CN101283502A - 电源装置及其电子设备 - Google Patents

Abstract

在本发明的电源设备中，在设备启动之后，箝位电路提高误差电压梯阶的上限值。这使得其能够缩短输出电压的上升时间，并减小启动时的最大电流。

Description

电源装置及其电子设备

技术领域

本发明涉及从输入电压产生所希望的输出电压的电源装置，还涉及设置有该电源装置的电子设备。

背景技术

按常规，作为在大输入输出差状况下以相当高效率工作的低热损耗稳定电源的开关稳压器已经被广泛使用，该开关稳压器通过使输出晶体管导通和截止(控制输出晶体管的占空比)来驱动能量存储装置(电容器、电感器等)来从输入电压产生所希望的输出电压。

传统的公用开关稳压器包括误差放大器，误差放大器放大依据输出电压而改变的反馈电压Vfb与预定参考电压Vref之间的电压差，并利用误差放大器的输出信号(误差电压Verr)来使输出晶体管导通和截止。更具体地讲，这种开关稳压器产生占空比与误差电压Verr与预定斜坡电压Vslp(三角坡或斜坡波)之间的比较结果对应的PWM(脉宽调制)信号，并利用PWM信号导通和截止输出晶体管(例如，见下面列出的、也是由本申请的申请人提交的专利公开文献1)。

上述传统的开关稳压器还包括软启动电路，作为在设备启动时(输出电压Vout太低时)防止过电流流入负载的装置。更具体地讲，上述软启动电路产生软启动电压Vss(用于软启动的比较电压)，该软启动电压响应上电信号EN的启动(操作允许信号)而开始逐渐升高，PWM比较器产生其占空比与误差电压Verr和软启动电压Vss中较低的一方与斜坡电压Vslp的比较结果相对应的PWM信号(见图7)。

还有其它与本发明有关的传统技术。下面列出的专利公开2公开并提出了一种开关电源控制电路，其中：用开关电源控制IC的端子之一作为过载保护的CL端；在此连接按常规连接到软启动的CS端的过载保护电路，而不是连接CL端，以便实现通过内部偏置源的截止(即，经由OUT端的输出停止)而实现的锁存模式过载保护；另外，将用于实现间歇振荡模式的比较器等添加到CL端。在此，当用于软启动的CS端，即端部连接到PWM比较器的引脚为了过载保护而被短路到CL端的引脚时，刚刚提到的、添加到CL端的电路使CL和CS端的电位周期性地上升和下降，从而使主开关装置重复地切换，然后停止，从而实现间歇振荡。

下面列出的专利文献3公开并提出了一种具有保护功能的DC/DC转换器，该DC/DC变换器包括：输入电源；连接在输入电源和输出端之间的、并且可以在接通和断开状态之间切换的主开关；电阻分压器短路；差分放大器—比较器，所述差分放大器—比较器的一个输入端接收参考电压，另一个输入端接收由电阻分压器电路的电压分压所产生的电压；选择电路，用于向电阻分压器电路施加或是来自输出端的输出电压，或是来自输入电源的输入电压；PWM比较器，其一个输入端连接到差分放大器—比较器的输出端，其另一个输入端连接到三角波产生电路的输出端；控制电路，连接到PWM比较器的输出端，并向主开关馈送用于使主开关接通和断开的信号；和当来自输入电源的电压等于或小于预定电压时使选择电路向电阻分压器电路馈送输入电压，和当来自输入电源的电压高于预定电压时使选择电路向电阻分压器电路馈送来自输出端的输出电压。

还发现了与上述技术不同的、涉及利用软启动的电源设备的其它现有技术，例如，下面列出的专利公开4。

按常规，在需要提供高转换效率，使整流装置的导通电阻最小的开关稳压器中采用同步整流，其中与输出晶体管互补地导通和截止用作同步整流装置的同步整流晶体管。还发现了涉及这种同步整流开关稳压器的现有技术，例如，下面列出的专利公开5和6。

专利公开1 JP-A-H07-336999

专利公开2 JP-A-H09-9616

专利公开3 JP-A-2004-15881

专利公开4 JP-A-2003-324941

专利公开5 JP-A-2003-299348

专利公开6 JP-A-2003-70238

发明内容

本发明要解决的问题

的确，提供软启动电路，上述现有技术的开关稳压器能够在设备启动时防止过电流流入负载(见图7)。

然而，对于上述现有技术中的开关稳压器，由于在设备被启动后通过逐渐增加输出晶体管的导通占空比来使开关电流Isw保持适中，能够以输出电压Vout较慢地上升为代价来防止过电流流入负载。

另外，在上述常规开关稳压器中，在启动时的最大电流(刚好在输出电压Vout变稳定之前的最大电流)与稳定电流(输出电压Vout开始变稳定之后的稳定状态电流)之间存在较大差异，因此在设备启动时浪费了电能。

此外，如果在频繁地启动和停用上述使能信号的应用(例如，装配在液晶面板中的背光的PWM亮度调节单元)中使用同步整流开关稳压器，输出电压Vout的响应速度(在上面的例子中，是LED背光的接通/断开频率)可能因上述软启动电路的操作而较低。

现在参考图8更详细地说明上述问题。图8示出了由于常规的软启动而使输出电压Vout的响应速度降低的示意图。图8沿垂直轴示意性地示出了使能信号EN，输出电压Vout，开关电压Vsw(在输出晶体管和同步整流晶体管之间的节点出现的电压)以及开关电流Isw(流入刚提到的节点的电流)相对于表示经过的时间t的水平轴描绘的形态(电压或电流波形)。

如上所述，软启动是一种通过使输出晶体管的导通周期短且截止周期长来防止在设备启动时的过电流的功能。否则，在软启动期间，互补地驱动输出晶体管的同步整流晶体管的截止周期变短，而导通周期变长。

在此，在初始启动中，当输出电压Vout低于开关电压Vsw时，不存在来自负载的相反电流的危险。然而，在以比开关电压Vsw高的输出电压Vout启动时，可能有来自负载的相反电流，使输出电压Vout首先下降到开关电压Vsw附近。结果是，输出电压Vout需要较长的时间升回到所希望的等级，导致输出电压Vout对使能信号EN的响应缓慢。

本发明的目的是提供一种能够在启动时减小最大电流的电源装置，和具有这种电源装置的电子设备

解决问题的手段

为了实现上述目的，根据本发明的一个方面，一种电源装置，包括：输出晶体管，用于通过导通和截止，从输入电压产生输出电压；误差放大器，用于通过放大与所述输出电压相应的反馈电压与预定的参考电压之间的差值来产生误差电压；箝位电路，用于设置误差电压的上限值；软起动电路，用于产生用于软起动的比较电压，当启动所述电源装置时，所述比较电压开始上升；脉宽调制比较器，用于将误差电压和用于软起动的比较电压中较低的电压与预定的斜坡电压比较，以产生具有与比较结果相对应的占空比的脉宽调制信号；和利用脉宽调制信号使所述输出晶体管导通和截止的装置。在此，在启动所述电源装置之后，所述箝位电路增加误差电压梯阶的上限值(第一配置)。

优选的是，在具有上述第一配置的电源装置中，所述箝位电路监测用于软起动的比较电压，随着电压值的升高，所述箝位电路增加误差电压梯阶的上限值(第二配置)。

优选的是，在具有上述第一配置的电源装置中，所述箝位电路监测自软起动开始起已经过去的时间长度，当过去的时间长度达到预定值时，所述箝位电路开始增加误差电压梯阶的上限值(第三配置)。

优选的是，在具有上述第一至第三配置中的任何一项的电源装置进一步包括：电感器，所述电感器的第一端与被施加了输入端的节点相连，所述电感器的第二端与所述输出晶体管的第一端相连；二极管，所述二极管的阳极与所述输出晶体管的第一端相连，所述二极管的阴极与被提取输出电压的节点相连；和电容器，所述电容器的第一端与从其施加输出电压的节点相连，所述电容器的第二端与被施加了标准电压的节点相连，所述电源装置通过升高输入电压来产生输出电压(第四配置)。

为了实现上述目的，根据本发明的另一个方面，一种电源装置，包括：输出晶体管和同步整流晶体管，用于通过彼此互补地导通和截止，从输入电压产生希望的输出电压；误差放大器，用于通过放大与所述输出电压相应的反馈电压与预定的参考电压之间的差值来产生误差电压；软起动电路，用于产生用于软起动的比较电压，所述比较电压响应使能信号中的电平改变而开始上升；脉宽调制比较器，用于将误差电压和用于软起动的比较电压中较低的电压与预定的斜坡电压比较，以产生具有与比较结果相对应的占空比的脉宽调制信号；和利用脉宽调制信号使所述输出晶体管和所述同步整流晶体管导通和截止的装置(第五配置)。

优选的是，具有上述第五配置的电源装置，进一步包括：参考电压检测电路，用于在每当使能信号改变其电平时，检测参考电压是否开始升高；输出电压检测电路，用于在每当所述参考电压检测电路发现参考电压开始升高时，检测输出电压是否已经达到预定的阈值；和软起动中断电路，用于在所述输出电压检测电路发现输出电压已经达到预定的阈值时，切断从所述软起动电路向所述脉宽调制比较器传输用于软起动的比较电压所经过的传输路径(第六配置)。

优选的是，具有上述第五或第六配置的电源装置进一步包括：箝位电路，用于设置误差电压的上限值，并在使能信号中的电平改变之后，增加误差电压梯阶的上限值(第七配置)。

优选的是，在具有上述第七配置的电源装置中，所述箝位电路监测用于软起动的比较电压，随着用于软起动的比较电压值的升高，所述箝位电路增加误差电压梯阶的上限值(第八配置)。

优选的是，在具有上述第七配置的电源装置中，所述箝位电路监测自软起动开始起已经过去的时间长度，当过去的时间长度达到预定值时，所述箝位电路增加误差电压梯阶的上限值(第九配置)。

优选的是，具有上述第五至第九中任何一项的电源装置进一步包括：电感器，所述电感器的第一端与被施加了输入电压的节点相连，所述电感器的第二端与所述输出晶体管和所述同步整流晶体管之间的连接节点相连；和电容器，所述电容器的第一端与被提取输出电压的节点相连，所述电容器的第二端与被施加了标准电压的节点相连，所述电源装置通过升高输入电压来产生输出电压(第十配置)。

为了实现上述目的，根据本发明的另一个方面，一种电源装置，包括：输出晶体管，用于通过导通和截止，从输入电压产生希望的输出电压；误差放大器，用于通过放大与所述输出电压相应的反馈电压与预定的参考电压之间的差值来产生误差电压；软起动电路，用于产生用于软起动的比较电压，所述比较电压响应使能信号中的电平改变而开始上升；脉宽调制比较器，用于将误差电压和用于软起动的比较电压中较低的电压与预定的斜坡电压比较，以产生具有与比较结果相对应的占空比的脉宽调制信号；和利用脉宽调制信号使所述输出晶体管导通和截止的装置(第十一配置)。

优选的是，具有上述第十一配置的电源装置进一步包括：参考电压检测电路，用于在每当使能信号改变其电平时，检测参考电压是否开始升高；输出电压检测电路，用于在每当所述参考电压检测电路发现参考电压开始升高时，检测输出电压是否已经达到预定的阈值；和软起动中断电路，用于在所述输出电压检测电路发现输出电压已经达到预定的阈值时，切断从所述软起动电路向所述脉宽调制比较器传输用于软起动的比较电压所经过的传输路径(第十二配置)。

优选的是，具有上述第十一或第十二配置的电源装置进一步包括：箝位电路，用于设置误差电压的上限值，并在使能信号中的电平改变之后，增加误差电压梯阶的上限值(第十三配置)。

优选的是，在具有上述第十三配置的电源装置中，所述箝位电路监测用于软起动的比较电压，随着电压值的升高，所述箝位电路增加误差电压梯阶的上限值(第十四配置)。

优选的是，在具有上述第十三配置的电源装置中，所述箝位电路监测自软起动开始起已经过去的时间长度，当过去的时间长度达到预定值时，所述箝位电路增加误差电压梯阶的上限值(第十五配置)。

优选的是，具有第十一至第十五配置中的任何一项的电源装置，进一步包括：电感器，所述电感器的第一端与被施加了输入电压的节点相连，所述电感器的第二端与所述输出晶体管的第一端相连；二极管，所述二极管的阳极与所述输出晶体管的第一端相连，所述二极管的阴极与被从其提取输出电压的节点相连；和电容器，所述电容器的第一端与被提取输出电压的节点相连，所述电容器的第二端与被施加了标准电压的节点相连，所述电源装置通过升高输入电压来产生输出电压(第十六配置)。

根据本发明的另一个方面，一种电子设备，包括：电池，作为所述电子设备的电源；电源装置，作为用于转换电池的输出的装置；和由所述电源装置驱动的负载电路。在此，提供具有第一至第十六配置中的任何一项的电源装置作为所述电源装置(第十七配置)。

本发明的优点

根据本发明，能够缩短输出电压的上升时间，并且能够降低启动时的最大电流。

附图说明

图1是显示体现本发明的移动电话单元的电路图。

图2是显示DC/DC转换器20配置的第一实例的电路图。

图3示出了启动电流减小控制的示意图。

图4是显示DC/DC转换器20配置的第二实例的电路图。

图5示出了软起动中断控制。

图6A示出了箝位电路214的变形实例的示意图。

图6B示出了箝位电路214的变形实例的形态的示意图。

图7示出了现有软起动的示意图。

图8示出了输出电压Vout的响应如何降低的示意图。

参考标号表

10：电池

20：DC/DC转换器(开关稳压器)

30：TFT液晶面板

21，21’：开关电源IC

211，211’：开关驱动电路

212：输出反馈电路

213：相位补偿电路

214：箝位电路

215：软起动电路

216：参考电压检测电路

217：输出电压检测电路

218：软起动中断电路

N1至N6：N沟道场效应晶体管

P1：P沟道场效应晶体管

Q1：pnp型双极晶体管

R1至R11：电阻器

C1至C3：电容器

AMP：放大器

OSC：振荡器

ADD：加法器

PCMP：PWM比较器

FF，FF1：RS触发器

FF2：D型触发器

ERR：误差放大器

E1：DC电压源

I1：恒定电流源

BUF1，BUF2：缓冲器

INV，INV1至INV3：反相器

SW：开关

T1，T1a，T1b，T2：外部端子

Lex：电感器(外部)

Dex：二极管(外部)

Cex：电容器(外部)

Rex：电阻器(外部)

具体实施方式

下面的描述讨论如何为了转换电池的输出电压而将本发明应用于装配在移动电话单元中的DC/DC转换器，以便产生用于驱动诸如移动电话单元的TFT(薄膜晶体管)液晶面板之类的不同部分的驱动电压。

图1是显示体现本发明的移动电话单元的方框图(特别是，TFT液晶面板的电源系统)。如图所示，该实施例的移动电话单元设置有作为设备单元的电池，用于转换电池10的输出的DC/DC转换器20，使移动电话实现显示的TFT液晶面板30。无需指出，虽然图中未示出，除了已经提到的部件外，本实施例的移动电话单元还设置有发射机—接收机电路部分，扬声器部分，话筒部分，显示器部分，操作部分，存储器部分等，作为用于实现其基本功能(通信和其它功能)的装置。

DC/DC转换器20根据从电池10施加的输入电压Vin来产生恒定输出电压Vout，然后将输出电压Vout提供给TFT液晶面板30(特别是，提供给其背光)。

首先，参考图2对DC/DC转换器20配置的第一实例进行描述。

图2是显示DC/DC转换器20配置的第一实例电路图(部分表示为方框图)。

如该图所示，该配置的DC/DC转换器20是包括开关电源IC 21的升压开关稳压器(斩波稳压器)，升压开关稳压器还包括作为外部安装部件的电感器Lex，二极管Dex(肖特基势垒二极管)，电容器Cex，和电阻器Rex。DC/DC转换器20作为向TFT液晶面板30的背光中设置的发光二极管阵列(下文称之为LED(发光二极管))提供输出电压Vout，作为驱动电压。

就电路模块而言，开关电源IC 21设置有开关驱动电路211，输出反馈电路212，相位补偿电路213，箝位电路214，和软起动电路215，并且还设置有外部端子T1和T2，作为用于外部连接的装置。在开关电源IC 21中，除了上面提到的电路模块之外，如果需要，可以附加安装任何其它保护模块(例如，低输入故障防止电路，热保护电路等等)。

开关驱动电路211包括N沟道场效应晶体管N1，电阻器R1，放大器AMP，振荡器OSC，加法器ADD，PWM比较器PCMP，复位支配RS触发器FF，和缓冲器BUF1。

输出反馈电路212包括误差放大器ERR以及诸如带隙电源电路之类不受环境温度影响的DC电压源E1。

相位补偿电路213包括电容器C1和电阻器R2。

箝位电路214包括N沟道场效应晶体管N2和N3，电阻器R3至R6，以及缓冲器BUF2。

软起动电路215包括N沟道场效应晶体管N4，恒流源I1，电容器C2，和反相器INV。

接下来，对上面提到的电路部件间的互连做出描述。

在开关驱动电路211中，晶体管N1的漏极与外部端子T1互连，晶体管N1的源极通过电阻器R1(数十mΩ)接地，并且还连接到放大器AMP输入端。加法器ADD的第一输入端连接到放大器AMP的输出端，加法器ADD的第二输入端连接到振荡器OSC的第一输出端(三角波电压输出端)。PWM比较器PCMP的非反相输入端(+)连接到加法器ADD的输出端。RS触发器FF的设置输入端(S)连接到振荡器OSC的第二输出端(时钟输出端)。RS触发器FF的复位输入端(R)连接到PWM比较器PCMP的输出端。RS触发器FF的输出端(Q)连接经过缓冲器BUF1连接到晶体管N1的栅极。

在输出反馈电路212中，误差放大器ERR的反相输入端(-)连接到外部端子T2。误差放大器ERR的反相输入端(+)连接到DC电压源E1的正端子，DC电压源E1的负端子接地。误差放大器ERR的输出端连接到PWM比较器PCMP的第一反相输入端。

在相位补偿电路213中，电容器C1的第一端连接到误差放大器ERR的输出端。电容器C1的第二端通过电阻器R2接地。

在箝位电路214中，电阻器R3的第一端连接到电源线。电阻器R3的第二端通过缓冲器BUF2连接到误差放大器ERR的输出端，并且还连接到电阻器R4和R5的第一端。电阻器R4的第二端接地。电阻器R5的第二端连接到晶体管N2的漏极。晶体管N2的源极接地。晶体管N2的栅极通过电阻器R6连接到电源线，并且还连接到晶体管N3的漏极。晶体管N3的源极接地。

在软起动电路215中，恒定电流源I1的第一端连接到电源线。恒定电流源I1的第二端连接到PWM比较器PCMP的第二反相输入端(-)，并且还连接到电容器C2的第一端，以及晶体管N3的栅极，晶体管N4的漏极。电容器C2的第二端和晶体管N4的源极二者接地。晶体管N4的栅极通过反相器INV连接到被施加了上电信号EN的节点。

在开关电源IC 21外侧，外部端子T1通过电感器Lex(数十μH)连接到电池10的输出端(给出输入电压Vin)，并且还连接到二极管Dex的阳极。二极管Dex的阴极经过电容器Cex(数μF)接地，并且还连接到设置在TFT液晶面板30的背光中的LED阵列的阳极，作为从其提取输出电压Vout的节点。LED阵列的阴极经过电阻器Rex接地，并且还连接到开关电源IC 21的外部端子T2。

现在详细描述如上所述配置的DC/DC转换器20的基本操作(DC/DC转换操作)。

在开关驱动电路211中，晶体管N1作为根据RS触发器FF的输出信号(栅极信号Sg)被导通和截止的输出晶体管。

当晶体管N1导通时，流过电感器Lex的开关电流Isw通过晶体管N1流向地节点，开关电流Isw的电能存储在电感器Lex中。在此，在晶体管N1导通期间，如果电荷已经存储在电容器Cex中，来自电容器Cex的电流流过作为负载的LED阵列。与此同时，外部端子T1的电位降低到近似地电位的等级，结果是，二极管Dex进入反相偏置状态。这样防止了来自电容器Cex的电流流入晶体管N1。

另一方面，当晶体管N1截止时，反电动势电压出现在电感器Lex中，以对其中已经存储的电能放电。与此同时，二极管Dex进入正向偏置状态，于是，流经二极管Dex的电流流入作为负载的LED阵列，并且还经由电容器Cex流入地节点，对电容器Cex充电。通过重复上述操作，把由电容器Cex升压且平滑的DC输出提供给作为负载的LED阵列。

这样，该实施例的开关电源IC 21起到使晶体管N1导通和截止的功能，以驱动作为能量存储装置的电感器Lex，作为通过使输入电压Vin升压而产生输出电压Vout的斩波型升压电路的部件。

顺便指出，为了实现LED阵列的PWM亮度控制的目的，以根据是否启动或禁止上电信号EN(升压操作允许信号)来确定是否执行升压操作的方式来配置该实施例的开关电源IC 21。

接下来，详细描述如上所述配置的DC/DC转换器20的输出反馈控制。

在输出反馈电路212中，误差放大器ERR通过放大从电阻器Rex的第一端提取的反馈电压Vfb(对应于输出电压Vout的实际电平)和由DC电压源E1产生的参考电压Vref(对应于输出电压Vout的目标电平)之间的差来产生误差电压Vrr。因此，输出电压Vout低于其目标值越远，误差电压Verr的电压等级越高。

另一方面，在开关驱动电路211中，PWM比较器PCMP将施加到PCMP的第一反相输入端(-)的误差电压Verr和施加到PCMP的第二反相输入端(-)的软起动电压Vss中较低的一个与施加到PCMP的非反相输入端(+)的斜坡电压Vslp(加法器的输出电压是通过将标准矩形波电压(矩形波或斜波)与放大器AMP的输出电压相加而产生的)，以便产生占空比与比较结果相对应的PWM信号。因此，当误差电压Verr和软起动电压Vss中较低的一个高于斜坡电压Vslp时，PWM信号的逻辑电平为低电平，而当误差电压Verr和软起动电压Vss中较低的一个低于斜坡电压Vslp时，PWM信号的逻辑电平为高电平。

PWM信号的导通占空比(每单位周期晶体管N1的导通周期之比)根据误差电压Verr和软起动电压Vss中相对于斜坡电压Vslp的等级较低的电平连续改变。

当PWM信号的逻辑电平(到RS触发器FF的复位信号)保持低电平时，晶体管N1的栅极信号Sg的逻辑电平以施加到RS触发器FF的设置端(S)的时钟信号CLK(数百kHz至MKz)的上升沿开始保持高电平；因此，晶体管N1保持导通。另一方面，当PWM信号的逻辑电平保持高电平时，栅极信号Sg的逻辑电平保持低电平，而与时钟信号CLK无关；因此，晶体管N1保持截止。

如上所述，在采用峰值电流模式控制的DC/DC转换器20中，不仅根据输出电压Vout的监测结果，而且根据流入晶体管N1的开关电流Isw的监测结果来控制晶体管N1的操作。因此，利用本实施例的DC/DC转换器20，即使在误差电压Verr不能跟随突然的负载变化时，也能够根据流入晶体管N1的开关电流Isw的监测结果直接控制晶体管N1的操作，因此，能够有效地减小输出电压Vout的改变。结果是，利用本实施例中的DC/DC转换器20，不需要增加电容器Cex的容量，因此不需要增加成本，并且能够避免电容器Cex的大小。

下面详细描述如上所述配置的DC/DC转换器20的软起动控制。

紧接在DC/DC转换器20被启动之后，由于输出电压为零，误差电压Verr极高。因此，如果根据误差电压Verr和斜坡电压Vslp之间的比较结果来产生PWM信号，PWM信号的占空比变大，以致过电流流入负载或电感器Lex。

为了避免这种情况，在本实施例的DC/DC转换器20中，如上所述，除了误差电压Verr之外，还向PWM比较器PCMP输入软起动电压Vss，当软起动电压Vss比误差电压Verr低时，根据较低的软起动电压Vss与斜坡电压Vslp之间的比较结果来确定PWM信号的占空比，而与误差电压Verr无关。

在该实施例中，响应启动(转到高电平)的上电信号EN，软起动电路215使晶体管N4截止，用于使电容器C2放电，使得预定的恒定电流流入电容器C2；从而软起动电路215以在设备启动后逐渐开始上升的方式产生软起动电压Vss。

利用这种包括如上所述的软起动电路215的配置，在设备启动时，能够防止过电流流入负载或流入电感器Lex。

接下来，除了已经参考的图2外，参考图3详细描述软起动周期期间的起动电流减小控制(误差信号Verr的多级箝位控制)，作为本发明的区别特征。

图3是图示启动电流减小控制的示意图。图3沿垂直轴示意性地示出了上电信号EN，误差电压Verr，斜坡电压Vslp，软起动电压Vss，栅极信号Sg，输出电压Vout，以及开关电流Isw，针对表示经过的时间t在水平轴描绘的形态(电压和电流波形)。此外，在图3中，实线表示应用本发明时观察到的形态，而点划线为用于比较而示出的常规观察到的形态(即，如图7所示，在进行非多级箝位控制时观察到的形态)。

在时间t1，当启动上电信号EN时(接通高电平)，在软起动电路215中，晶体管N4截止，软起动电压Vss开始上升。与此同时，在箝位电路214中，晶体管N3保持截止，晶体管N2因此而保持导通，直到软起动电压Vss达到晶体管N3的导通状态电压的等级(晶体管N3从截止到导通所需的阈值电压)。

因此，由电阻器R3、电阻器R4和R5构成的电阻分压器电路将误差电压Verr的上限值Vlmt设置为第二上限值Vlmt2，第二上限值Vlmt2低于稳态操作中使用的第一上限值Vlmt1，并且误差电压Verr保持在第二上限值Vlmt2，直到软起动电压Vss达到晶体管N3的导通状态电压的等级。

顺便指出，在从启动上电信号EN时的时间t1起直到软起动电压Vss达到误差电压Verr保持在第二上限值Vlmt2的等级时的时间t2为止的时段期间，PWM比较器PCMP根据较低的软起动电压Vss与斜坡电压Vlsp之间的比较结果来确定PWM信号的占空比，而与误差电压Verr无关。

在时间t2，软起动电压Vss达到保持在第二上限值Vlmt2的误差电压Verr的电平；此后，直到误差电压Verr在时间t3再次超过软起动电压Vss为止，PWM比较器PCMP根据保持在较低的第二上限值Vlmt2的误差电压Verr与斜坡电压Vlsp之间的比较结果来确定PWM信号的占空比，而与软起动电压Vss无关。

因此，在时间t2和t3之间的时段期间的PWM信号的占空比比不执行多级箝位控制情况下的占空比小。这样，减小了开关电流Isw。

另一方面，在软起动电压Vss在时间t1开始升高之后，当软起动电压Vss达到晶体管N3的导通状态电压的电平时，在箝位电路214中，晶体管N3导通，晶体管N2因此而截止。因此，在该时间，释放了在第二上限值Vlmt2的箝位，由专由电阻器R3和R4构成的电阻分压器电路将误差电压Verr的上限值Vlmt设置在第一上限值Vlmt1。因此，误差电压Verr再次升高到与反馈电压Vfb对应的电压等级。

然后，在误差电压Verr达到软起动电压Vss的等级时的时间t3，PWM比较器PCMP根据较低的软起动电压Vss与斜坡电压Vlsp之间的比较结果来确定PWM信号的占空比，而与误差电压Verr无关。

此后，随着输出电压Vout接近其目标值，误差电压Verr开始下降；当在时间t4下降到软起动电压Vss之下时，PWM比较器PCMP根据较低的误差电压Verr与斜坡电压Vslp之间的比较结果来确定PWM信号的占空比，而与软起动电压Vss无关。就是说，在时间t4，软起动时段结束。

如上所述，在本实施例中，设备被启动之后，箝位电路214升高到误差电压Verr梯阶的上限值Vlmt。

利用该配置，由于能够根据误差电压Verr的上限值Vlmt适当地控制开关电流Isw的过流限制等级，如图3所示，能够减小在启动时的最大电流(刚好在输出电压Vout变稳定之前流过的最大电流)与稳定电流(在输出电压Vout变稳定之后流过的稳态电流)之间的差值。

因此，利用该实施例的DC/DC转换器20，能够减小设备启动时不必要的电能消耗。此外，利用该实施例的DC/DC转换器20，能够加快软起动电压Vout的升高，从而缩短输出电压Vout的上升时间。

此外，本实施例的箝位电路214监测软起动电压Vss，并随着软起动电压Vss的增加而提高误差电压Verr台阶的上限值Vlmt。利用该配置，能够以尽可能小的电路规模增加来实现上述多级箝位电路。

接下来，参考图4描述DC/DC转换器20的配置的第二实例。

图4是显示DC/DC转换器20配置的第二实例的电路图(部分显示为方框图)。

如图4所示，本实施例的DC/DC转换器20的配置是升压开关稳压器(斩波稳压器)，该开关稳压器包括开关电源IC21’，并进一步包括作为外部装配部件的电感器Lex、电容器Cex、和电阻器Rex。DC/DC转换器20作为向TFT液晶面板30的背光中设置的LED阵列提供输出电压Vout，作为驱动电压的装置。

就电路模块而言，开关电源IC21’设置有开关驱动电路211’，输出反馈电路212，相位补偿电路213，箝位电路214，软起动电路215，参考电压检测电路216，输出电压检测电路217，和软起动中断电路218，并且还设置有外部端子T1a、T1b、和T2，作为用于外部电连接的装置。除了上面提到的电路模块外，在开关电源IC21’中，还可以根据需要附加地装配任何其它保护电路模块(例如，低输入故障防止电路，热保护电路等)。

开关驱动电路211’包括P沟道场效应晶体管P1，N沟道场效应晶体管N1，电阻器R1，放大器AMP，振荡器OSC，加法器ADD，PWM比较器PCMP，复位支配RS触发器FF，反相器INV1，和缓冲器BUF1。

输出反馈电路212，相位补偿电路213，箝位电路214，和软起动电路215各包括与上述配置的第一实例中其对应部分相同的电路部件。

参考电压检测电路216包括N沟道场效应晶体管N5，pnp型双极晶体管Q1，电阻器R7和R8，电容器C3，和反相器INV2。

输出电压检测电路217包括N型场效应晶体管N6，电阻器R9至R11，D型触发器FF2，和反相器INV3。

软起动中断电路218包括开关SW，作为切断软起动电压Vss的装置。

下面对上述电路部件间的互连关系进行描述。

在开关驱动电路211’中，晶体管P1的漏极连接到外部端子T1b。晶体管P1的源极连接到外部端子T1a。晶体管N1的漏极连接到外部端子T1a。晶体管N1的源极经电阻器R1(数十mΩ)接地，并且还连接到放大器AMP的输入端。加法器ADD的第一输入端连接到放大器AMP的输出端，加法器ADD的第二输入端连接到振荡器OSC的第一输出端(三角波电压输出端)。PWM比较器PCMP的非反相输入端(+)连接到加法器ADD的输出端。RS触发器FF1的设置输入端(S)连接到振荡器OSC的第二出端(时钟输出端)。RS触发器FF1的复位输入端(R)连接到PWM比较器PCMP的输出端。RS触发器FF1的反相输出端(QB)经反相器INV1连接到晶体管P1的栅极。RS触发器FF1的输出端(Q)经缓冲器BUF1连接到晶体管N1的栅极。

输出反馈电路212、相位补偿电路213、箝位电路214、和软起动电路215间的互连与上述第一实例中的配置相同。

在参考电压检测电路216中，电阻器R7的第一端连接到电源线。电阻器R7的第二端连接到晶体管Q1的发射极。晶体管Q1的集电极接地。晶体管Q1的基极连接到晶体管N5的漏极，并且还连接到电容器C3的第一端，以及电阻器R8的第一端。晶体管N5的源极和电容器C3的第二端都接地。晶体管N5的栅极经反相器INV2连接到被施加了使能信号EN的节点。电阻器R8的第二端连接到被施加了参考电压Vref的节点。

在输出电压检测电路217中，电阻器R9的第一端连接到外部端子T1b。电阻器R9的第二端经电阻器R10接地，并且还连接到晶体管N6的栅极。晶体管N6的源极节点接地。晶体管N6的漏极经电阻器R11连接到电源线，并且经反相器INV3还连接到D型触发器FF2的数据输入端(D)。D型触发器FF2的时钟输入端连接到构成参考电压检测电路216的晶体管Q1的发射极。D型触发器FF2的复位输入端连接到被施加了使能信号EN的节点。D型触发器FF2的输出端(Q)连接到构成软起动中断电路218的开关SW的输出端。

在软起动中断电路218中，开关SW的第一端连接到构成软起动电路215的电容器C2的第一端。开关SW的第二端连接到构成开关驱动电路211’的PWM比较器PCMP的第二反相输入端(-)。

在开关电源IC21’之外，外部端子T1a经电感器Lex(数十μH)连接到电池10的输出节点(在此表现为输入电压Vin)。外部端子T1b经电容器Cex(数十μF)接地，并且还作为从中提取输出电压Vout的节点连接到TFT液晶面板30的背光中设置的LED阵列的阳极。LED阵列的阴极经电阻器Rex接地，并且还连接到开关电源IC 21’的外部端子T2。

下面详细描述给出如上所述配置的DC/DC转换器20的基本操作(DC/DC转换操作)。

在开关驱动电路211’中，晶体管N1作为根据缓冲器件BUF1的输出信号(输出信号Q)来导通和截止输出晶体管，晶体管P1作为根据反相器INV1的输出信号(反相输出信号QB的翻转)而被导通和截止的同步整流晶体管。为了通过对输入电压Vin升压而产生输出电压Vout，RS触发器FF1彼此互补地控制晶体管N1的切换，以及晶体管P1的切换。

更具体地讲，当PWM信号(到RS触发器FF1的复位信号)的逻辑电平保持低电平时，晶体管N1和P1的栅极信号的逻辑电平均以施加到RS触发器FF1的设置端(S)的时钟信号CLK(数百kHz至数MHz)的上升沿开始保持高电平；因此，晶体管N1导通，而晶体管P1截止。另一方面，当PWM信号的逻辑电平保持高电平时，晶体管N1和P1的栅极信号的逻辑电平均保持为低电平，而与时钟信号CLK无关；因此，晶体管N1截止，而晶体管P1保持导通。就是说，为了从输入电压Vin产生输出电压Vout，晶体管N1和P1根据上面提到的PWM信号，彼此互补地导通和截止。

应该理解，在本文中使用的术语“互补地”不仅包括晶体管N1的导通和截止与晶体管P1的导通和截止彼此准确地相对发生的情况，而且包括从防止过流的观点来看，晶体管N1的导通和截止相对于晶体管P1的导通和截止以预定的延迟发生的情况。

当晶体管N1导通时，开关电流Isw流过电感器Lex，经晶体管N1流向地节点，并由此在电感器Lex中存储开关电流Isw的电能。在此，在晶体管N1的导通时段期间，如果电荷已经存储在电容器Cex中，来自电容器Cex的电流流入LED阵列。与此同时，作为同步整流器件的晶体管P1与晶体管N1的导通状态互补地截止，因此没有电流从电容器Cex流入晶体管N1。

另一方面，当晶体管N1截止时，在电感器Lex中出现反电动势，以释放其中已经存储的电能。与此同时，由于晶体管P1与晶体管N1的截止状态互补地导通，从外部端子T1a经晶体管P1流入作为负载的LED阵列的电流也经电容器Cex流入地节点，对电容器Cex充电。通过重复上述操作，由电容器Cex平滑的DC输出被提供给作为负载的LED阵列。

因此，本实施例的开关电源IC21’通过控制晶体管N1和P1的导通/截止状态来驱动作为能量存储器件的电感器Lex，从而作为通过使输入电压Vin升压而产生输出电压Vout的斩波型升压电路的部件。

此外，为了实现对LED阵列进行PWM亮度控制的目的，配置本实施例的开关电源IC21’，使得能够根据是启动该使能信号还是禁止该使能信号(升压操作允许信号)来确定是否进行升压操作。

顺便指出，由于由如上所述配置的DC/DC转换器20进行的输出反馈控制、软起动控制、和启动电流减小控制(误差电压Verr的多级箝位控制)与已经在第一实例的配置中讨论的DC/DC转换器20进行的那些控制相同，在此省略重复的描述，下面的描述将参考图5以及已经参考的图4详细讨论软起动中断控制，作为本发明的另一个区别性特征。

图5是显示软起动中断控制的示意图。图5沿垂直轴示意性地示出了使能信号N、输出电压Vout、开关电压Vsw(在输出晶体管N1与同步整流晶体管P1之间的连接节点出现的电压)、第一监测信号M1、第二监测信号M2、开关SW控制信号、晶体管N1和P1的栅极信号、和开关电流Isw针对水平轴描绘的、经过时间t的形态。图5中沿水平轴指示的时间t1至t4与图3中沿水平轴指示的时间t1至t4相同。此外，在图5中，实线表示应用本发明时观察到的形态，而点划线表示为了比较而按常规观察到的形态(即，在不执行软起动中断控制时观察到的形态，如图8所示)。

在该设备初始启动时，如果在时间t1前启动使能信号EN，在参考电压检测电路216中，晶体管N5从导通变为截止。因此，在参考电压Vref升高到足够的电平后，开始对电容器C3充电；当电容器C3中的充电电压达到晶体管Q1的截止电压的等级时，晶体管Q1从截止变为导通。与此同时，第一监测信号M1(晶体管Q1的发射极电压)的逻辑电平从低电平升高到高电平。

另一方面，在输出电压检测电路217中，晶体管N6保持截止，直到其栅极电压(输出电压Vout的分压电压)达到晶体管N6的导通电压的电平时导通。因此，作为通过把从晶体管N6的漏极提取的电压信号的逻辑电平反相而获得的第二监测信号M2是二进制逻辑信号，其逻辑电平保持为低电平，直到输出电压Vout达到预定阈值电压Vth，并且然后被充电为高电平为止。

在输出电压检测电路217中，以使用第一监测信号M1作为时钟信号，其上升沿作为触发来锁存和输出作为数据信号的第二监测信号M2的方式来配置D型触发器FF2。

在此，在时间t1，虽然启动使能信号EN并且第一监测信号M1的逻辑电平已经上升到高电平，由于输出电压Vout还没有达到阈值电压Vth，第二监测信号M2的逻辑电平保持为低电平。

因此，将低逻辑电平信号施加到由软起动中断电路218构成的开关SW的控制端，开关SW根据控制信号使软起动电路215引导PWM比较器PCMP，以便在软起动电路215和PWM比较器PCMP(导通状态)之间形成软起动电压Vss的传输路径。因此，在设备初始启动时，执行上述软起动操作。顺便指出，在设备初始启动时，由于输出电压Vout比开关电压Vsw低，不存在来自LED阵列的反向电流的危险。

然后，在经过时间t2、t3、和t4后在时间t5禁止使能信号EN时，在参考电压检测电路216中，晶体管N5从截止状态变为导通。因此，对电容器C3中的充电电压进行放电，晶体管Q1从截止变为导通状态。与此同时，第一监测信号M1的逻辑电平从高电平下降为低电平。

另外，在禁止使能信号EN时，在软起动电路215中，晶体管N4从截止变为导通。因此，对电容器C2中的充电电压进行放电，软起动电压Vss减小到零电平。这使得晶体管N1和P1停止工作，并且输出电压Vout开始逐渐下降。然而，只要输出电压Vout等于或高于上面提到的阈值电压Vth，输出电压检测电路217中的晶体管N6保持导通，第二监测信号M2的逻辑电平保持为高电平。

此后，当在时间t6再次允许使能信号EN时，参考电压检测电路216中的晶体管N5从导通变为截止，第一监测信号M1的逻辑电平以与如上所述类似的方式从低电平升高到高电平。

如图5所示，如果此时输出电压不低于阈值电压Vth，锁存其逻辑电平保持为高电平的第二监测信号M2，并在输出电压检测电路217中输出。因此，高电平控制信号被施加到开关SW的控制端，开关SW根据该控制信号切断从软起动电路215到PWM比较器PCMP(截止状态)的传输路径。

这样，在诸如第二次或以后启动之类的启动过程中，当输出电压Vout仍没有减小到足够低时，中断上述软起动操作，在开关驱动电路211’的PWM比较器PCMP中，根据误差电压Verr和斜坡电压Vslp之间的比较结果来确定PWM信号的占空比，而与软起动电压Vss无关。

如上所述，本实施例的DC/DC转换器20包括：参考电压检测电路216，每当启动使能信号EN时，用于检测参考电压Vref是否开始升高；输出电压检测电路217，每当参考电压检测电路216发现参考电压开始升高时，用于检测输出电压Vout是否已经达到预定阈值电压Vth；和软起动中断电路218，用于在输出电压检测电路217发现输出电压Vout已经达到预定阈值电压Vth时，切断从软起动电路215到PWM比较器PCMP的软起动电压Vss传输路径。

利用该配置，在第二次或以后启动时，当输出电压Vout比开关电压Vsw高时，能够中断软起动操作，从而减少同步整流晶体管P1的导通时段。就是说，利用该配置，能够减小开关电流Isw的反向流动，从而防止输出电压Vout突然下降；因此，能够缩短电压Vout上升回到所希望电平所需的时间，并由此实现输出电压Vout对使能信号EN的响应速度的改善(在该实施例中，改善LED阵列的导通/截止频率)。

软起动的中断可能引起在第二次或以后启动时流动的启动电流量增大的危险。然而，通过已经描述的启动电流减小控制(多级箝位控制)能够防止该危险。

利用上面讨论的实施例的配置，即用作为参考电压检测信号的第一监测信号M1作为确定是否执行软起动操作的触发，与采用使能信号EN本身作为触发的配置相比，能够改善初始启动时操作的稳定性。

在上述配置的第二实例中，假设本发明应用于同步整流型电源装置。然而，这并不意味着本发明的应用只限于该实施例，应该理解，本发明能够应用于使用二极管，而不是同步整流晶体管的电源装置，像上面描述的第一实例的配置中那样。这种情况下，优选的是，二极管的阳极连接到输出晶体管N1的漏极，二极管的阴极连接到从其提取输出电压Vout的节点。

在上述实施例中，假设本发明应用于装配在移动电话单元中的DC/DC转换器，并且通过转换来自电池的输出电压来产生用于该单元不同部分的驱动电压。然而，这并不意味着以任何方式来限制本发明的应用，应该理解，本发明通常应用于从输入电压产生所需输出电压的电源装置中，以及设置有该设备的电子设备。

可以用除如上面具体描述的实施例之外的任何配置执行本发明，并允许在其精神内进行任何改变和改进。

在上述实施例中，例如，以两级可变地控制误差电压Verr的上限值Vlmt来进行配置。然而，这并不意味着以任何方式来限制本发明的应用，应该理解，可以采用以三级或更多级(多级箝位控制)可变地控制误差电压Verr的上限值Vlmt的配置。

图6A和6B分别示出了箝位电路214的改进实例及其状况。

如图6A所示，在箝位电路214的该改进实例中，多个电阻器R5a和R5b与电阻器R4并联，晶体管N2a和N2b分别串联到电阻器R5a和R5b；如图6B所示，根据晶体管N2a和N2b的导通/截止状态来执行多级箝位控制(在该图中为三级箝位控制)。

利用该配置，能够使在箝位操作取消时在每级流动的开关电流Isw保持适中，并进一步减少设备启动时浪费的电能量。

顺便指出，优选的是，为了使晶体管N2a和N2b导通和截止，通过适当地调整用于确定其栅极电位的其设备常数，给出在晶体管N2a和N2b的导通电压之间的差值。取代调整晶体管N2a和N2b的设备常数，通过在晶体管N3a和N3b的源极和地线之间连接二极管等，可以在晶体管N3a和N3b的源极之间给出差值。

取代晶体管N3a和N3b，可以设置比较器，比较器的输出逻辑根据软起动电压Vss的改变而改变，并且预定阈值较高，以便根据比较器的比较结果来导通和截止晶体管N3a和N3b。

在上述实施例中，以监测软起动电压Vss的方式进行配置，随着其电压值升高，误差电压Verr的上限值Vlmt逐步增加。然而，这并不意味着以任何方式来限制本发明的配置，可以采用附加设置诸如计时器电路之类的时间计数装置的配置，并根据计数的时间，逐步增加误差电压Verr的上限值Vlmt。优选的是，利用诸如计时器电路之类的时间计数装置，特别是在如图6A和6B所示的箝位电路214中进行多级箝位控制的情况下，进行高度准确的控制。

工业实用性

本发明提供了用于增强装配有电源装置的电子设备的响应的技术，并且适合于在通常装配有电源装置的电子设备，例如电池操作的电子设备中使用。

Claims (17)

1.一种电源装置，包括：

输出晶体管，用于通过导通和截止，从输入电压产生输出电压；

误差放大器，用于通过放大与所述输出电压相应的反馈电压与预定的参考电压之间的差值来产生误差电压；

箝位电路，用于设置误差电压的上限值；

软起动电路，用于产生用于软起动的比较电压，当启动所述电源装置时，所述比较电压开始上升；

脉宽调制比较器，用于将误差电压和用于软起动的比较电压中较低的电压与预定的斜坡电压比较，以产生具有与比较结果相对应的占空比的脉宽调制信号；和

利用脉宽调制信号使所述输出晶体管导通和截止的装置，

其中

在启动所述电源装置之后，所述箝位电路增加误差电压梯阶的上限值。

2.根据权利要求1所述的电源装置，

其中

所述箝位电路监测用于软起动的比较电压，随着电压值的升高，所述箝位电路增加误差电压梯阶的上限值。

3.根据权利要求1所述的电源装置，

其中

所述箝位电路监测自软起动开始起已经过去的时间长度，当过去的时间长度达到预定值时，所述箝位电路开始增加误差电压梯阶的上限值。

4.根据权利要求1所述的电源装置，进一步包括：

电感器，所述电感器的第一端与被施加了输入电压的节点相连，所述电感器的第二端与所述输出晶体管的第一端相连；

二极管，所述二极管的阳极与所述输出晶体管的第一端相连，所述二极管的阴极与被提取输出电压的节点相连；和

电容器，所述电容器的第一端与输出电压的提取端相连，所述电容器的第二端与被施加了标准电压的节点相连，

其中

所述电源装置通过升高输入电压来产生输出电压。

5.一种电源装置，包括：

输出晶体管和同步整流晶体管，用于通过彼此互补地导通和截止，从输入电压产生希望的输出电压；

误差放大器，用于通过放大与所述输出电压相应的反馈电压与预定的参考电压之间的差值来产生误差电压；

软起动电路，用于产生用于软起动的比较电压，所述比较电压响应使能信号中的电平改变而开始上升；

脉宽调制比较器，用于将误差电压和用于软起动的比较电压中较低的电压与预定的斜坡电压比较，以产生具有与比较结果相对应的占空比的脉宽调制信号；和

利用脉宽调制信号使所述输出晶体管和所述同步整流晶体管导通和截止的装置。

6.根据权利要求5所述的电源装置，进一步包括：

参考电压检测电路，用于在每当使能信号改变其电平时，检测参考电压是否开始升高；

输出电压检测电路，用于在每当所述参考电压检测电路发现参考电压开始升高时，检测输出电压是否已经达到预定的阈值；和

软起动中断电路，用于在所述输出电压检测电路发现输出电压已经达到预定的阈值时，切断从所述软起动电路向所述脉宽调制比较器传输用于软起动的比较电压所经过的传输路径。

7.根据权利要求5所述的电源装置，进一步包括箝位电路，用于设置误差电压的上限值，并在使能信号中的电平改变之后，增加误差电压梯阶的上限值。

8.根据权利要求7所述的电源装置，

其中

所述箝位电路监测用于软起动的比较电压，随着用于软起动的比较电压值的升高，所述箝位电路增加误差电压梯阶的上限值。

9.根据权利要求7所述的电源装置，

其中

所述箝位电路监测自软起动开始起已经过去的时间长度，当过去的时间长度达到预定值时，所述箝位电路增加误差电压梯阶的上限值。

10.根据权利要求5所述的电源装置，进一步包括：

电感器，所述电感器的第一端与被施加了输入电压的节点相连，所述电感器的第二端与所述输出晶体管和所述同步整流晶体管之间的连接节点相连；和

电容器，所述电容器的第一端与被提取输出电压的节点相连，所述电容器的第二端与被施加了标准电压的节点相连，

其中

所述电源装置通过升高输入电压来产生输出电压。

11.一种电源装置，包括：

输出晶体管，用于通过导通和截止，从输入电压产生希望的输出电压；

误差放大器，用于通过放大与所述输出电压相应的反馈电压与预定的参考电压之间的差值来产生误差电压；

软起动电路，用于产生用于软起动的比较电压，所述比较电压响应使能信号中的电平改变而开始上升；

脉宽调制比较器，用于将误差电压和用于软起动的比较电压中较低的电压与预定的斜坡电压比较，以产生具有与比较结果相对应的占空比的脉宽调制信号；和

利用脉宽调制信号使所述输出晶体管导通和截止的装置。

12.根据权利要求11所述的电源装置，进一步包括：

参考电压检测电路，用于在每当使能信号改变其电平时，检测参考电压是否开始升高；

输出电压检测电路，用于在每当所述参考电压检测电路发现参考电压开始升高时，检测输出电压是否已经达到预定的阈值；和

软起动中断电路，用于在所述输出电压检测电路发现输出电压已经达到预定的阈值时，切断从所述软起动电路向所述脉宽调制比较器传输用于软起动的比较电压所经过的传输路径。

13.根据权利要求11所述的电源装置，进一步包括箝位电路，用于设置误差电压的上限值，并在使能信号中的电平改变之后，增加误差电压梯阶的上限值。

14.根据权利要求13所述的电源装置，

其中

所述箝位电路监测用于软起动的比较电压，随着电压值的升高，所述箝位电路增加误差电压梯阶的上限值。

15.根据权利要求13所述的电源装置，

其中

所述箝位电路监测自软起动开始起已经过去的时间长度，当过去的时间长度达到预定值时，所述箝位电路增加误差电压梯阶的上限值。

16.根据权利要求11所述的电源装置，进一步包括：

电感器，所述电感器的第一端与被施加了输入电压的节点相连，所述电感器的第二端与所述输出晶体管的第一端相连；

二极管，所述二极管的阳极与所述输出晶体管的第一端相连，所述二极管的阴极与被提取输出电压的节点相连；和

电容器，所述电容器的第一端与被提取输出电压的节点相连，所述电容器的第二端与被施加了标准电压的节点相连，

其中

所述电源装置通过升高输入电压来产生输出电压。

17.一种电子设备，包括：

电池，作为所述电子设备的电源；

电源装置，作为用于转换电池的输出的装置；和

由所述电源装置驱动的负载电路，

其中

提供根据权利要求1至16中的任何一项所述的电源装置作为所述电源装置。

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