比较器的输出指示节点LX的电压达到零时)进行锁存。在NMOS体二极管的导通已经结束之后，锁存器1501抵制节点LX上的振荡。尽管锁存器1501被示为二极管模式电路的一部分，但是锁存器1501也可以被实施在N二极管检测电路内。锁存器1501由发送至N二极管检测器比较器的重置信号所重置。锁存器1501的输出被提供至D型触发器1502，并在合适的时钟边沿处被采样。该时钟边沿是从NMOSON信号得出的(NMOSON信号是从开关驱动器的反馈得出的)，经过延迟器1503和1504。出于解释的目的，图15中示出了两个延迟器，但是可使用单个延迟器或多于两个的延迟器以提供正确的时延。延迟器1503提供了如下的时延，该时延有效地提供了与零交叉比较器和NMOS开关断时间——即该NMOS的最小导通时间——匹配的时延。延迟器1504提供了如下的时延，以实现在N二极管检测比较器中的时延以及在产生NDIODE_OFF信号中的逻辑。
当已延迟的时钟边沿被D型触发器1502接收到时，已锁存的NDIODE_OFF信号的状态被采样。如果该输出为假(false)，则这意味着电感器电流尚未达到零，且二极管模式没有被发起。如果该输出为真，则这意味着电感器电流在小于τnmin的时间内达到零，且二极管模式被启用。因此，触发器1502的输出包括二极管模式信号，它被该占空调制器用于确定在下一个周期开始处是否禁止接通该NMOS。
应理解，在二极管模式中，该NMOS没有接通，所以来自NMOS开关驱动器的反馈不能被使用。在该情形下，产生了合适的信号。PMOSON信号被反相器1506反相，并被延迟器1507延迟如下的时延，该时延对应于截断该PMOS和接通该NMOS之间的时延。结果是如下的信号，该信号在如果该电路不在二极管模式中则该NMOS本应已经接通的时刻变为高。响应于二极管模式信号输出，该信号被复用器1505选择。
应注意，已经参照DC-DC转换器的谷值电流模式控制描述了二极管模式。然而，二极管模式的原理同样适用于峰值电流模式控制器。在峰值模式控制中，该PMOS在时钟边沿处接通，且当电流达到阈值时截断。此时该PMOS截断且该NMOS接通。为防止电能耗费，如上文所述，可以优选的是在电流变为负之前截断该NMOS开关。然而，如上文所述，再一次会存在与任何比较电路关联的传播时延和偏置，从而会有最小的有效NMOS通时间。因此，最小时期τnmin可以被如上所述地限定，且如果在任何周期中，NMOS电流在小于τnmin的持续时间中达到零，则该NMOS可以被禁止在后续时期中接通。
现在描述本发明的实施方案的运行，包括电流环路模块和其中波形的更多细节，而非关注于输出波形。
图10a详细示出了当该DC-DC转换器运行在全DCM模式中(如上文参照图7描述的)时的控制信号。
第一轨迹示出了电感器电流，与图7中示出的电流线相似，具有当NMOS为通时以斜率VOUT/L衰减的第一阶段，到时刻t1，当经过NMOS体二极管时以更陡的斜率(VOUT+Φ)/L衰减，直到该电流在t2处衰减至零，零电流的第三阶段，直到t3，此时PMOS接通。
第二轨迹示出了模块800处理的感测电流(sensedcurrent)。初始该第二轨迹遵循该电感器电流的下降，直到降至Ibreak，在此处保持恒定。一旦该PMOS接通，感测电流输出就被设置到较高的值，以确保，当它因该PMOS截断且该NMOS接通而被启用时，它在任何瞬变期间都适当地在Iped阈值以上。
第三轨迹示出了由斜率补偿加上附加斜波引起的电流。该第三轨迹以等于(VIN-VOUT)/L的斜率开始，但是在t1和t2之间以标称为(VOUT+Φ)/L的斜率增加，以仿真实际电感器电流的斜率增加。在电流在t2处变为零之后，该额外斜率被移除。
第四轨迹示出了内部求和节点(summingnode)处的电压，在该节点ISNS和斜率补偿电流被求和。当该第四轨迹与VERROR交叉时，该PMOS接通。注意，电压环路会缓慢地安定在合适的VERROR值，以在负载电流需求有任何变化之后产生正确的电压。
余下的轨迹是控制信号。PWM是内部节点，它在求和节点电压与VERROR交叉之后脉冲到高，并由外部时钟CLK的边沿重置。ILIM_ZC在NMOS电流与消隐阈值Iped交叉时(如零交叉检测电路850确定的)产生触发脉冲。这设置了EMULATE信号，它将附加斜波添加至所产生的斜率补偿，以仿真电感器电流中的变化。EMULATE被N二极管检测模块750产生的NDIODE_OFF信号重置，N二极管检测模块750感测当体二极管停止导通时该输出电压从负变为正。NDIODE_OFF信号自身在PMOS接通时被重置。HOLD是EMULATE和NDIODE_OFF的组合，并被用于使得电流传感器模块800保持所感测的电流值。NGATE和PGATE是用于NMOS和PMOS栅极的驱动信号。
图10b示出了在CCM和DCM运行之间的转变阶段中的运行，情况类似于图6中的点线(dottedcurve)，其中实际谷值电流在零以上但在Iped和Ibreak以下。相同的信号轨迹如在图10a中那样示出。
该控制方案需要在该区域结合电流控制环路，这是因为电感器电流尚未衰减至零，且总环路会本质上固有地是二阶(second-order)的，没有电流信息来补偿它。
不幸的是，如果功率NMOS开关20为断，则电流传感器800不能供应任何电流信息。取而代之，电流信息是通过在该开关为截断期间该传感器中盛行的电流进行采样来仿真的，并在漏-体二极管310为导通时由附加的仿真的电流斜波所补充。
运行类似于上述的真DCM，区别在于实际电感器电流绝不会衰减至零，所以NDIODE_OFF绝不会被触发，且所以当求和节点电压经过VERROR时，额外的斜率补偿斜波仍被应用。而且，该仿真的净效果(neteffect)是，总电感器电流斜波加上斜率补偿斜波——到一阶(firstorder)——与CCM中盛行的斜波相同，其中平均电感器电流足够高以使得零交叉检测电路绝不会起动(trip)。因此，全CCM(在NMOS二极管导通下的CCM)和DCM之间的转变是平滑的。
因此，本发明的实施方案提供了一种能运行在谷值电流模式中以及能运行在若干不同模式中的DC-DC转换器。这些不同模式的使用允许该DC-DC转换器在CCM中维持准确的电流模式控制，并经过转变阶段到全DCM。在该转变阶段中，尽管NMOS为截断，但电流环路仍是活跃的，且通过对电感器电流中的变化进行仿真提供了电流环路控制。因此，本发明的该实施方案提供了CCM和DCM之间以及反之的无缝转移。该控制机制使用无损电流感测方法，从而避免了与串联感测电阻器关联的损失。该DC-DC转换器可在CCM、转变阶段和DCM中运行在固定频率，但是如果期望也可实施可变频率运行。跨脉冲模式也是可提供的，其通过防止在不必要时切换从而减少相对切换损失实现了在低电流需求时的显著效率增益。二极管运行模式可用在低电流需求时，以确保将进入跨脉冲模式。这些运行模式是自动运行的(如果被启用)。转变阶段的起始(onset)是由Iped的值设置的，且该转换器将根据负载电流而自动运行在CCM、转变阶段或DCM中。如果启用最小导通时期，则该转换器也将在合适时自动进入跨脉冲模式和/或二极管模式，且各模式之间的转变是自动的和连续的，即，该控制方法在所有模式之间是相同的，且从一组控制信号到另一组控制信号没有改变。该控制环路被维持在CCM、转变阶段、DCM和跨脉冲之中的每一个中，即使没有电流信息可以是可提供的。
技术人员应理解，CCM模式控制提供了最稳定的控制方法，但是其他运行模式提供了效率节约。图11示出了纯粹运行在CCM、强制CCM模式(FCCM)中的DC-DC转换器的相对效率，其中转换器经由转变阶段自动运行切换至DCM，然后在增加的低电流需求时切换至跨脉冲模式。这些曲线以对数尺度示出了电流与效率的对照。图11中示出的曲线适用于相同的转换器，其中仅运行模式改变，并假定在整个运行范围中具有恒定的VIN和恒定的VOUT。
下方的曲线1101示出了运行在FCCM中的转换器的效率。在相对高的电流负载(大约200-300mA)，该转换器非常有效率。然而，随着负载电流下落，效率显著下降，这部分由于NMOS会在每个周期的一部分上传送负电流。
上方的曲线1102示出了启用了自动模式切换的转换器的运行。在200mA或更高的电流，该转换器运行在CCM模式中，从而效率实质上与运行在FCCM中的转换器相同。在200mA以下，开始经历转变阶段到合适的DCM，且该曲线开始偏转，此时该转换器运行在DCM中更有效率。在该实施例中，在大约20mA以下，跨脉冲开始，且存在效率的跳变，因为避免了切换损失。在较低的电流，可看到，该转换器运行在跨脉冲模式中显著比相应的转换器运行在FCCM中更有效率。
这些显著的效率节约可对用于便携式电子装置应用的电池寿命有大的影响。然而，在一些应用中，效率增益可能不这么重要，且可优选的是运行在FCCM中以提供对电压波纹及类似物的最佳控制。因此，方便的是，输入到占空控制器的模式控制信号(例如图1示出的模式控制信号106)可确定该转换器是否运行在FCCM中，或者DCM和跨脉冲运行模式是否被启用。
现在将描述用于实施上述模式的电路的各种方面和实施方案。
图12示出了根据本发明的具有保持能力的方面的电流传感器的一个实施方案。
示出了与功率开关20相接的N沟道电流传感器800。
参考电压VA在放大器805的非反相输入节点上产生。VA与电流801以及NMOS器件803和804的电阻的串联组合成比例。该偏置电压VA在放大器805的反相输入节点处通过反馈动作被复制，确保节点B(器件810的漏极)被保持在VA。
在正常运行中，开关809为闭合(close)，且开关807和808为断开(open)，以允许经过器件20、809、811、810、812和813的电流路径。由于节点B被保持在恒定电压，所以经过809、811、810的电流由(VA-V(LX))/RSX给出，其中RSX是R809+R811+R810，即这三个器件的电阻之和。因此，随着电感器电流改变，经过该NMOS的电流也改变(与经过NMOS20和电感器L的电流相比，经过R809的电流是小的)，所以LX上的电压因NMOS20两端I.R降的改变而改变。该改变调制了RSX两端的电压。由于RSX也是MOS沟道电阻(其会成比例地一阶跟踪NMOS20的电阻)，净结果是，经过RSX经过812到输出的电流中的调制，其独立于MOS沟道电阻，且是经过NMOS20的电流的纯粹比率复本(pureratioedcopy)，其中比率主要依赖于所涉及的晶体管的相应的纵横比(aspectratio)。
通常，电感器中的电流朝向负载，如示出的。这将NMOS漏极节点LX拉至地以下，且增加了经过809的电流。然而，在一些模式中或在瞬变期间，该电流可以具有相反的极性。忽略电流源802，可检测到的最大反向电流会是导致LX上升至电压VA的电流，即VA/R20，这是因为812仅能提供而非吸收电流。包括电流源802减小了该最大反向电流。
当该电流传感器处于跟踪模式中时，即当该NMOS为通且经过该NMOS的实际电流被监测时，开关815闭合，且在节点ISNS处看到的电流是由包括器件813、814和815的电流镜(currentmirror)产生的。当在保持模式中时，如HOLD控制信号(其为了控制开关815而反相)确定的，镜器件814的栅极是开路的，且该栅极处于恒定电压，因此其输出电流保持在相同的值，直到重新连接。已知技术(例如以反相位(anti-phase)定时的半尺寸(half-size)器件)被用来消除注入该栅极节点的电荷，该电荷会因该开关的截断而产生。可在栅极和供应源之间添加额外的电容，尽管已证实在该设计中是不必要的，因为随时间的逐渐降低对调节器输出几乎没有影响。
为了获得ISNS对绝对外部应用电流(absoluteexternallyappliedcurrent)的准确缩放值，电流镜813、814和815可被制成由多个元件组成的数字可编排电流镜，以通过标准技术给出可编排的电流传递比率。在制造中，可应用预定的外部电流，且可监控在内部片上电阻器(on-chipresistor)两端形成的电压，以及修改电流传递比率，直到在所述片上电阻器两端形成预定的目标电压。然后，这将该调节器的“感测电阻(senseresistance)”(严格而言是互电阻(transresistance))RSENSE固定在相对于其他片上电阻为已知的值，以实现环路传递函数的紧密公差(tighttolerance)。由于其他片上电阻/电容，仍会有一些随温度的变化，但是短沟道NMOS晶体管电阻和偏置中的制造变化，以及传感器放大器中的电流比率误差都可被补偿。
器件801和802的电流与片上电阻(类似于在占空调制器模块中使用的)成反比。器件803、804、810、811以及开关807、808和809的缩放与主功率开关20的电阻近似，原因在于它们工艺、电压供应和温度方面相互跟踪。也就是说，这些器件和开关被形成在硅的相同区域，使得任何过程变化同等影响所有器件，且这些器件经历相同的温度和供应变化。
在占空比控制的时期开始时，该电流传感器的电流输出应被重置到高于在正常条件下看到的值，以防止被图5的占空调制器模块900错误触发。该重置路径是通过闭合开关807同时保持开关808和809断开来实现的。这将该传感器从功率器件20去耦，而且，由于器件810和807的串联组合小于器件810、811和809的串联组合，将输出电流推得比通常高得多。
为了节约功率，在DCM和跨脉冲模式中的一些阶段期间，包括器件808、810、811、812和813的路径被占用，这将ISNS输出设置到在正常运行期间看到的消隐值，而不是较高的重置值。这一点的实现是因为器件808和809的电阻相等。
在CCM期间，开关815为闭合。当该DC-DC转换器被置于CCM和DCM之间的转变模式中时，一旦已经检测到零电流(实际上总是在零以上，即在Iped，以允许驱动系(drivetrain)中的偏置和传播时延)，开关815就打开，而且，通过器件814的栅极电容，ISNS输出上产生的电流被保持恒定在如下的水平，该水平与恰好在该开关打开之前流动的水平相近。
图13示出了斜波发生器500的一个实施方案，该斜波发生器能够产生斜率补偿信号，该斜率补偿信号可以包括对电感器电流中的变化进行仿真的成分。
明了的是，该模块的输出电流由下式给出：
Iout ( t ) ≡ I 512 + I 507 M - R 504 R 505 * M * I 506 - I 506 + I 503 M * C 502 * R 505 * t
如果电流I503、I506、I507和I512是用外部电流参考定量的(ratiometric)，则在输出节点处看到的由斜波发生器模块引起的所添加的电压贡献是固定的电压偏置，该电压偏置依赖于片上电阻器的制造公差加上独立于该片上电阻器的制造公差的时间依赖斜波电压(timedependedntrampvoltage)。该电压偏置可减小至零，以避免对片上电阻的依赖，并通过R504、R505和M的合理缩放在每个周期的开始将该斜波设置为零。电流源503可被控制，以改变该斜波的斜率，从而包括所仿真的在NMOS为断且体二极管导通时电感器电流中的变化。
图14示出了具有如图5中使用的带有相关连接的占空调制器模块的大大简化的描绘。
该占空调制器由下列各项组成：带隙电压发生器和内部电阻器得出的电流源601；电压比较器602；两个电阻器603和604；以及模式控制模块605。
模式控制模块包括如下的逻辑，该逻辑用于在信号ILIM_ZC变为真时产生HOLD信号，并维持该保持信号为高直到重置(当求和节点电压达到VERROR时，如上文参考图10a和10b描述的)。该模式控制模块也包括如下的逻辑，该逻辑用于在ILIM_ZC变为真时产生EMULATIE信号，直到NDIODE_OFF变为真。
模式控制模块也可接收外部模式控制信号，用于在FCCM模式或自动DCM以及跨脉冲之间切换。当运行在FCCM中时，信号ILIM_ZC可简单地被保持持续为假，且当求和节点上的信号达到VERROR时该转换器仅会截断该NMOS。然而，当运行在FCCM中时，可以优选的是，有效地制止(deactivate)N二极管检测模块750和零交叉检测模块850。
虽然已经关于DC-DC降压转换器描述了上述实施方案，但是本发明的实施方案可总体用于切换调节器。切换调节器可以是功率管理设备——例如功率管理集成电路(即PMIC)——的一部分。本发明的实施方案可用于任何形式的电子装置的子系统的功率管理，无论具有单个电源还是多个电源，且无论是否是便携式的。但是，本发明的实施方案尤其适用于便携式装置，例如：移动计算装置，例如膝上计算机、上网笔记本电脑、PDA及类似物；移动通信装置，例如无线电话机、蜂窝电话机、移动电子邮件装置及类似物；个人媒体播放器，例如MP3或其他音频播放器、个人收音机、视频播放器；便携式视频游戏控制台和装置；个人导航装置，例如卫星导航器和GPS接收器，无论是车载的还是手持的还是任何其他便携式或电池供电的装置。
应注意，上述实施方案例示而非限制本发明，并且本领域技术人员能够在不背离所附权利要求的范围的情况下设计许多替代实施方案。词汇“包括(comprising)”并不排除在权利要求所列之外的元素或步骤的存在，“一(a/an)”并不排除多个，并且单个处理器或其他单元可以实现权利要求中记载的几个单元的功能。权利要求中的任何参考标记都不应被解释为限定权利要求的范围。

Claims (31)

1.一种DC-DC转换器，包括：
电感器，其操作性连接在第一节点和输出节点之间；
高侧开关，其操作性连接在高侧供应输入节点和所述第一节点之间；
低侧开关，其操作性连接在低侧供应输入节点和所述第一节点之间；
开关控制电路，其能运行以基于至少对指示所述电感器中的电流的第一信号与指示所述输出节点处的电压和目标电压之间的差别的第二信号的比较，来控制所述高侧开关的接通；
所述开关控制电路能运行以使得在所述比较表明所述高侧开关应被接通之前截断所述低侧开关；
其中所述开关控制电路包括仿真电路，该仿真电路用于对所述高侧开关和所述低侧开关都为截断的时期期间电感器电流中的变化进行仿真。
2.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述开关控制电路包括电流感测电路，该电流感测电路用于从所述低侧开关为接通时所述低侧开关的电学特性来确定所述电感器中的电流，且其中所述电流感测电路的输出包括所述低侧开关为接通时的所述第一信号。
3.根据权利要求2所述的DC-DC转换器，其中所述低侧开关的电学特性包括晶体管的源-漏电压。
4.根据前述权利要求任一项所述的DC-DC转换器，其中所述开关控制电路包括阈值监测电路，该阈值监测电路用于从所述低侧开关为接通时所述低侧开关的电学特性来确定所述电感器中的电流，并对照阈值来监测所述电感器中的电流，且其中所述开关控制电路被布置为当达到所述阈值时截断所述低侧开关。
5.根据权利要求4所述的DC-DC转换器，其中所述阈值被设置为使得在经过所述电感器的电流反向之前，所述低侧开关被截断。
6.根据权利要求5所述的DC-DC转换器，其中所述阈值响应于所述目标电压的变化而变化。
7.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述仿真电路包括保持电路，该保持电路用于在所述低侧开关截断之前保持所述电感器中的电流的值。
8.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述仿真电路包括：用于产生第一斜波信号的电路，以及用于当所述低侧开关为截断时将所述第一斜波信号应用至所述第一信号和所述第二信号中的至少一个的装置。
9.根据权利要求8所述的DC-DC转换器，包括斜率补偿斜波电路，该斜率补偿斜波电路用于在比较之前将斜率补偿斜波信号应用至所述第一信号和所述第二信号中的至少一个，且其中所述第一斜波信号被应用至所述斜率补偿斜波信号。
10.根据权利要求9所述的DC-DC转换器，其中所述斜率补偿斜波电路包括用于产生所述第一斜波信号的电路，并被配置为产生如下的输出信号，该输出信号具有对应于斜率补偿斜波信号的第一斜率，或者具有对应于斜率补偿斜波信号与所述第一斜波信号的组合的第二斜率。
11.根据权利要求8所述的DC-DC转换器，其中所述第一斜波信号具有基本等于(VOUT+Φ)/L的斜率，其中VOUT是所述电感器的输出电压，Φ是当所述低侧开关为断时与并联电流路径关联的电压降，且L是所述电感器的电感。
12.根据权利要求11所述的DC-DC转换器，其中Φ是二极管电压。
13.根据权利要求8所述的DC-DC转换器，其中所述第一斜波信号具有基本等于(VOUT)/L的斜率，其中VOUT是所述电感器的输出电压，且L是所述电感器的电感。
14.根据权利要求8所述的DC-DC转换器，其中用于产生所述第一斜波信号的电路被配置为，当所述电感器电流基本为零时停止将所述第一斜波信号应用至所述第一信号或所述第二信号。
15.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，包括如下的电路，该电路用于检测在所述低侧开关截断之后所述第一节点何时与电压阈值交叉。
16.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述开关控制电路能运行以，如果在接通所述高侧开关和截断所述高侧开关之间的时期小于第一时间段，则防止在一个周期中接通所述高侧开关。
17.根据权利要求16所述的DC-DC转换器，其中所述开关控制电路包括第一计时器电路，该第一计时器电路用于产生第一禁止信号，该第一禁止信号在会导致所述高侧开关截断的时钟边沿之前在基本等于所述第一时间段的时间段上禁止所述高侧开关接通。
18.根据权利要求17所述的DC-DC转换器，其中所述第一计时器电路包括：用于接收输入时钟信号的输入端；用于产生已延迟时钟信号的延迟器；以及用于基于所述输入时钟信号来产生所述第一禁止信号的电路。
19.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述开关控制电路包括第二计时器电路，该第二计时器电路用于确定在时钟边沿和所述电感器电流达到零之间的持续时间，且其中所述开关控制电路能运行以，如果所述持续时间小于第二时间段，则防止所述低侧开关在后续周期中接通。
20.根据权利要求19所述的DC-DC转换器，其中所述后续周期是跟随着所述高侧开关被接通的周期的下一个周期。
21.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述转换器能运行在第一模式和第二模式中，在所述第一模式中所述低侧开关可在所述高侧开关接通之前截断，在所述第二模式中所述低侧开关仅可在所述高侧开关要接通时截断。
22.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述转换器的周期频率是恒定的。
23.一种控制DC-DC转换器的方法，该DC-DC转换器包括：电感器，其操作性连接在第一节点和输出节点之间；高侧开关，其操作性连接在高侧供应输入节点和所述第一节点之间；以及低侧开关，其操作性连接在低侧供应输入节点和所述第一节点之间；所述方法包括：
基于至少对指示所述电感器中的电流的第一信号与指示所述输出节点处的电压和目标电压之间的差别的第二信号的比较，来控制所述高侧开关的接通；
在所述比较表明所述高侧开关应被接通之前，截断所述低侧开关；以及
对所述高侧开关和所述低侧开关都为截断的时期期间电感器电流中的变化进行仿真。
24.一种DC-DC转换器，包括：
电感器，其连接在第一节点和输出节点之间；
PMOS开关，其操作性连接在电压输入节点和所述第一节点之间；
NMOS开关，其操作性连接在地输入节点和所述第一节点之间；
控制电路，其能运行以基于至少对指示所述电感器中的电流的电流感测信号与指示所述输出节点处的电压和期望电压之间的差别的电压误差信号的比较，来控制所述PMOS开关的接通；
所述控制电路能运行使得在所述比较表明所述PMOS开关应被接通之前将所述NMOS开关截断；
其中所述控制电路包括用于对所述PMOS开关和所述NMOS开关都为截断的时期期间电感器电流中的变化进行仿真的电路。
25.一种功率管理集成电路，包括根据权利要求1-22或24任一项所述的DC-DC转换器。
26.一种电子装置，包括根据权利要求25所述的功率管理集成电路。
27.一种电子装置，包括根据权利要求1-22或24任一项所述的DC-DC转换器。
28.根据权利要求26或27所述的电子装置，其中所述装置是下列之一：
便携式计算装置；
个人媒体播放器；
移动通信装置；以及
游戏控制台。
29.根据权利要求28所述的电子装置，其中所述便携式计算装置包括膝上型计算机和个人数字助理。
30.根据权利要求28所述的电子装置，其中所述个人媒体播放器包括MP3播放器和便携式电视机。
31.根据权利要求28所述的电子装置，其中所述移动通信装置包括移动电话和导航设备。
CN201080042112.3A 2009-07-22 2010-07-20 Dc-dc转换器以及控制该dc-dc转换器的方法 Active CN102714462B (zh)

Applications Claiming Priority (9)

Application Number Priority Date Filing Date Title
GB0912745.7 2009-07-22
GBGB0912745.7A GB0912745D0 (en) 2009-07-22 2009-07-22 Improvements relating to DC-DC converters
US22800209P 2009-07-23 2009-07-23
US61/228,002 2009-07-23
GB0918784.0 2009-10-27
GB0918784.0A GB2472111B (en) 2009-07-22 2009-10-27 Improvements relating to DC-DC converters
US26164209P 2009-11-16 2009-11-16
US61/261,642 2009-11-16
PCT/GB2010/051190 WO2011010143A2 (en) 2009-07-22 2010-07-20 Improvements relating to dc-dc converters

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102714462A CN102714462A (zh) 2012-10-03
CN102714462B true CN102714462B (zh) 2015-12-02

Family

ID=41058366

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201080042110.4A Active CN102498653B (zh) 2009-07-22 2010-07-20 转换器、用于其的方法及包括其的集成电路和电子装置
CN201080042112.3A Active CN102714462B (zh) 2009-07-22 2010-07-20 Dc-dc转换器以及控制该dc-dc转换器的方法

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201080042110.4A Active CN102498653B (zh) 2009-07-22 2010-07-20 转换器、用于其的方法及包括其的集成电路和电子装置

Country Status (7)

Country Link
US (6) US8638155B2 (zh)
EP (1) EP2457317B1 (zh)
KR (1) KR101713359B1 (zh)
CN (2) CN102498653B (zh)
GB (10) GB0912745D0 (zh)
TW (1) TWI491157B (zh)
WO (5) WO2011010141A2 (zh)

Families Citing this family (370)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101471602B (zh) * 2007-12-29 2012-11-07 比亚迪股份有限公司 双向直流电源电路
US8854019B1 (en) 2008-09-25 2014-10-07 Rf Micro Devices, Inc. Hybrid DC/DC power converter with charge-pump and buck converter
US9253843B2 (en) 2008-12-12 2016-02-02 02Micro Inc Driving circuit with dimming controller for driving light sources
CN102014540B (zh) * 2010-03-04 2011-12-28 凹凸电子（武汉）有限公司 驱动电路及控制光源的电力的控制器
US9030122B2 (en) 2008-12-12 2015-05-12 O2Micro, Inc. Circuits and methods for driving LED light sources
US8508150B2 (en) * 2008-12-12 2013-08-13 O2Micro, Inc. Controllers, systems and methods for controlling dimming of light sources
US9386653B2 (en) 2008-12-12 2016-07-05 O2Micro Inc Circuits and methods for driving light sources
US9232591B2 (en) 2008-12-12 2016-01-05 O2Micro Inc. Circuits and methods for driving light sources
US8378588B2 (en) 2008-12-12 2013-02-19 O2Micro Inc Circuits and methods for driving light sources
US9166471B1 (en) 2009-03-13 2015-10-20 Rf Micro Devices, Inc. 3D frequency dithering for DC-to-DC converters used in multi-mode cellular transmitters
US8378654B2 (en) * 2009-04-01 2013-02-19 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Voltage regulator with high accuracy and high power supply rejection ratio
US8315576B2 (en) 2009-05-05 2012-11-20 Rf Micro Devices, Inc. Capacitive compensation of cascaded directional couplers
US9112452B1 (en) 2009-07-14 2015-08-18 Rf Micro Devices, Inc. High-efficiency power supply for a modulated load
GB2473598B (en) * 2009-07-30 2013-03-06 Pulse Electronics Avionics Ltd Transient differential switching regulator
TW201117543A (en) * 2009-11-06 2011-05-16 Green Solution Tech Co Ltd Power supply converter
US8548398B2 (en) 2010-02-01 2013-10-01 Rf Micro Devices, Inc. Envelope power supply calibration of a multi-mode radio frequency power amplifier
US8638079B2 (en) * 2010-02-27 2014-01-28 Infineon Technologies Ag Pulse modulation control in a DC-DC converter circuit
US8698419B2 (en) 2010-03-04 2014-04-15 O2Micro, Inc. Circuits and methods for driving light sources
CN103391006A (zh) 2012-05-11 2013-11-13 凹凸电子（武汉）有限公司 光源驱动电路、控制电力转换器的控制器及方法
DE102010013353A1 (de) * 2010-03-30 2011-10-06 Texas Instruments Deutschland Gmbh Schaltwandler-Steuerschaltung
US9099961B2 (en) 2010-04-19 2015-08-04 Rf Micro Devices, Inc. Output impedance compensation of a pseudo-envelope follower power management system
US8981848B2 (en) 2010-04-19 2015-03-17 Rf Micro Devices, Inc. Programmable delay circuitry
US8538355B2 (en) 2010-04-19 2013-09-17 Rf Micro Devices, Inc. Quadrature power amplifier architecture
US9431974B2 (en) 2010-04-19 2016-08-30 Qorvo Us, Inc. Pseudo-envelope following feedback delay compensation
EP3376667B1 (en) 2010-04-19 2021-07-28 Qorvo US, Inc. Pseudo-envelope following power management system
US9900204B2 (en) 2010-04-20 2018-02-20 Qorvo Us, Inc. Multiple functional equivalence digital communications interface
US8731498B2 (en) 2010-04-20 2014-05-20 Rf Micro Devices, Inc. Temperature correcting an envelope power supply signal for RF PA circuitry
US8706063B2 (en) 2010-04-20 2014-04-22 Rf Micro Devices, Inc. PA envelope power supply undershoot compensation
US8989685B2 (en) 2010-04-20 2015-03-24 Rf Micro Devices, Inc. Look-up table based configuration of multi-mode multi-band radio frequency power amplifier circuitry
US9030256B2 (en) 2010-04-20 2015-05-12 Rf Micro Devices, Inc. Overlay class F choke
US9214865B2 (en) 2010-04-20 2015-12-15 Rf Micro Devices, Inc. Voltage compatible charge pump buck and buck power supplies
US8699973B2 (en) 2010-04-20 2014-04-15 Rf Micro Devices, Inc. PA bias power supply efficiency optimization
US8559898B2 (en) 2010-04-20 2013-10-15 Rf Micro Devices, Inc. Embedded RF PA temperature compensating bias transistor
US9008597B2 (en) 2010-04-20 2015-04-14 Rf Micro Devices, Inc. Direct current (DC)-DC converter having a multi-stage output filter
US8712349B2 (en) 2010-04-20 2014-04-29 Rf Micro Devices, Inc. Selecting a converter operating mode of a PA envelope power supply
US8942651B2 (en) 2010-04-20 2015-01-27 Rf Micro Devices, Inc. Cascaded converged power amplifier
US8571492B2 (en) 2010-04-20 2013-10-29 Rf Micro Devices, Inc. DC-DC converter current sensing
US8983410B2 (en) 2010-04-20 2015-03-17 Rf Micro Devices, Inc. Configurable 2-wire/3-wire serial communications interface
US8958763B2 (en) 2010-04-20 2015-02-17 Rf Micro Devices, Inc. PA bias power supply undershoot compensation
US8892063B2 (en) 2010-04-20 2014-11-18 Rf Micro Devices, Inc. Linear mode and non-linear mode quadrature PA circuitry
US9048787B2 (en) 2010-04-20 2015-06-02 Rf Micro Devices, Inc. Combined RF detector and RF attenuator with concurrent outputs
US9362825B2 (en) 2010-04-20 2016-06-07 Rf Micro Devices, Inc. Look-up table based configuration of a DC-DC converter
US8811921B2 (en) 2010-04-20 2014-08-19 Rf Micro Devices, Inc. Independent PA biasing of a driver stage and a final stage
US9553550B2 (en) 2010-04-20 2017-01-24 Qorvo Us, Inc. Multiband RF switch ground isolation
US8565694B2 (en) 2010-04-20 2013-10-22 Rf Micro Devices, Inc. Split current current digital-to-analog converter (IDAC) for dynamic device switching (DDS) of an RF PA stage
US8913971B2 (en) 2010-04-20 2014-12-16 Rf Micro Devices, Inc. Selecting PA bias levels of RF PA circuitry during a multislot burst
US8515361B2 (en) 2010-04-20 2013-08-20 Rf Micro Devices, Inc. Frequency correction of a programmable frequency oscillator by propagation delay compensation
US8542061B2 (en) 2010-04-20 2013-09-24 Rf Micro Devices, Inc. Charge pump based power amplifier envelope power supply and bias power supply
US9577590B2 (en) 2010-04-20 2017-02-21 Qorvo Us, Inc. Dual inductive element charge pump buck and buck power supplies
US8811920B2 (en) 2010-04-20 2014-08-19 Rf Micro Devices, Inc. DC-DC converter semiconductor die structure
US9077405B2 (en) 2010-04-20 2015-07-07 Rf Micro Devices, Inc. High efficiency path based power amplifier circuitry
US8983407B2 (en) 2010-04-20 2015-03-17 Rf Micro Devices, Inc. Selectable PA bias temperature compensation circuitry
US8831544B2 (en) 2010-04-20 2014-09-09 Rf Micro Devices, Inc. Dynamic device switching (DDS) of an in-phase RF PA stage and a quadrature-phase RF PA stage
US8913967B2 (en) * 2010-04-20 2014-12-16 Rf Micro Devices, Inc. Feedback based buck timing of a direct current (DC)-DC converter
US8942650B2 (en) 2010-04-20 2015-01-27 Rf Micro Devices, Inc. RF PA linearity requirements based converter operating mode selection
US9214900B2 (en) 2010-04-20 2015-12-15 Rf Micro Devices, Inc. Interference reduction between RF communications bands
US8842399B2 (en) 2010-04-20 2014-09-23 Rf Micro Devices, Inc. ESD protection of an RF PA semiconductor die using a PA controller semiconductor die
US9184701B2 (en) 2010-04-20 2015-11-10 Rf Micro Devices, Inc. Snubber for a direct current (DC)-DC converter
US8947157B2 (en) 2010-04-20 2015-02-03 Rf Micro Devices, Inc. Voltage multiplier charge pump buck
JP5406145B2 (ja) * 2010-08-31 2014-02-05 日立オートモティブシステムズ株式会社 電流制御用半導体素子、およびそれを用いた制御装置
WO2012047738A1 (en) 2010-09-29 2012-04-12 Rf Micro Devices, Inc. SINGLE μC-BUCKBOOST CONVERTER WITH MULTIPLE REGULATED SUPPLY OUTPUTS
JP2012080670A (ja) * 2010-10-01 2012-04-19 Elpida Memory Inc スイッチングレギュレータ
EP2639099A4 (en) * 2010-11-10 2014-08-13 Toyota Motor Co Ltd POWER SUPPLY SYSTEM FOR AN ELECTRIC VEHICLE, CONTROL PROCESS AND ELECTRIC VEHICLE
US9075673B2 (en) 2010-11-16 2015-07-07 Rf Micro Devices, Inc. Digital fast dB to gain multiplier for envelope tracking systems
US9553501B2 (en) 2010-12-08 2017-01-24 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. System and method providing over current protection based on duty cycle information for power converter
US8680821B2 (en) * 2010-12-22 2014-03-25 Intel Corporation Load adaptive voltage regulator
US8922183B2 (en) * 2010-12-29 2014-12-30 Microchip Technology Incorporated Adaptive integrated analog control system compensation
EP2673880B1 (en) 2011-02-07 2017-09-06 Qorvo US, Inc. Group delay calibration method for power amplifier envelope tracking
US8975885B2 (en) * 2011-02-18 2015-03-10 Intersil Americas Inc. System and method for improving regulation accuracy of switch mode regulator during DCM
WO2012113015A1 (en) * 2011-02-22 2012-08-30 Redarc Technologies Pty Ltd Synchronous dc-dc conversion
US9209695B2 (en) * 2011-04-20 2015-12-08 Renesas Electronics Corporation DC-DC converter and control method for the same
JP5708202B2 (ja) * 2011-04-25 2015-04-30 富士電機株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法およびｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路
US9379667B2 (en) 2011-05-05 2016-06-28 Rf Micro Devices, Inc. Multiple power supply input parallel amplifier based envelope tracking
US9246460B2 (en) 2011-05-05 2016-01-26 Rf Micro Devices, Inc. Power management architecture for modulated and constant supply operation
US9247496B2 (en) 2011-05-05 2016-01-26 Rf Micro Devices, Inc. Power loop control based envelope tracking
US9178627B2 (en) 2011-05-31 2015-11-03 Rf Micro Devices, Inc. Rugged IQ receiver based RF gain measurements
US9019011B2 (en) 2011-06-01 2015-04-28 Rf Micro Devices, Inc. Method of power amplifier calibration for an envelope tracking system
US8760228B2 (en) 2011-06-24 2014-06-24 Rf Micro Devices, Inc. Differential power management and power amplifier architecture
US10117036B2 (en) * 2011-07-15 2018-10-30 Mediatek Inc. Calibration method and calibration module thereof for vibration device
US8952710B2 (en) 2011-07-15 2015-02-10 Rf Micro Devices, Inc. Pulsed behavior modeling with steady state average conditions
US8792840B2 (en) 2011-07-15 2014-07-29 Rf Micro Devices, Inc. Modified switching ripple for envelope tracking system
US9263996B2 (en) 2011-07-20 2016-02-16 Rf Micro Devices, Inc. Quasi iso-gain supply voltage function for envelope tracking systems
US8786269B2 (en) * 2011-08-10 2014-07-22 Eta Semiconductor Inc. Constant frequency synthetic ripple power converter
CN103858338B (zh) 2011-09-02 2016-09-07 射频小型装置公司 用于包络跟踪的分离vcc和共同vcc功率管理架构
US8901899B1 (en) * 2011-09-12 2014-12-02 Maxim Integrated Products, Inc. DC to DC converter control systems and methods
US9712046B2 (en) * 2011-09-12 2017-07-18 Infineon Technologies Ag Dead-time optimization of DC-DC converters
US20130083579A1 (en) * 2011-09-29 2013-04-04 Power Integrations, Inc. Pre-biased sampling filter
US9093906B2 (en) * 2011-09-29 2015-07-28 Power Integrations, Inc. Protection for inadvertent missing feedback voltage signal
US8957728B2 (en) 2011-10-06 2015-02-17 Rf Micro Devices, Inc. Combined filter and transconductance amplifier
DE102011115503A1 (de) * 2011-10-11 2013-04-11 Astrium Gmbh Messung des Ausgangstroms einer Verstärkerschaltung
WO2013063364A1 (en) 2011-10-26 2013-05-02 Rf Micro Devices, Inc. Average frequency control of switcher for envelope tracking
CN103959189B (zh) 2011-10-26 2015-12-23 射频小型装置公司 基于电感的并行放大器相位补偿
US9024688B2 (en) 2011-10-26 2015-05-05 Rf Micro Devices, Inc. Dual parallel amplifier based DC-DC converter
US9484797B2 (en) 2011-10-26 2016-11-01 Qorvo Us, Inc. RF switching converter with ripple correction
JP5865028B2 (ja) * 2011-11-17 2016-02-17 ルネサスエレクトロニクス株式会社 Ｄｃーｄｃコンバータ
US9515621B2 (en) 2011-11-30 2016-12-06 Qorvo Us, Inc. Multimode RF amplifier system
US9250643B2 (en) 2011-11-30 2016-02-02 Rf Micro Devices, Inc. Using a switching signal delay to reduce noise from a switching power supply
US8975959B2 (en) 2011-11-30 2015-03-10 Rf Micro Devices, Inc. Monotonic conversion of RF power amplifier calibration data
US8947161B2 (en) 2011-12-01 2015-02-03 Rf Micro Devices, Inc. Linear amplifier power supply modulation for envelope tracking
US9256234B2 (en) 2011-12-01 2016-02-09 Rf Micro Devices, Inc. Voltage offset loop for a switching controller
US9041365B2 (en) 2011-12-01 2015-05-26 Rf Micro Devices, Inc. Multiple mode RF power converter
US9280163B2 (en) 2011-12-01 2016-03-08 Rf Micro Devices, Inc. Average power tracking controller
US20130141058A1 (en) * 2011-12-02 2013-06-06 Microchip Technology Incorporated Integrated circuit device with integrated voltage controller
US9494962B2 (en) 2011-12-02 2016-11-15 Rf Micro Devices, Inc. Phase reconfigurable switching power supply
KR101234669B1 (ko) * 2011-12-08 2013-02-19 현대자동차주식회사 친환경 차량용 ｄｃ-ｄｃ컨버터의 전류 보상방법
US9813036B2 (en) 2011-12-16 2017-11-07 Qorvo Us, Inc. Dynamic loadline power amplifier with baseband linearization
KR101874406B1 (ko) 2011-12-19 2018-07-05 삼성전자주식회사 펄스 스키핑 모드를 갖는 벅 컨버터 및 그것의 제어 방법
US8618834B2 (en) * 2011-12-21 2013-12-31 Ati Technologies Ulc Method and apparatus for configuring an integrated circuit
US9298198B2 (en) 2011-12-28 2016-03-29 Rf Micro Devices, Inc. Noise reduction for envelope tracking
CN103187854B (zh) * 2011-12-31 2016-01-20 意法半导体研发(深圳)有限公司 用于控制电源转换器中的dcm-ccm振荡的系统和方法
US9065505B2 (en) 2012-01-31 2015-06-23 Rf Micro Devices, Inc. Optimal switching frequency for envelope tracking power supply
JP5942455B2 (ja) * 2012-02-09 2016-06-29 株式会社ソシオネクスト スイッチングレギュレータ
US8686702B2 (en) * 2012-02-15 2014-04-01 Linear Technology Corporation Negative slope compensation for current mode switching power supply
CN103326568A (zh) * 2012-03-19 2013-09-25 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 电源控制电路及使用该电源控制电路的环路测试装置
US9013165B2 (en) * 2012-03-23 2015-04-21 Micrel, Inc. Switching regulator including a configurable multi-mode PWM controller implementing multiple control schemes
CN102624254B (zh) * 2012-03-26 2014-06-18 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种具有改进的负载调节的恒压恒流控制电路及其控制方法
US9134743B2 (en) 2012-04-30 2015-09-15 Infineon Technologies Austria Ag Low-dropout voltage regulator
US9076577B2 (en) * 2012-05-18 2015-07-07 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Resistor arrangement and method of use
US9483065B2 (en) * 2012-05-23 2016-11-01 Texas Instruments Incorporated Power regulation with load detection
US9184657B2 (en) 2012-06-07 2015-11-10 Hamilton Sundstrand Space Systems International, Inc. DC current sensing utilizing a current transformer
TW201351861A (zh) * 2012-06-08 2013-12-16 Novatek Microelectronics Corp 控制電源轉換裝置的方法及其相關電路
US8981839B2 (en) 2012-06-11 2015-03-17 Rf Micro Devices, Inc. Power source multiplexer
CN103516200A (zh) * 2012-06-26 2014-01-15 深圳市力生美半导体器件有限公司 降压型电源电路及零磁通高压开关的控制方法
US20140084884A1 (en) * 2012-07-06 2014-03-27 Jong J. Lee Lc switching regulators
WO2014018861A1 (en) * 2012-07-26 2014-01-30 Rf Micro Devices, Inc. Programmable rf notch filter for envelope tracking
US9641066B2 (en) * 2012-07-31 2017-05-02 Texas Instruments Incorporated Switching regulator circuit/process counting clock cycles after regulator comparator change
US8878509B2 (en) 2012-08-17 2014-11-04 St-Ericsson Sa Current-mode controller for step-down (buck) converter
CN102832810B (zh) * 2012-08-30 2015-04-08 成都芯源系统有限公司 自举电压刷新控制电路、电压转换电路及相关控制方法
EP2704301B1 (en) * 2012-08-31 2016-07-27 Stichting IMEC Nederland DC-DC converter and control method thereof
US9170592B2 (en) * 2012-09-05 2015-10-27 Atmel Corporation Fully integrated voltage regulator using open loop digital control for optimum power stepping and slew rate
US9225231B2 (en) 2012-09-14 2015-12-29 Rf Micro Devices, Inc. Open loop ripple cancellation circuit in a DC-DC converter
TWI457741B (zh) * 2012-09-18 2014-10-21 Upi Semiconductor Corp 直流對直流控制器
EP2717062B1 (en) * 2012-10-05 2016-04-27 Dialog Semiconductor GmbH Artificial ramp generating in PWM modulator for current control mode
US9197256B2 (en) 2012-10-08 2015-11-24 Rf Micro Devices, Inc. Reducing effects of RF mixer-based artifact using pre-distortion of an envelope power supply signal
WO2014062902A1 (en) 2012-10-18 2014-04-24 Rf Micro Devices, Inc Transitioning from envelope tracking to average power tracking
US9627975B2 (en) 2012-11-16 2017-04-18 Qorvo Us, Inc. Modulated power supply system and method with automatic transition between buck and boost modes
EP2736156B9 (en) * 2012-11-27 2021-07-07 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Voltage polarity detection for DCM/CCM boundary detection in DC/DC converters
JP2014112988A (ja) * 2012-12-05 2014-06-19 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源装置
CN102957303B (zh) * 2012-12-10 2015-01-07 成都芯源系统有限公司 一种控制电路、开关变换器及其控制方法
TWI462453B (zh) * 2012-12-20 2014-11-21 Upi Semiconductor Corp 直流轉直流控制器及其控制方法
US9300252B2 (en) 2013-01-24 2016-03-29 Rf Micro Devices, Inc. Communications based adjustments of a parallel amplifier power supply
US9442503B2 (en) 2013-01-28 2016-09-13 Qualcomm Incorporated Negative current sense feedback for reverse boost mode
US10404165B2 (en) * 2013-01-29 2019-09-03 Semtech Corporation Adaptive switching frequency adjustment for a power supply
US9285812B2 (en) 2013-02-01 2016-03-15 Allegro Microsystems, Llc Soft start circuits and techniques
US9178472B2 (en) 2013-02-08 2015-11-03 Rf Micro Devices, Inc. Bi-directional power supply signal based linear amplifier
US9048734B2 (en) * 2013-03-01 2015-06-02 Analog Devices Global Negative current protection system for low side switching converter FET
US8941368B2 (en) * 2013-03-07 2015-01-27 Analog Devices Technology Skip mode method and system for a current mode switching converter
US9182766B2 (en) 2013-03-11 2015-11-10 Qualcomm Incorporated Switching voltage regulator
US9866117B2 (en) * 2013-03-11 2018-01-09 Cree, Inc. Power supply with adaptive-controlled output voltage
US9425687B2 (en) 2013-03-11 2016-08-23 Cree, Inc. Methods of operating switched mode power supply circuits using adaptive filtering and related controller circuits
US9081403B1 (en) * 2013-03-13 2015-07-14 Maxim Integrated Products, Inc. Optimal compensating ramp generator for fixed frequency current mode DC-DC converters
US9385587B2 (en) 2013-03-14 2016-07-05 Sandisk Technologies Llc Controlled start-up of a linear voltage regulator where input supply voltage is higher than device operational voltage
WO2014152876A1 (en) 2013-03-14 2014-09-25 Rf Micro Devices, Inc Noise conversion gain limited rf power amplifier
WO2014152903A2 (en) 2013-03-14 2014-09-25 Rf Micro Devices, Inc Envelope tracking power supply voltage dynamic range reduction
US20140266103A1 (en) * 2013-03-15 2014-09-18 Qualcomm Incorporated Digitally assisted regulation for an integrated capless low-dropout (ldo) voltage regulator
US9444338B1 (en) * 2013-03-15 2016-09-13 Maxim Integrated Products, Inc. Systems and methods to calibrate switching regulators
TWI483519B (zh) * 2013-03-29 2015-05-01 Richtek Technology Corp 動態調整電源轉換電路中的功率開關截止時間的控制電路
TWI501546B (zh) * 2013-03-29 2015-09-21 Anpec Electronics Corp 輸出級電路及其過電流保護方法與音頻放大系統
US11159009B2 (en) * 2013-04-01 2021-10-26 Qualcomm Incorporated Voltage regulator over-current protection
US9479118B2 (en) 2013-04-16 2016-10-25 Rf Micro Devices, Inc. Dual instantaneous envelope tracking
TWI462442B (zh) * 2013-04-26 2014-11-21 Richtek Technology Corp 電源轉換電路的控制電路及相關的控制方法
US9270180B2 (en) * 2013-05-03 2016-02-23 Texas Instruments Deutschland Gmbh DC-DC converter with adaptive minimum on-time
US9136763B2 (en) * 2013-06-18 2015-09-15 Intersil Americas LLC Audio frequency deadband system and method for switch mode regulators operating in discontinuous conduction mode
CN103401424B (zh) 2013-07-19 2014-12-17 昂宝电子（上海）有限公司 用于调整电源变换系统的输出电流的系统和方法
US9912238B1 (en) * 2013-07-26 2018-03-06 Cirrus Logic, Inc. Determination of inductor current during reverse current in a boost converter
TWI496402B (zh) * 2013-07-29 2015-08-11 Anpec Electronics Corp 電流式降壓轉換器及使用其之電子系統
US9374005B2 (en) 2013-08-13 2016-06-21 Rf Micro Devices, Inc. Expanded range DC-DC converter
US9209703B2 (en) * 2013-08-14 2015-12-08 Stmicroelectronics S.R.L. Control device for a rectifier of a switching converter
US9229066B2 (en) 2013-08-15 2016-01-05 Texas Instruments Incorporated Integrated fluxgate magnetic sensor and excitation circuitry
JP6209022B2 (ja) * 2013-08-27 2017-10-04 リコー電子デバイス株式会社 スイッチングレギュレータ
EP2851762B1 (en) 2013-09-24 2017-12-06 STMicroelectronics International N.V. Feedback network for low-drop-out generator
US20160241147A1 (en) * 2013-09-30 2016-08-18 Zentrum Mikroelektronik Dresden Ag Compensation free modulation for power converters
EP2869447A1 (en) * 2013-10-31 2015-05-06 Dialog Semiconductor GmbH Continuous comparator with improved calibration
US9577517B2 (en) * 2013-11-07 2017-02-21 Texas Instruments Deutschland Gmbh Startup clamp circuit for non-complimentary differential pair in DCDC converter system
US10020739B2 (en) * 2014-03-27 2018-07-10 Altera Corporation Integrated current replicator and method of operating the same
US10014771B2 (en) * 2013-12-06 2018-07-03 Astec International Limited Switching shunt regulator circuits
CN103683908B (zh) * 2013-12-19 2015-11-25 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 开关电源控制电路、开关电源及其控制方法
EP3087527B1 (en) * 2013-12-27 2019-08-07 McAfee, LLC System and method of detecting malicious multimedia files
US9665111B2 (en) * 2014-01-29 2017-05-30 Semiconductor Components Industries, Llc Low dropout voltage regulator and method
US9531253B2 (en) 2014-01-30 2016-12-27 Silicon Laboratories Inc. Soft-start for isolated power converter
US9531284B2 (en) * 2014-01-30 2016-12-27 Silicon Laboratories Inc. Pseudo-constant frequency control for voltage converter
US9941798B2 (en) * 2014-02-14 2018-04-10 Infineon Technologies Austria Ag Switched-mode power conversion
CN103944385B (zh) * 2014-03-24 2016-06-01 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种超低静态功耗的控制电路、控制方法及开关型调节器
JP2017509305A (ja) * 2014-03-25 2017-03-30 アイディーティー・ヨーロッパ・ゲゼルシャフト・ミト・ベシュレンクテル・ハフツング ダイナミック電圧スケーリングを有する電力変換装置
US20150278681A1 (en) * 2014-04-01 2015-10-01 Boise State University Memory controlled circuit system and apparatus
US9214862B2 (en) * 2014-04-17 2015-12-15 Philips International, B.V. Systems and methods for valley switching in a switching power converter
CN103956905B (zh) 2014-04-18 2018-09-18 昂宝电子（上海）有限公司 用于调节电源变换系统的输出电流的系统和方法
US9584005B2 (en) 2014-04-18 2017-02-28 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating output currents of power conversion systems
CN104022648B (zh) * 2014-04-23 2017-01-11 成都芯源系统有限公司 开关变换器及其控制电路和控制方法
DE102014208066A1 (de) * 2014-04-29 2015-10-29 Continental Teves Ag & Co. Ohg Verfahren zur Stromregelung einer induktiven Last
US10348200B2 (en) * 2014-06-02 2019-07-09 Intel Corporation Digital current sensor for on-die switching voltage regulator
EP2953248A1 (en) * 2014-06-06 2015-12-09 Dialog Semiconductor GmbH Method for a current mode buck-boost converter
EP2952914A1 (en) 2014-06-06 2015-12-09 Dialog Semiconductor GmbH Output current monitoring circuit
US9515553B2 (en) 2014-06-16 2016-12-06 Endura Technologies LLC Transient power control
US9535119B2 (en) * 2014-06-30 2017-01-03 Intel Corporation Duty cycle based timing margining for I/O AC timing
US9614476B2 (en) 2014-07-01 2017-04-04 Qorvo Us, Inc. Group delay calibration of RF envelope tracking
CN104113196B (zh) * 2014-07-04 2016-10-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 辅助启动方法及辅助启动电路及应用其的降压变换器
US10003265B2 (en) * 2014-07-28 2018-06-19 Rohm Co., Ltd. Switching power supply device
US9356577B2 (en) * 2014-08-12 2016-05-31 Freescale Semiconductor, Inc. Memory interface receivers having pulsed control of input signal attenuation networks
JP6368196B2 (ja) * 2014-08-28 2018-08-01 ローム株式会社 降圧ｄｃ／ｄｃコンバータおよびそのコントロールｉｃ、オフィス用通信機器、電動自転車
JP2016054621A (ja) * 2014-09-04 2016-04-14 株式会社東芝 コントローラ及びコンバータ
CN104218646B (zh) * 2014-09-17 2016-03-09 南通钰泰电子科技有限公司 一种移动电源充电电路
US9748843B2 (en) * 2014-09-24 2017-08-29 Linear Technology Corporation DCR inductor current-sensing in four-switch buck-boost converters
TWI549409B (zh) * 2014-10-03 2016-09-11 立錡科技股份有限公司 電壓轉換控制器以及電壓轉換控制方法
US20160099643A1 (en) * 2014-10-06 2016-04-07 Texas Instruments Incorporated Configurable Power Supply Circuit with External Resistance Detection
US9471077B2 (en) 2014-10-30 2016-10-18 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Method to pre-set a compensation capacitor voltage
CA2965437C (en) * 2014-11-04 2022-06-21 Synaptive Medical (Barbados) Inc. Mri guided radiation therapy
JP6426444B2 (ja) * 2014-11-18 2018-11-21 ローム株式会社 スイッチング電源装置
US9467052B2 (en) * 2014-12-23 2016-10-11 Dell Products, L.P. Adaptive control scheme of voltage regulator for light and sinking load operation
US9819722B2 (en) 2014-12-23 2017-11-14 Dell Products, L.P. System and method for controlling an information handling system in response to environmental events
US9871444B2 (en) * 2014-12-24 2018-01-16 Texas Instruments Incorporated Integrated circuit with configurable control and power switches
CN104660022B (zh) 2015-02-02 2017-06-13 昂宝电子（上海）有限公司 为电源变换器提供过流保护的系统和方法
CN104578326B (zh) * 2015-02-06 2017-09-15 南京矽力杰半导体技术有限公司 控制电路、集成电路、开关型变换器和恒流控制方法
US9685868B2 (en) * 2015-02-10 2017-06-20 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Synchronous rectifier for buck converter without the need for a comparator
PL236355B1 (pl) 2015-04-02 2021-01-11 Celon Pharma Spolka Akcyjna Pochodne 7-(morfolin-4-ylo)pirazolo[1,5-α]pirymidyny jako inhibitory kinazy PI3
US9935553B2 (en) * 2015-04-17 2018-04-03 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Control scheme for hysteretic buck controller with inductor coil current estimation
US11092656B2 (en) 2015-05-12 2021-08-17 Texas Instruments Incorporated Fluxgate magnetic field detection method and circuit
WO2016182206A2 (ko) * 2015-05-13 2016-11-17 주식회사 실리콘웍스 조명 장치 및 그의 구동 회로
US10903745B1 (en) * 2015-05-14 2021-01-26 Maxim Integrated Products, Inc. Average current mode control architecture
US10270334B2 (en) 2015-05-15 2019-04-23 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for output current regulation in power conversion systems
CN104853493B (zh) 2015-05-15 2017-12-08 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源转换系统中的输出电流调节的系统和方法
US9742289B2 (en) * 2015-06-23 2017-08-22 Sanken Electric Co., Ltd. Integrated circuit and switching power-supply device
US9450492B1 (en) * 2015-06-24 2016-09-20 Infineon Technologies Ag System and method for controlling a duty cycle of a switched-mode power supply
JP6558977B2 (ja) * 2015-06-24 2019-08-14 ローム株式会社 スイッチング電源装置
US9912297B2 (en) 2015-07-01 2018-03-06 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power converter circuitry
US9948240B2 (en) 2015-07-01 2018-04-17 Qorvo Us, Inc. Dual-output asynchronous power converter circuitry
CN105226943B (zh) * 2015-07-07 2018-07-31 深圳创维－Rgb电子有限公司 电源变换器及开关电源装置
US9755515B2 (en) 2015-08-04 2017-09-05 Qualcomm Incorporated Switching regulator current sensing circuits and methods
US10638587B2 (en) 2015-08-10 2020-04-28 Koninklijke Philips N.V. Device and method for processing an inductor current
US10116210B2 (en) 2015-09-04 2018-10-30 Dialog Semiconductor (Uk) Limited DAC servo
US10795391B2 (en) * 2015-09-04 2020-10-06 Texas Instruments Incorporated Voltage regulator wake-up
US10211732B2 (en) * 2015-09-15 2019-02-19 Mediatek Inc. Switched mode power supply circuit for avoiding excessive output current
KR101742760B1 (ko) * 2015-12-10 2017-06-02 연세대학교 산학협력단 직류-직류 변환기
DE102015226252B3 (de) * 2015-12-21 2017-04-06 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Schalterlose kapazitive Hochspannungserfassung
US10069439B2 (en) * 2015-12-22 2018-09-04 Renesas Electronics Corporation Power conversion system, power module, and semiconductor device with diode coupling
CN105553002B (zh) * 2015-12-24 2018-03-20 南通钰泰电子科技有限公司 一种移动电源的充放电管理方法及集成电路
US10027235B2 (en) * 2016-02-02 2018-07-17 Fairchild Semiconductor Corporation Self-tuning adaptive dead time control for continuous conduction mode and discontinuous conduction mode operation of a flyback converter
US11264902B2 (en) * 2016-03-02 2022-03-01 Analog Devices International Unlimited Company Inductor current based mode control for buck-boost converters
US10050555B2 (en) 2016-03-18 2018-08-14 Vertiv Energy Systems, Inc. Power supplies having synchronous and asynchronous modes of operation
JP6730835B2 (ja) * 2016-04-06 2020-07-29 ローム株式会社 過電流検出回路
US10211723B2 (en) * 2016-04-25 2019-02-19 Mediatek Inc. Regulator for DC-DC hybrid-mode power regulation
JP6672063B2 (ja) * 2016-04-28 2020-03-25 エイブリック株式会社 Ｄｃｄｃコンバータ
CN105846653B (zh) * 2016-04-28 2018-06-22 成都芯源系统有限公司 开关变换电路及其控制电路和方法
US9973147B2 (en) 2016-05-10 2018-05-15 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power management circuit
US10551859B2 (en) * 2016-05-17 2020-02-04 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus for overshoot, undershoot and delay reduction of a voltage regulator output by dynamically offsetting a reference voltage
US10886833B2 (en) 2016-05-24 2021-01-05 Fairchild Semiconductor Corporation Inductor current emulation for output current monitoring
KR101876027B1 (ko) * 2016-06-03 2018-07-06 현대자동차주식회사 친환경 차량의 ｌｄｃ 제어 장치 및 그 방법
US9948185B2 (en) * 2016-06-10 2018-04-17 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Fast-transient switching converter with type III compensation
US10170986B2 (en) * 2016-06-22 2019-01-01 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Hybrid buck
US10468984B2 (en) 2016-07-01 2019-11-05 Dialog Semiconductor (Uk) Limited DC-DC switching converter with adaptive voltage positioning combined with digital-to-analog converter servo
US10348286B2 (en) * 2016-07-06 2019-07-09 Delta Electronics, Inc. Waveform conversion circuit for gate driver
CN106208697B (zh) * 2016-08-08 2019-03-22 成都芯源系统有限公司 升压降压型开关功率变换器及其控制电路和控制方法
KR102669219B1 (ko) * 2016-08-16 2024-05-28 삼성전자주식회사 종단 장치로부터 제공되는 부트 업 명령어에 기초하여 부팅 동작을 수행하도록 구성되는 전자 장치
US10020732B2 (en) 2016-08-25 2018-07-10 Silanna Asia Pte Ltd Power converter having low power operating mode
US10360485B2 (en) * 2016-08-29 2019-07-23 Integrated Device Technology, Inc. Circuits and systems for low power magnetic secure transmission
CN106230249B (zh) * 2016-09-09 2018-12-14 杰华特微电子（杭州）有限公司 一种ac/dc转换电路的控制方法及控制模块
DE102016217857A1 (de) 2016-09-19 2018-03-22 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Spitzenstromservo
US20180091051A1 (en) * 2016-09-23 2018-03-29 Apple Inc. Control and Detection of Average Phase Current in Switching DC-DC Power Converters
US10236773B2 (en) * 2016-09-30 2019-03-19 Cypress Semiconductor Corporation Low quiescent current DC-to-DC converter with increased output voltage accuracy
CN106374748A (zh) * 2016-10-09 2017-02-01 昂宝电子（上海）有限公司 Buck变换器及其控制方法
DE102016221863B4 (de) * 2016-11-08 2020-02-27 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Schaltleistungsversorgung
US10164535B2 (en) * 2016-11-23 2018-12-25 Texas Instruments Incorporated Cycle-by-cycle peak current limiting in current mode buck/boost converters
DE102016123515B4 (de) * 2016-12-06 2019-02-07 Universität Paderborn Strommesseinrichtung sowie Verfahren zur Messung eines elektrischen Stromes in einem Stromleiter
US10320292B2 (en) * 2016-12-27 2019-06-11 Rohm Co., Ltd. Phase compensation circuit and DC/DC converter using the same
TWI605676B (zh) * 2017-01-26 2017-11-11 新唐科技股份有限公司 切換式電容直流對直流轉換器電路及其產生方法
US9853548B1 (en) * 2017-02-06 2017-12-26 Alpha And Omega Semiconductor Incorporated Accurate high-side current emulation with auto-conversion for smart power stage applications
US20170201170A1 (en) * 2017-03-26 2017-07-13 Ahmed Fayez Abu-Hajar Method for generating highly efficient harmonics free dc to ac inverters
US10274986B2 (en) 2017-03-31 2019-04-30 Qualcomm Incorporated Current-controlled voltage regulation
TWI720196B (zh) * 2017-05-10 2021-03-01 力智電子股份有限公司 直流對直流控制器及其控制方法
US10840806B2 (en) * 2017-05-25 2020-11-17 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Preventing sub-harmonic oscillation with clock delay compensation, in a DC-DC switching converter
US20180364285A1 (en) * 2017-06-14 2018-12-20 Anatoly Gelman Voltage regulator with time-aware current reporting
US10523119B2 (en) 2017-07-05 2019-12-31 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Compensation ramp offset removal
US10461633B2 (en) * 2017-07-07 2019-10-29 The Regents Of The University Of Colorado, A Body Corporate DC-to-DC drivers with high resolution dimming
DE102017213052B4 (de) * 2017-07-28 2019-10-31 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Leistungsumsetzer
US10367416B2 (en) 2017-08-02 2019-07-30 Motorola Solutions, Inc. Method and system for maintaining output voltage regulation of a non-synchronous switching regulator providing voltage supply to a main load
US10719110B2 (en) * 2017-08-09 2020-07-21 Apple Inc. In-system power usage measurement
AT520392B1 (de) * 2017-09-04 2020-08-15 Avl List Gmbh Energiespeicheremulator und Verfahren zur Emulation eines Energiespeichers
TWI634728B (zh) * 2017-09-08 2018-09-01 茂達電子股份有限公司 運作於脈衝省略模式的控制電路及具有其之電壓轉換器
KR102420491B1 (ko) * 2017-09-14 2022-07-13 엘지디스플레이 주식회사 전력제어집적회로와 이를 이용한 유기발광 표시장치 및 그 구동방법
CN109560699B (zh) * 2017-09-25 2023-11-03 恩智浦美国有限公司 具有过冲保护的dc-dc电力转换器
US9979285B1 (en) * 2017-10-17 2018-05-22 Crane Electronics, Inc. Radiation tolerant, analog latch peak current mode control for power converters
JP6855998B2 (ja) * 2017-10-18 2021-04-07 株式会社オートネットワーク技術研究所 車載用の半導体スイッチ装置及び車載用電源装置
US11005367B2 (en) * 2017-10-23 2021-05-11 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Boost spread-spectrum technique in pulse skip mode with fixed frequency clock reference
CN107945755B (zh) * 2017-11-21 2020-10-09 深圳市华星光电技术有限公司 脉宽调制集成电路及显示装置
JP6477845B1 (ja) * 2017-12-08 2019-03-06 ミツミ電機株式会社 電池制御回路
US10601323B2 (en) 2017-12-15 2020-03-24 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Peak current detection for compensating errors in a power converter
KR102551916B1 (ko) * 2017-12-29 2023-07-05 엘지디스플레이 주식회사 전력제어집적회로와 이를 이용한 유기 발광 표시 장치 및 그 구동방법
US10263523B1 (en) * 2018-01-25 2019-04-16 Silicon Laboratories Inc. Programmable pulse time limit for switching DC-DC converters
TWI650922B (zh) * 2018-02-07 2019-02-11 新唐科技股份有限公司 具保護電路之半橋電路驅動晶片及其保護方法
US11316423B2 (en) * 2018-02-27 2022-04-26 Siemens Aktiengesellschaft Half-bridge having power semiconductors
KR102579294B1 (ko) * 2018-03-02 2023-09-18 현대자동차주식회사 차량용 저전압 직류 변환장치 및 그 제어방법
US10476437B2 (en) 2018-03-15 2019-11-12 Qorvo Us, Inc. Multimode voltage tracker circuit
TWI654823B (zh) * 2018-04-03 2019-03-21 杰力科技股份有限公司 電壓轉換裝置
US10601226B2 (en) * 2018-04-04 2020-03-24 Bloom Energy Corporation Advanced uninterruptable power module controller and method of operating same
CN108390550B (zh) * 2018-04-18 2020-02-18 电子科技大学 一种控制导通时间的调整电路
TWI742282B (zh) * 2018-05-16 2021-10-11 力智電子股份有限公司 直流-直流轉換電路及其控制方法
CN110504821A (zh) 2018-05-17 2019-11-26 力智电子股份有限公司 直流转直流控制器
TWI692922B (zh) * 2018-05-21 2020-05-01 瑞鼎科技股份有限公司 應用於直流-直流轉換系統之緩啟動控制電路
CN108646842B (zh) * 2018-07-10 2023-04-28 成都信息工程大学 一种适用于带隙基准源的无过冲软启动电路
ES2899291T3 (es) * 2018-07-26 2022-03-10 Abb Schweiz Ag Dispositivo y método de medición de CC
CN110854802B (zh) * 2018-08-20 2022-06-28 纬联电子科技(中山)有限公司 过电流保护电路以及其方法
US10879803B2 (en) * 2018-08-28 2020-12-29 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus to provide adaptive compensation in buck converters or other switched mode power supplies
CN109194133A (zh) * 2018-09-04 2019-01-11 广州得元电力科技有限公司 电源系统
DE102018123812A1 (de) * 2018-09-26 2020-03-26 Elmos Semiconductor Aktiengesellschaft Treiber mit spannungsgesteuertem Nachladen der Bootstrap-Kapazität
DE102018123814A1 (de) * 2018-09-26 2020-03-26 Elmos Semiconductor Aktiengesellschaft Verfahren zum Betreiben eines Treibers mit einem zeitgesteuerten Nachladen der Bootstrapkapazität und Unterscheidungsmöglichkeit zwischen unzureichender Bootstrap-Kapazitätsnachladung und Kurzschlussfehlerfall
CN109067151A (zh) * 2018-09-26 2018-12-21 东莞华贝电子科技有限公司 一种驱动电压动态调整电路及驱动电压动态调整方法
DE102018123808A1 (de) * 2018-09-26 2020-03-26 Elmos Semiconductor Aktiengesellschaft Treiber mit spannungsgesteuerter Unterscheidungsmöglichkeit zwischen Bootstrap-Kapazitätsnachladung und Kurzschlussfehlerfall
CN109194326B (zh) * 2018-10-09 2023-11-03 成都铱通科技有限公司 一种提高线性稳压电源电源抑制比的电路
US10925131B2 (en) * 2018-10-19 2021-02-16 Wirepath Home Systems, Llc Predictive lighting control using load current slew rate for power switching
CN111162658A (zh) 2018-11-06 2020-05-15 恩智浦美国有限公司 电压变换器的零电流检测器
CN109950946B (zh) * 2019-01-29 2023-12-15 苏州智浦芯联电子科技股份有限公司 离线式单边稳压控制系统的跳频控制电路
US10931201B2 (en) 2019-02-04 2021-02-23 Analog Devices International Unlimited Company Dead-time supply voltage compensation
TWI686045B (zh) * 2019-02-13 2020-02-21 新唐科技股份有限公司 零電流偵測系統
US10666139B1 (en) 2019-02-27 2020-05-26 Analog Devices International Unlimited Company Switching regulator with proportional-integral (PI) control compensation network clamp
CN109905016B (zh) * 2019-03-22 2023-09-29 中国电子科技集团公司第十四研究所 一种高压功率pmosfet驱动电路
CN109980925B (zh) * 2019-04-15 2021-08-17 南京融芯微电子有限公司 谷底电流控制的dcdc转换器加快动态响应的方法
US10958168B2 (en) 2019-05-30 2021-03-23 Qualcomm Incorporated Techniques for controlling a single-inductor multiple-output (SIMO) switched-mode power supply (SMPS)
US11070132B2 (en) * 2019-06-07 2021-07-20 Analog Devices International Unlimited Company Slope compensation method for DC-DC converter
US10999905B2 (en) * 2019-06-18 2021-05-04 Semiconductor Components Industries, Llc Current control for power converter
US11050347B2 (en) * 2019-07-01 2021-06-29 Nxp Usa, Inc. Dynamic enhancement of loop response upon recovery from fault conditions
US10778099B1 (en) * 2019-07-23 2020-09-15 Texas Instruments Incorporated Boost-back protection for power converter
CN110557106B (zh) * 2019-08-14 2023-09-05 成都芯源系统有限公司 一种开关单元关断保护电路及保护方法
US10965215B2 (en) * 2019-08-15 2021-03-30 Microchip Technology Incorporated Constant on-time buck converter with calibrated ripple injection having improved light load transient response and reduced output capacitor size
US11695330B2 (en) * 2019-09-11 2023-07-04 Analog Devices International Unlimited Company Method to reduce the common-mode EMI of a full bridge converter using sampling common-mode feedback
US11223272B2 (en) * 2019-09-13 2022-01-11 Semiconductor Components Industries, Llc Uninterrupted current sense
US11563378B2 (en) * 2019-09-16 2023-01-24 Texas Instruments Incorporated Seamless DCM-PFM transition for single pulse operation in DC-DC converters
US10845833B1 (en) * 2019-10-15 2020-11-24 Texas Instruments Incorporated Method and system for buck converter current re-use for minimum switching frequency pulse-skip operation
KR20210072526A (ko) 2019-12-09 2021-06-17 삼성전자주식회사 모니터링 회로의 시험을 위한 회로 및 그것의 동작 방법
TWI728588B (zh) * 2019-12-11 2021-05-21 茂達電子股份有限公司 固定導通時間電源轉換器的電流偵測電路及方法
US11258363B2 (en) * 2019-12-12 2022-02-22 Texas Instruments Incorporated Switched mode power supply control topology
US10992231B1 (en) * 2019-12-17 2021-04-27 M3 Technology Inc. Buck-boost converter and control method
KR20210081076A (ko) 2019-12-23 2021-07-01 삼성전자주식회사 주파수 제한 회로 및 이를 포함하는 dc-dc 컨버터
CN111198590B (zh) * 2019-12-26 2022-02-18 苏州浪潮智能科技有限公司 一种服务器供电低温控制的方法及装置
CN114930701A (zh) * 2020-01-02 2022-08-19 德州仪器公司 切换转换器的可调整省电模式阈值
CN114981747B (zh) 2020-01-02 2024-02-09 德州仪器公司 电流模式dc-dc转换器
US11139738B2 (en) * 2020-01-06 2021-10-05 Shenzhen GOODIX Technology Co., Ltd. Current load based mode control for converter circuit
CN111162661B (zh) * 2020-01-14 2021-09-03 上海南芯半导体科技有限公司 一种双向开关电源的控制电路和方法
JP7399739B2 (ja) * 2020-02-19 2023-12-18 ローム株式会社 スイッチング電源装置
US11664716B2 (en) * 2020-05-19 2023-05-30 Qualcomm Incorporated Adaptive switch driving
US11323022B2 (en) 2020-05-28 2022-05-03 Nxp B.V. System for controlling inductor current of boost converter
US20210399639A1 (en) * 2020-06-15 2021-12-23 The Regents Of The University Of Michigan Cycle-by-cycle digital control of dc-dc converters
FR3113139B1 (fr) * 2020-07-30 2022-11-25 St Microelectronics Rousset Comparateur de tension
US11121713B1 (en) 2020-08-14 2021-09-14 Analog Devices, Inc. Boosted switch drivers for high-speed signal switching
US11675378B2 (en) * 2020-09-14 2023-06-13 Sony Semiconductor Solutions Corporation Low-dropout regulator architecture with undershoot mitigation
CN114189133A (zh) * 2020-09-15 2022-03-15 力智电子股份有限公司 电源转换器的控制电路
CN114597897A (zh) * 2020-12-03 2022-06-07 台达电子工业股份有限公司 电能质量补偿装置及其控制方法
EP4016829A1 (de) * 2020-12-17 2022-06-22 Siemens Aktiengesellschaft Stromrichter und verfahren zum betrieb eines stromrichters
CN112737333B (zh) * 2020-12-28 2022-04-08 航天东方红卫星有限公司 一种卫星用高转换效率的二次电源
CN114696578A (zh) 2020-12-31 2022-07-01 上海晶丰明源半导体股份有限公司 功率变换器及其控制电路
KR102399072B1 (ko) * 2021-01-12 2022-05-17 서울시립대학교 산학협력단 트랜스컨덕턴스 개선 회로, 이를 포함하는 스위치 제어 회로 및 dc-dc 컨버터
CN113037069B (zh) * 2021-03-12 2022-07-15 杰华特微电子股份有限公司 一种开关保护电路和功率变换器
US20220312568A1 (en) * 2021-03-25 2022-09-29 Semiconductor Components Industries, Llc Methods and systems of detecting faults in circuits driving average-current loads
US11627273B2 (en) * 2021-03-30 2023-04-11 Omnivision Technologies, Inc. Current steering ramp compensation scheme and digital circuit implementation
US20230031749A1 (en) * 2021-07-30 2023-02-02 Texas Instruments Incorporated Compensation slope adjustment in voltage converter
US11452184B1 (en) * 2021-09-28 2022-09-20 Stmicroelectronics S.R.L. Average current control circuit and method
US11622429B1 (en) 2021-09-28 2023-04-04 Stmicroelectronics S.R.L. QR-operated switching converter current driver
US11582843B1 (en) * 2021-09-28 2023-02-14 Stmicroelectronics S.R.L. Average current control circuit and method
US11923762B2 (en) * 2021-11-30 2024-03-05 Texas Instruments Incorporated Power converters with reduced ripple voltage
WO2023122639A1 (en) * 2021-12-23 2023-06-29 Vitesco Technologies USA, LLC Power factor correction circuit and method
CN113991990B (zh) * 2021-12-28 2022-03-08 深圳市永联科技股份有限公司 一种开关电源的调节方法及装置
US11716024B2 (en) * 2021-12-29 2023-08-01 Reed Semiconductor Corp. Deadtime control scheme for improving buck converter light load efficiency
CN114362490B (zh) * 2021-12-30 2024-05-07 杭州春来科技有限公司 四极杆电源驱动电路
CN114679040B (zh) * 2022-03-25 2024-04-26 西安电子科技大学 一种限流保护电路
US20240030811A1 (en) * 2022-07-25 2024-01-25 Shaoxing Yuanfang Semiconductor Co., Ltd. Emulating current flowing through an inductor driven by a combination of high-side switch and a low-side switch in a switching converter
US20240030799A1 (en) * 2022-07-25 2024-01-25 Elite Semiconductor Microelectronics Technology Inc. Control circuit with automatic frequency modulation for dc-dc converter
US20240036086A1 (en) * 2022-07-26 2024-02-01 Nxp Usa, Inc. Dual current sensing
CN115395775A (zh) * 2022-09-30 2022-11-25 苏州英威腾电力电子有限公司 一种斜坡补偿电路以及一种pwm调制电路
CN115562417B (zh) * 2022-10-08 2024-05-07 上海类比半导体技术有限公司 压摆率调整电路、方法及芯片
FR3141293A1 (fr) * 2022-10-20 2024-04-26 Pfeiffer Vacuum Equipement industriel électrique comprenant un accessoire déporté
CN116131606B (zh) * 2023-04-18 2023-07-25 晶艺半导体有限公司 用于开关变换器的控制电路、系统及方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101018012A (zh) * 2005-01-06 2007-08-15 晶门科技有限公司 可编程序的电感电流控制dc－dc转换器
US7372238B1 (en) * 2004-04-29 2008-05-13 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for step-down switching voltage regulation
CN101247079A (zh) * 2007-02-17 2008-08-20 精工电子有限公司 半导体装置

Family Cites Families (100)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US222688A (en) * 1879-12-16 Improvement in grain-separators
JPH02247708A (ja) * 1989-03-22 1990-10-03 Canon Inc 電源回路
JPH06121535A (ja) * 1992-10-02 1994-04-28 Toko Inc Ａｃ−ｄｃコンバータ
US5339021A (en) * 1993-02-24 1994-08-16 Analog Devices, Inc. Cascaded resistance ladder attenuator network
US5399914A (en) * 1993-10-18 1995-03-21 Allegro Microsystems, Inc. High ratio current source
US5808455A (en) * 1996-11-13 1998-09-15 Micro Linear Corporation DC-to-DC converter having hysteretic current limiting
US6268755B1 (en) * 1997-11-04 2001-07-31 Texas Instruments Incorporated MOSFET predrive circuit with independent control of the output voltage rise and fall time, with improved latch immunity
JP3779056B2 (ja) * 1998-01-30 2006-05-24 富士通株式会社 電圧発生回路、及び、ｄ／ａ変換回路
US6049300A (en) * 1998-03-11 2000-04-11 Lucent Technologies Inc. Differential resistor-string digital to analog converter
US6294947B1 (en) * 1998-05-29 2001-09-25 Agere Systems Guradian Corp. Asymmetrical current steering output driver with compact dimensions
US6154067A (en) * 1998-08-05 2000-11-28 Adaptec, Inc. Methods of and apparatus for monitoring the termination status of a SCSI bus
US6166528A (en) * 1999-11-02 2000-12-26 Fairchild Semiconductor Corporation Lossless current sensing in buck converters working with low duty cycles and high clock frequencies
TW512578B (en) * 2000-03-21 2002-12-01 Int Rectifier Corp Inductor current synthesizer for switching power supplies
US6373266B1 (en) * 2000-03-31 2002-04-16 Agere Systems Guardian Corp. Apparatus and method for determining process width variations in integrated circuits
US6433717B1 (en) * 2000-05-31 2002-08-13 Cygnal Integrated Products, Inc. D/A resistor strings with cross coupling switches
US6331768B1 (en) * 2000-06-13 2001-12-18 Xicor, Inc. High-resolution, high-precision solid-state potentiometer
US6377032B1 (en) * 2000-07-20 2002-04-23 Semtech Corporation Method and apparatus for virtual current sensing in DC-DC switched mode power supplies
US6396252B1 (en) * 2000-12-14 2002-05-28 National Semiconductor Corporation Switching DC-to-DC converter with discontinuous pulse skipping and continuous operating modes without external sense resistor
JP4104835B2 (ja) * 2001-04-25 2008-06-18 富士通株式会社 Ｄ／ａ変換回路
US6366070B1 (en) * 2001-07-12 2002-04-02 Analog Devices, Inc. Switching voltage regulator with dual modulation control scheme
US6456050B1 (en) * 2001-11-05 2002-09-24 Dan Agiman Virtual frequency-controlled switching voltage regulator
FR2835664B1 (fr) * 2002-02-04 2004-04-16 St Microelectronics Sa Procede de generation d'une rampe de tension aux bornes d'un condensateur, et dispositif electronique correspondant, en particulier pour une alimentation a decoupage d'un telephone mobile cellulaire
DE60310401T2 (de) * 2002-06-04 2007-09-20 Koninklijke Philips Electronics N.V. Gleichstrom/gleichstrom-wandler
JP3818231B2 (ja) * 2002-07-12 2006-09-06 株式会社デンソー 電源回路
TW576007B (en) * 2002-09-20 2004-02-11 Richtek Technology Corp Semi-simulating current sensing apparatus and method for switching mode DC/DC power source converter
TW588489B (en) * 2002-11-14 2004-05-21 Richtek Technology Corp Over-current protection apparatus and method of switching type regulator
US7249267B2 (en) * 2002-12-21 2007-07-24 Power-One, Inc. Method and system for communicating filter compensation coefficients for a digital power control system
US6841977B2 (en) * 2003-03-03 2005-01-11 Astec International Limited Soft-start with back bias conditions for PWM buck converter with synchronous rectifier
US20040174152A1 (en) * 2003-03-04 2004-09-09 Hwang Jeffrey H. Pulse-skipping switching power converter
JP3670653B2 (ja) * 2003-04-21 2005-07-13 株式会社東芝 Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御回路、及び、ｄｃ−ｄｃコンバータ
WO2004100614A1 (en) * 2003-05-07 2004-11-18 Koninklijke Philips Electronics N.V. Current control method and circuit for light emitting diodes
US6853174B1 (en) * 2003-08-11 2005-02-08 Micrel, Inc. Selective high-side and low-side current sensing in switching power supplies
EP1508957A1 (en) * 2003-08-22 2005-02-23 Alcatel System for controlling the energy flow in an energy conversion system
US7019507B1 (en) * 2003-11-26 2006-03-28 Linear Technology Corporation Methods and circuits for programmable current limit protection
US7030596B1 (en) * 2003-12-03 2006-04-18 Linear Technology Corporation Methods and circuits for programmable automatic burst mode control using average output current
US6982610B2 (en) * 2004-02-19 2006-01-03 Texas Instruments Incorporated Termination impedance tuning circuit
US7250746B2 (en) * 2004-03-31 2007-07-31 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Current mode switching regulator with predetermined on time
EP1587208A1 (en) * 2004-04-14 2005-10-19 Infineon Technologies AG Buck converter with low loss current measurement
US7615981B2 (en) * 2004-06-09 2009-11-10 O2Micro International Limited Boost converter with enhanced control capabilities of emulating an inductor current
JP2006050888A (ja) * 2004-07-02 2006-02-16 Rohm Co Ltd 電源装置、それを用いた電力増幅装置、携帯電話端末
US7235955B2 (en) * 2004-07-26 2007-06-26 Intersil Americas Inc. Method and apparatus for preventing boosting system bus when charging a battery
CN1790885B (zh) * 2004-08-30 2011-05-04 美国芯源系统股份有限公司 控制dc/dc开关式电压调节器中短路电流的方法和设备
JP4472490B2 (ja) * 2004-10-28 2010-06-02 パナソニック株式会社 半導体集積回路およびそのトリミング方法
US7135841B1 (en) * 2004-11-10 2006-11-14 National Semiconductor Corporation Emulated inductor current automatic correction without knowledge of actual inductor current ramp for emulated peak control mode PWM
US7211992B2 (en) * 2004-12-08 2007-05-01 Kiawe Forest Llc Adaptive digital voltage regulator with Bresenham sequence generator
US7161333B2 (en) * 2004-12-08 2007-01-09 Linear Technology Corporation System and method for determining load current in switching regulators operable in pulse skipping mode
US7109904B2 (en) * 2004-12-21 2006-09-19 Exar Corporation High speed differential resistive voltage digital-to-analog converter
JP4671275B2 (ja) * 2005-01-26 2011-04-13 ルネサスエレクトロニクス株式会社 電源制御装置、電源用電子部品及び電源装置
JP2006262646A (ja) * 2005-03-17 2006-09-28 Ricoh Co Ltd 降圧型スイッチングレギュレータ
JP4203490B2 (ja) * 2005-03-24 2009-01-07 パナソニック株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
WO2006102930A1 (en) * 2005-04-01 2006-10-05 Freescale Semiconductor, Inc. Electronic switch circuit, converter and method of operation
US7595615B2 (en) * 2005-04-05 2009-09-29 Texas Instruments Incorporated Systems and methods for providing over-current protection in a switching power supply
DE102005022337A1 (de) * 2005-05-13 2006-11-23 Texas Instruments Deutschland Gmbh Spannungsgesteuerte Stromquelle
US20060261794A1 (en) * 2005-05-17 2006-11-23 May Marcus W Method & apparatus for DC-DC regulation with improved transient function
US7400127B2 (en) * 2005-05-23 2008-07-15 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Method for regulating an output signal and circuit therefor
US7425819B2 (en) * 2005-06-16 2008-09-16 Microsemi Corporation Slope compensation circuit
JP4689377B2 (ja) * 2005-07-08 2011-05-25 ローム株式会社 降圧型スイッチングレギュレータおよびその制御回路ならびにそれを用いた電子機器
CN101356719B (zh) * 2005-08-23 2012-06-27 联发科技股份有限公司 对电压切换调节器中在控制回路间切换时的转换行为的改进
US7541857B1 (en) * 2005-12-29 2009-06-02 Altera Corporation Comparator offset cancellation assisted by PLD resources
US7283079B2 (en) * 2006-01-03 2007-10-16 Analog Devices, Inc Digital to analog converter having a single cyclic resistor string and multiple current sources
DE102006007477B4 (de) * 2006-02-17 2012-02-16 Infineon Technologies Ag Signalverarbeitungseinrichtung mit einem Verzögerungskompensator
TWI310124B (en) * 2006-04-24 2009-05-21 Ind Tech Res Inst Power supply apparatus
WO2007127463A2 (en) * 2006-04-27 2007-11-08 Aivaka Startup for dc/dc converters
US7733671B2 (en) * 2006-06-23 2010-06-08 Mediatek Inc. Switching regulators
US7498791B2 (en) * 2006-07-13 2009-03-03 Global Mixed-Mode Technology Inc. Reverse current preventing circuit and method
US7990120B2 (en) * 2006-08-04 2011-08-02 Linear Technology Corporation Circuits and methods for adjustable peak inductor current and hysteresis for burst mode in switching regulators
JP4045292B1 (ja) * 2006-08-10 2008-02-13 株式会社リコー 同期整流型スイッチングレギュレータ、同期整流型スイッチングレギュレータの制御回路及び同期整流型スイッチングレギュレータの動作制御方法
US7471072B2 (en) * 2006-10-16 2008-12-30 Semtech Corporation Switched mode power supply having variable minimum switching frequency
JP2008172905A (ja) * 2007-01-11 2008-07-24 Ricoh Co Ltd 半導体装置
JP4902390B2 (ja) * 2007-02-17 2012-03-21 セイコーインスツル株式会社 カレント検出回路及び電流モード型スイッチングレギュレータ
US20080224677A1 (en) * 2007-03-13 2008-09-18 International Rectifier Corporation Dead time trimming in a co-package device
TW200840190A (en) * 2007-03-26 2008-10-01 Richtek Techohnology Corp Circuit and method for soft start of a switch-mode voltage converter
TW200841565A (en) * 2007-04-04 2008-10-16 Richtek Techohnology Corp Device for detecting zero current applied in switching regulator and method thereof
US7598715B1 (en) * 2007-04-04 2009-10-06 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for reverse current correction for a switching regulator
GB2448741A (en) * 2007-04-26 2008-10-29 Cambridge Semiconductor Ltd Current sensing and overload protection of a switch mode power converter
GB0710155D0 (en) * 2007-05-26 2007-07-04 Bamford Excavators Ltd Working machine
US7812585B2 (en) * 2007-05-29 2010-10-12 Linear Technology Corporation Advanced current-mode control for switched regulators
US7683594B2 (en) * 2007-06-01 2010-03-23 International Rectifier Corporation Intelligent dead time control
US20080303493A1 (en) * 2007-06-11 2008-12-11 Pacifictech Microelectronics, Inc. Boost regulator startup circuits and methods
TW200849785A (en) * 2007-06-15 2008-12-16 Ind Tech Res Inst DC-DC converter
US7906948B2 (en) * 2007-07-23 2011-03-15 Intersil Americas Inc. Threshold voltage monitoring and control in synchronous power converters
TW200906056A (en) * 2007-07-27 2009-02-01 Niko Semiconductor Co Ltd Pulse width modulation controller applied to a switch-mode regulator
DE602007013038D1 (de) * 2007-08-20 2011-04-21 Austriamicrosystems Ag Gleichstromwandleranordnung und Verfahren zur Gleichstromwandlung
US7528590B2 (en) * 2007-10-01 2009-05-05 Silicon Laboratories Inc. DC/DC boost converter with pulse skipping circuitry
JP5303910B2 (ja) * 2007-11-20 2013-10-02 株式会社リコー スイッチングレギュレータ
US8129972B2 (en) * 2007-12-05 2012-03-06 Analog Devices, Inc Single integrator sensorless current mode control for a switching power converter
US7679341B2 (en) * 2007-12-12 2010-03-16 Monolithic Power Systems, Inc. External control mode step down switching regulator
JP4720821B2 (ja) * 2007-12-14 2011-07-13 ミツミ電機株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータおよび電源制御用半導体集積回路
US7843183B2 (en) * 2007-12-20 2010-11-30 Texas Instruments Incorporated Real time clock (RTC) voltage regulator and method of regulating an RTC voltage
US7880531B2 (en) * 2008-01-23 2011-02-01 Micron Technology, Inc. System, apparatus, and method for selectable voltage regulation
US7915871B2 (en) * 2008-01-25 2011-03-29 Pacifictech Microelectronics, Inc. Systems and methods for DC to DC conversion with current mode control
US7560972B1 (en) * 2008-01-29 2009-07-14 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus to reduce propagation delay of circuits
US8067929B2 (en) * 2008-03-03 2011-11-29 Intersil Americas, Inc. High-side sensing of zero inductor current for step down DC-DC converter
US7952900B2 (en) * 2008-04-16 2011-05-31 Analog Devices, Inc. H-bridge buck-boost converter
US8120342B1 (en) * 2008-05-06 2012-02-21 Volterra Semiconductor Corporation Current report in current mode switching regulation
US7986135B2 (en) * 2008-05-13 2011-07-26 L&L Engineering, Llc Method and systems for conduction mode control
JP5422922B2 (ja) * 2008-05-29 2014-02-19 富士電機株式会社 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータの逆流防止回路
TW201001117A (en) * 2008-06-20 2010-01-01 Richtek Technology Corp Output current detection device of voltage regulator and method thereof
US20110101946A1 (en) * 2008-06-30 2011-05-05 James Hung Nguyen Voltage converters
US7929323B2 (en) * 2008-09-26 2011-04-19 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for pre-charging power converters and diagnosing pre-charge faults

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7372238B1 (en) * 2004-04-29 2008-05-13 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for step-down switching voltage regulation
CN101018012A (zh) * 2005-01-06 2007-08-15 晶门科技有限公司 可编程序的电感电流控制dc－dc转换器
CN101247079A (zh) * 2007-02-17 2008-08-20 精工电子有限公司 半导体装置

Also Published As

Publication number Publication date
GB2483003B (en) 2012-05-23
GB2483003A (en) 2012-02-22
GB0912745D0 (en) 2009-08-26
GB0918791D0 (en) 2009-12-09
US20110050185A1 (en) 2011-03-03
GB2472115A (en) 2011-01-26
CN102498653B (zh) 2015-09-30
GB0918793D0 (en) 2009-12-09
EP2457317B1 (en) 2018-09-19
US8513933B2 (en) 2013-08-20
WO2011010143A3 (en) 2011-08-18
WO2011010151A3 (en) 2011-05-12
US20110018507A1 (en) 2011-01-27
CN102498653A (zh) 2012-06-13
US20110018515A1 (en) 2011-01-27
GB201200909D0 (en) 2012-02-29
GB2472111B (en) 2012-01-11
GB201118383D0 (en) 2011-12-07
US8638155B2 (en) 2014-01-28
GB2472114A (en) 2011-01-26
GB2482424A (en) 2012-02-01
GB2472112B (en) 2011-12-07
US8541993B2 (en) 2013-09-24
GB2483002B (en) 2012-05-16
US8519691B2 (en) 2013-08-27
GB2486827A (en) 2012-06-27
WO2011010142A3 (en) 2011-05-05
US8729880B2 (en) 2014-05-20
US20110018588A1 (en) 2011-01-27
GB2483002A (en) 2012-02-22
GB201113554D0 (en) 2011-09-21
WO2011010143A2 (en) 2011-01-27
GB2482424B (en) 2012-08-01
US9300212B2 (en) 2016-03-29
WO2011010144A3 (en) 2011-05-05
WO2011010144A2 (en) 2011-01-27
US20130314062A1 (en) 2013-11-28
CN102714462A (zh) 2012-10-03
TW201108580A (en) 2011-03-01
US20110018516A1 (en) 2011-01-27
WO2011010142A2 (en) 2011-01-27
EP2457317A2 (en) 2012-05-30
GB2472111A (en) 2011-01-26
KR20120039726A (ko) 2012-04-25
GB0918788D0 (en) 2009-12-09
GB201118384D0 (en) 2011-12-07
GB2472113A (en) 2011-01-26
GB2472114B (en) 2012-01-11
GB0918790D0 (en) 2009-12-09
GB0918784D0 (en) 2009-12-09
GB2472115B (en) 2011-10-19
GB2472113B (en) 2011-10-26
KR101713359B1 (ko) 2017-03-07
GB2472112A (en) 2011-01-26
WO2011010141A3 (en) 2011-04-21
GB2486827B (en) 2013-05-08
WO2011010151A2 (en) 2011-01-27
TWI491157B (zh) 2015-07-01
WO2011010141A2 (en) 2011-01-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102714462B (zh) Dc-dc转换器以及控制该dc-dc转换器的方法
US10050515B1 (en) Voltage control of flying capacitor in adaptive multilevel converters
KR101335764B1 (ko) Ｄｃ／ｄｃ 전압 컨버터
Shao et al. A novel single-inductor dual-input dual-output DC–DC converter with PWM control for solar energy harvesting system
US7948720B2 (en) Voltage regulator with transient recovery circuit
CN203562949U (zh) 变换器和dc-dc变换器
CN203301372U (zh) 升压转换器
US9362829B2 (en) Voltage regulation associated with a switching converter and a set of linear regulators
US20170279354A1 (en) Hybrid Capacitive-Inductive Voltage Converter
US20120299553A1 (en) Bidirectional hysteretic power converter
CN101145733A (zh) 控制直流-直流变换器的方法和电路
WO2014003967A1 (en) Bridge driver for a switching voltage regulator
CN102594137A (zh) 用于控制开关式电源的系统和方法
Lee et al. Interleaving energy-conservation mode (IECM) control in single-inductor dual-output (SIDO) step-down converters with 91% peak efficiency
CN101283502A (zh) 电源装置及其电子设备
CN103036274A (zh) 具有升压能力的电池充电调制器
US20160036327A1 (en) Buck converter using variable pulse
Pasetti et al. A High-Voltage Low-Power DC-DC buck regulator for automotive applications
Acharya et al. Dynamic Bus Voltage Reconfiguration in a Two-Stage Multiphase Converter for Fast Transient
Sato et al. Step-up/step-down DC-DC converter whose current passes through only one switch
Yan et al. A Wide Input DC-DC Power Chip Suitable for Robot System
Yan et al. Integrated single-stage bi-directional UPS with one-cycle mode switching and active deadtime control for automotive electronics
Goh Single-inductor 4-output DC/DC buck converter with comparator-based fixed-frequency single-discharge control
Chung et al. A novel Dual-Mode synchronous high efficiency buck converter with Adaptive deadtime control
Keskar et al. One Clock‐Cycle Response 0.5 μm CMOS Dual‐Mode ΣΔ DC‐DC Bypass Boost Converter Stable over Wide RESRLC Variations

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
CB02 Change of applicant information

Address after: Edinburgh

Applicant after: Hongkong Semiconductor Co.,Ltd.

Address before: Edinburgh

Applicant before: Wolfson Microelectronics PLC

Address after: Edinburgh

Applicant after: Wolfson Microelectronics PLC

Address before: Edinburgh

Applicant before: WOLFSON MICROELECTRONICS PLC

COR Change of bibliographic data
TA01 Transfer of patent application right

Effective date of registration: 20150922

Address after: Edinburgh

Applicant after: CIRRUS LOGIC INTERNATIONAL SEMICONDUCTOR Ltd.

Address before: Edinburgh

Applicant before: Hongkong Semiconductor Co.,Ltd.

C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20151202