CN112953194A

CN112953194A - 一种低压启动电路

Info

Publication number: CN112953194A
Application number: CN202110369896.0A
Authority: CN
Inventors: 陈晓飞; 汪洋; 邹雪城
Original assignee: Huazhong University of Science and Technology
Current assignee: Huazhong University of Science and Technology
Priority date: 2021-04-07
Filing date: 2021-04-07
Publication date: 2021-06-11
Anticipated expiration: 2041-04-07
Also published as: CN112953194B

Abstract

本发明提供了一种低压启动电路，其能够消除启动阶段的浪涌电流，降低器件需要的耐压值，同时减少芯片的面积，其包括电压检测模块、低压振荡器、电荷泵、启动功率管MN0、主功率管MN1、功率管MP、电感、逻辑和驱动电路模块，其特征在于：所述电路还包括过流保护模块。

Description

一种低压启动电路

技术领域

本发明属于集成电路技术领域，尤其涉及一种低压启动电路。

背景技术

近年来，便携式电子设备和物联网(IoT)的兴起使得电源管理芯片的需求量大大提升，其中应用最多的就是DC-DC芯片。上述设备的小型化趋势也促使 DC-DC芯片朝着小型化发展。并且减小设备尺寸的有效方法之一是使用单电池供电，而单电池的电压最低至0.8V，为了保证设备的使用寿命，需要低压启动电路来降低DC-DC芯片的最小工作电压。同时，在DC-DC芯片的启动过程中，电感上容易产生较大浪涌电流，需要合适的启动电路来消除浪涌电流。

传统的启动技术是让恒定电流对片外电容充电以限制开关的占空比，但是这需要额外片外电容，增大了BOM成本。为了提高集成度，现有技术使用微小电源对片内电容进行充电。同时通过DAC电路控制V_REF缓慢上升，从而减小输出电压的过冲。但是以上的现有技术无法消除初始启动阶段的浪涌电流，当输入电压较高时，其浪涌电流依然较大。

发明内容

为了解决现有的DC-DC芯片中低压启动电路存在无法消除初始启动阶段的浪涌电流的问题，本发明提供了一种低压启动电路，其能够消除启动阶段的浪涌电流，降低器件需要的耐压值，同时减少芯片的面积。

其具体技术方案如下：

一种低压启动电路，其包括电压检测模块、低压振荡器、电荷泵、启动功率管MN0、主功率管MN1、功率管MP、电感、逻辑和驱动电路模块，其特征在于：所述电路还包括过流保护模块；

所述电压检测模块的输入端连接输入电压VIN和输出电压VOUT，其输出端分别与低压振荡器、逻辑和驱动电路模块连接；所述低压振荡器的输出端连接过流保护模块；所述过流保护模块的输出端分别连接电荷泵、逻辑和驱动电路模块；所述电荷泵的输出端连接启动功率管MN0的栅极；所述启动功率管MN0 的漏极连接电感的输出端，其源极接地；所述逻辑和驱动电路模块的第一输出端连接功率管MP的栅极，其第二输出端连接主功率管MN1的栅极；所述主功率管MN1的漏极连接电感的输出端，其源极接地；所述电感的输入端连接输入电压VIN，其输出端连接功率管MP的源极；所述功率管MP的漏极连接输出电压 VOUT，并且其漏极通过电容COUT接地。

所述过流保护模块具体包括放大器AMP，所述放大器AMP的正输入端连接 MOS管MN1的漏极和电感的输出端，其负输入端连接MOS管MN0的漏极，其输出端连接MOS管MP1和MP2的栅极；所述MOS管MN1的源极接地，其栅极连接ND0；所述MOS管MN0的源极接地，其栅极连接ND0；所述MOS 管MP1的源极连接输入电压VIN，其漏极连接放大器AMP的负输入端；所述MOS管MP2的源极连接输入电压VIN，其漏极连接比较器CMP的负输入端；所述比较器CMP的负输入端通过电阻R1接地，其正输入端通过电阻R2接地，同时通过IB连接输入电压VIN，其输出端输出信号VLIM。

所述电压检测模块包括输入电压检测模块和输出电压检测模块，所述输入电压检测模块用于检测输入电压值，并根据输入电压值来控制电荷泵是否倍压。

所述输入电压检测模块具体包括MOS管MP4，所述MOS管MP4的源极连接输入电压VIN，其漏极连接MOS管MP5的源极，其栅极与其漏极连接；所述MOS管MP5的源极连接MOS管MP6的源极，其漏极连接反相器的输入端和MOS管MN3的漏极，其栅极与其漏极连接；所述MOS管MP6的栅极连接反相器的输出端；所述MOS管MN3的源极接地，其栅极连接偏置电路，流过MN3的电流为Ib。

所述启动功率管MN0、主功率管MN1均采用P型MOS管，所述功率管 MP采用N型MOS管。

所述低压启动电路还包括第二过流保护模块，所述第二过流保护模块与逻辑和驱动电路模块相连接。

所述低压启动电路还包括软启动模块，所述软启动模块与DC-DC转换器中的误差放大器相连接。

本发明与现有技术相比，其有益效果为：

1.本发明电路中加入了过流保护模块，使得整个启动阶段中将初始启动阶段的电感电流最大值限制在200mA，且在初始启动阶段的续流阶段，SW电压为VIN+VGS，从而电感电流下降，防止在启动阶段电感电流持续上升，产生较大的浪涌电流，损坏器件。

2.本发明电路中加入了输入电压检测模块，实现了根据输入电压的不同，对电荷泵的倍压进行控制，使得启动功率管的VGS耐压值由2VINmax降低为 VINmax，有效降低对器件的耐压需求。

3.本发明电路中的功率管为NMOS，其他管为PMOS，与全NMOS功率管相比，其能够减小芯片所需的面积，同时降低了器件的耐压值需求。

附图说明

图1为本发明电路的原理图；

图2为输入电压较低时，启动过程中关键节点的波形图；

图3为输入电压较高时，启动过程中关键节点的波形图；

图4为过流保护电路；

图5为低压振荡器、电荷泵、输入电压检测电路原理图；

图6为输出电压检测电路原理图；

图7为V_B0产生电路；

图8中a为迟滞电流模升压DC-DC转换器框图、b为关键信号波形图；

图9为供电电压产生电路；

图10为输入电压为0.7V时的启动波形图；

图11为输入电压为4.7V时的启动波形图；

图12为软启动模块的电路原理图。

具体实施方式

如图1所示，一种低压启动电路，其包括电压检测模块、低压振荡器、电荷泵、启动功率管MN0、主功率管MN1、功率管MP、电感、逻辑和驱动电路模块，其特征在于：所述电路还包括过流保护模块。

如图7所示，所述低压启动电路还包括第二过流保护模块，所述第二过流保护模块与逻辑和驱动电路模块相连接；还包括软启动模块，所述软启动模块与 DC-DC转换器中的误差放大器相连接。

其工作原理：电压检测模块用于检测输入和输出电压范围；电荷泵用于在低输入电压(V_IN＜1.6V)时进行倍压以驱动启动功率管MN0；低压振荡器产生占空比为50％的固定占空比信号，作为启动阶段启动功率管MN0的控制信号；过流保护模块1则用于限制初始启动阶段(V_OUT＜1.6V)的电感电流峰值，在电感电流上升阶段，若电感电流峰值达到预设值，则会触发过流保护，CLK变为低电平，电感电流开始下降，直至下个时钟周期到来，电感电流重新开始上升。在整个启动阶段(V_OUT＜1.6V或V_OUT＜V_IN)，功率管MP的栅极电压PD恒为V_HIGH(V_IN和V_OUT较大值)。为了保证启动电路不消耗额外的功耗，还对启动电路加上了使能控制电路，启动完成后让整个启动电路处于关断状态；启动完成后，V1.6变为低电平，强制启动电路关断。

当V_IN＜1.6V时，低压振荡器产生的CLK信号，通过电荷泵倍压，去控制启动功率管MN0。启动过程分为两个阶段，第一阶段V_OUT从0开始上升，在这一阶段中，当CLK信号为高电平时，ND0为高电平，此时电感储能，电感电流开始上升。当CLK变为低电平时，则ND0变为低电平，MN0关断；由于PD此时为V_HIGH，则电感上积蓄的能量会使SW处的电位上升；当SW处电位升高到高于V_IN时，对于功率管MP而言，其源端电压高于栅极电压，MP导通，电感上的能量通过 MP传输到输出电容C_OUT上，输出电压开始上升，电感电流下降。经过若干周期后，当V_OUT上升到大于V_IN且小于1.6V时，进入加速启动阶段；在此阶段中，主功率管MN1开始工作，其与启动功率管MN0同步开关，提高了电感电流峰值， V_OUT上升更快。当V_OUT继续升高到大于1.6V时，系统进入迟滞电流控制模式，启动电路完全关断。输入电压较低时，启动过程中关键节点的波形如图2所示。

当V_IN＞1.6V时，在CLK为高电平期间，电流峰值会达到限流值，故不需要加速启动。当V_OUT上升到大于1.6V且小于V_IN时，低压振荡器关闭，此时启动功率管MN1栅极电压为低电平，主功率管MN0的控制信号由迟滞电流模控制环路产生；由于此时V_OUT＜V_IN，所以PD仍为V_HIGH，能量的传递依旧是通过抬高SW 处的电位实现。只有当V_OUT上升到大于V_IN时，系统才会进入正常的升压工作模式。输入电压较高时，启动过程中关键节点的波形如图3所示。

其具体的电路设计及工作原理如下：

如图1所示，电压检测模块中V1.6为输出电压检测信号，当输出电压大于 1.6V时为低电平；如图4所示，V_LIM为过流检测信号，初始启动阶段(V_OUT＜1.6V) 电感电流大于设定值时，其为低电平。

如图5所示为低压振荡器电路：主要由MP1、MN1，电容C₁、C₂，电阻R₁、 R₂及逻辑电路组成。当V1.6为低电平时，CLK被强制拉到低电平；当CLK0为高电平时，若触发过流保护，V_LIM会产生一个短暂的低电平，CLK被拉低，直至下一个时钟周期到来。

低压振荡器的具体工作过程如下：芯片上电时，CLK0为低电平，此时MP1 导通、MN1关断，电容C₁、C₂处于充电状态，A点电位V_A升高。当V_A升高到翻转阈值电压V_TH时，CLK0由低变高，由于电容两端的电压不能突变，V_A会有一个上升的台阶值ΔV。当CLK0变为高电平后，MP1关断、MN1导通，电容C₁、C₂放电，同理当V_A下降到阈值电压V_TH时CLK由低变高，VA会有ΔV的下降台阶。

为了减小电源电压对频率的影响，R₁、R₂的阻值应远大于MP1、MN1的导通电阻。假设R₁＝R₂＝R，C₁＝C₂＝C，阈值电压

充电时间为t1，放电时间为t2，有如下关系：

由式(1)(2)(3)可得，振荡频率f为：

由式(4)可以看出，该振荡器的输出频率与电源电压基本无关。在实际过程中，输入电压接近MOS管阈值电压时，MOS管的导通电阻不可忽略，使频率有所下降。

如图5所示，所述输入电压检测模块具体包括MOS管MP4，所述MOS管 MP4的源极连接输入电压VIN，其漏极连接MOS管MP5的源极，其栅极与其漏极连接；所述MOS管MP5的源极连接MOS管MP6的源极，其漏极连接反相器的输入端和MOS管MN3的漏极，其栅极与其漏极连接；所述MOS管MP6 的栅极连接反相器的输出端；所述MOS管MN3的源极接地，其栅极连接偏置电路，流过MN3的电流为Ib。

其工作原理如下：当输入电压大于MP4和MP5的阈值电压之和时，流过 MP4、MP5的电流大于MN3的电流，反相器翻转，信号VIN_H由高电平翻转为低电平。MP6实现迟滞功能，防止VIN_H信号来回振荡，影响检测电路的正常功能。由于MOS管的阈值电压会随着工艺和温度的变化有较大的波动，该电压检测结构的检测阈值也会有一定的变化，但是能够满足驱动的需求且不会损坏器件。

如图5所示为输出电压检测模块。输出电压的范围为1.8V-5V，而带隙等核心电路的最小工作电压在1.5V左右，为了保证电路的正常工作，将输出电压检测电路的检测阈值设定为1.6V。输入电压检测结构的检测随工艺和温度的偏差较大，无法应用于输出电压检测，故设计了较为精准的电压检测电路。

其工作原理：V_REF为1V基准电压，V_REF1为1.2V基准电压，V_OUT0为输出电压反馈信号，EN为使能信号，V_B0为偏置电压(大约0.5V)，V1.6为输出信号。要实现精准的电压检测，就必须要使用到带隙基准，但是对于本设计中，带隙只能由输出供电，故无法直接使用带隙基准进行比较检测，需要先检测带隙是否启动。带隙电路的工作原理如下：V_B0为一个粗略的电压，其主要作用是用于检测带隙是否已经启动；芯片刚上电时，使能信号EN由低变高，V1.6为低电平，随着输出电压的上升，带隙开始启动，此时或门的输出由低变高；经过一段时间的延时后，或门的输出传到与门，带隙也已经启动完成此后，此后输出信号V1.6 仅由反馈信号和基准的大小决定。同时通过多路选择器对V_REF1和V_REF进行选择，实现迟滞功能，防止输出信号震荡。

V_B0产生电路如图7所示，其为一个简单的稳压器，其流过MOS管的电流较小，MOS管均工作在亚阈值区，MP3为负载提供电流；电容Cc为补偿电容，保证环路的稳定性。MN3和MN1的宽长比相等，MN4和MN2的宽长比之比为 2∶1；在稳定时，流过MN5和电流和流过MN3的电流相等。此时LDO的输出电压V_REF1的表达式为：

V_B0＝V_GS5+V_DS4 (5)

而对于MN4和MN3有如下关系：

V_DS4＝V_GS4-V_GS3 (6)

将式(5)代入(6)可得：

其中K₃、K₄分别为MN3和MN4的宽长比，故式(5)又可以写作：

其中V_T为正温度系数，V_TH为负温度系数，故V_B0随温度的波动较小，能够满足用于输出电压检测的需求。

如图5所示，电荷泵结构采用经典结构：VIN_H为电荷泵的控制信号，当 VIN_H为高电平时，对V_IN进行倍压；当VIN_H为低电平时，电容C₀的左极板为低电平，不进行倍压。具体为：当输入电压较低时，利用电荷泵对其进行倍压，此时启动功率管的栅极高电平为2VIN，减小了启动功率管的导通阻抗，其允许通过的最大电流变大；当输入电压较高时，此时启动功率管的导通阻抗已经足够小，其允许通过的最大电流远大于启动阶段的限流值，无需利用电荷泵进行倍压。假定输入电压高低的阈值为V0，此时启动功率管所需的耐压值为{2V0，VINmax} 中较高值，只要V0小于0.5VINmax，那么就无需提高启动功率管的耐压值。在这里，考虑到输入电压检测电路的检测精度随工艺和温度的变化，将阈值设定为 1.6V。

如图4所示，所述过流保护模块具体包括放大器AMP，所述放大器AMP 的正输入端连接MOS管MN1的漏极和电感的输出端，其负输入端连接MOS管 MN0的漏极，其输出端连接MOS管MP1和MP2的栅极；所述MOS管MN1 的源极接地，其栅极连接ND0；所述MOS管MN0的源极接地，其栅极连接ND0；所述MOS管MP1的源极连接输入电压VIN，其漏极连接放大器AMP的负输入端；所述MOS管MP2的源极连接输入电压VIN，其漏极连接比较器CMP的负输入端；所述比较器CMP的负输入端通过电阻R1接地，其正输入端通过电阻 R2接地，同时通过IB连接输入电压VIN，其输出端输出信号VLIM。

其工作原理：为了防止在输入电压较高时，启动阶段的电流过大，设计了过流保护电路。MN1为启动功率管，MN0为采样管，其栅极均由ND0驱动。当ND0 为高电平时，MN1、MN0均导通且工作在线性区，此时MN1的导通压降为V_SW。 MN1、MN0、MP1和AMP形成闭环回路，由于运放的钳位作用，A点和SW点的电压相等，即MN0和MN1的四端电压均相等。MN1和MN0的宽长比比值为k，k远大于1，则流过MN0的电流与电感电流有如下关系：

而MP1、MP2和MN0的电流相等，故采样电压V_S与电感电流I_L的关系为：

随着电感电流的上升，V_S也会上升，当V_S大于参考值V_R时，输出信号V_LIM变为低电平。

所述启动功率管MN0、主功率管MN1均采用P型MOS管，所述功率管 MP采用N型MOS管。与全NMOS功率管相比，其主要优势为减小了芯片所需的面积，同时降低了器件的耐压值需求。

具体实现方式如下：采用NMOS管续流，在正常工作时，其源端为VOUT，导通时其栅极电压至少为VOUT+VGS，且为了保证其能流过较大的电流，VGS 应该较大，对续流管的耐压要求较高；同时芯片中的最高电位为VOUT，若需要一个大于VOUT的电压，需要使用到电荷泵，续流管的栅极寄生电容很大，其所需的倍压电容也较大。对于续流PMOS功率管，当栅极电压为0时，其自然处于导通状态，其耐压值仅需要VOUTmax，当栅极电位为系统的最高电位时，其处于关断状态，无需借助电荷泵，减少了额外的消耗。

逻辑和驱动电路模块中的逻辑电路用于产生功率管的控制信号，并将其送入到逻辑和驱动电路模块中的驱动电路，保证系统正常工作；所述驱动电路用于增大功率管控制信号的驱动能力。

本发明低压启动电路应用于迟滞电流模升压型DC-DC转换器中，其整体结构如图8(a)所示，电路主要由误差放大器、电流采样电路、迟滞比较器、模式切换电路、逻辑和驱动电路、供电电压产生电路、软启动模块以及低压启动电路组成。MN1和MP为主功率管，MN0为启动功率管；启动结束后，MN0栅极电位被拉到低电平。在轻载时系统将会从迟滞电流控制(Hysteretic Current Mode， HCM)转换到突发模式(Burst Mode，BM)以提高转换效率。采用迟滞电流模控制方式，不存在次谐波震荡，不需要斜坡补偿，且具有更宽的输入电压范围；同时轻载下具有更高的效率。其基本工作原理如图8(b)所示，具体为：采用全周期电流采样，不需要额外设计时钟电路；电流采样信号V_SENSE与误差放大器输出信号V_EA经过迟滞比较器产生PWM信号，再通过逻辑和驱动电路去驱动功率管。在电感充电阶段，ND和PD为高电平，功率管MN1导通、MP关断，随着电感电流上升，采样电压V_SENSE也会上升。当V_SENSE与V_EA的差值大于迟滞比较器的迟滞宽度时，PWM信号变为低电平，ND和PD也变为低电平，功率管MN1关断、MP导通，电感电流开始下降，采样电压V_SENSE随之下降。当V_EA与V_SENSE的差值大于迟滞比较器的迟滞宽度时，PWM信号由低电平变为高电平，进入电感充电阶段。

供电电压产生电路如图9所示，对于输入电压范围较宽的Boost DC-DC而言，电路中的部分电路需要使用系统中的最高电位进行供电。如本设计中的 PMOS续流管的驱动电路，在启动时，需要将续流管的栅极电位保持为V_IN；随着V_OUT上升至V_OUT＞V_IN后，其栅极电位应该保持为V_OUT；在启动完成后，为了保证功率管能够完全关断，其高电平也应该为系统的最高电位。

软启动模块如图12所示，V_FB为反馈电压，V_REF0为基准电压(0.95V_REF)， V_REF为1V基准电压，V1.6为输出电压检测电路的输出信号。软启动过程可以分为两个阶段：初始启动阶段结束后，系统进入迟滞电流模控制，此时V_OUT远小于设定值，此时为第一阶段；V_FB和V_REF0通过比较器产生的信号用于控制EA尾电流的大小和基准电压，在第一阶段中，V_FB＜V_REF0，比较器输出为高电平，此时EA的尾电流较小，基准电压为V_REF0；在第一阶段中，EA给电容Cc1和Cc充电，V_C缓慢上升，从而保证电感电流缓慢上升。经过若干个开关周期以后，V_OUT上升至V_FB＞V_REF0，进入第二阶段，此时基准电压变为V_REF，同时误差放大器的尾电流也变大，系统进入正常工作模式，启动结束。

采用分段控制的策略，使启动过程中电感电流逐渐上升；基准电压和EA的尾电流的变化，防止在启动过程中Vc点电位被充至较高，导致输出电压过冲较大。在软启动的第一阶段中，也加入了初始启动阶段的限流电路，限流值为 750mA，同时还加入了简单的二极管箝位电路，进一步防止启动过程中的电流过大以及Vc点电位被充至较高。

电路仿真结果。

该低压启动电路集成在一款迟滞电流模控制BOOST型DC-DC中，电路基于HHGRACE0.11um BCD工艺实现。输入电压0.7-4.7V，输出电压5V，电感为2.2uH，输出电容10uF。

在典型条件下(tt工艺角，25℃)，输入电压为0.7V时，启动过程的仿真波形如图10所示。从上至下依次为输出电压V_OUT，电感电流I_L，输出检测信号V1.6，输入输出比较信号V_{i_o}。当输出电压大于输入电压时，V_{i_o}由高电平变为低电平。整个启动过程，可以分为三个阶段：在T1阶段，只有启动功率管导通，电感电流最大为65mA；当V_OUT＞V_IN后，进入T2加速启动阶段，此时主功率管和启动功率管均由低压振荡器所产生的时钟控制，加速启动阶段的电感电流峰值为 100mA，V_OUT上升更快；当V_OUT＞1.6V后，系统进入迟滞电流模控制(T3阶段)，迟滞模式下电感电流纹波为300mA，V_OUT上升到设定值时启动结束。整个启动过程约为2ms，最大电流为650mA。

在输入电压为4.7V时，启动过程的仿真波形如图11所示。启动过程分为两个阶段，在T1阶段，由于过流保护电路的作用，电感电流最大值约为200mA；当V_IN＞1.6V时，不存在加速启动阶段，系统会直接进入迟滞电流模式(T3阶段)。在T3₀阶段，V_OUT＜V_IN；只有当V_OUT＞V_IN后，系统才会进入正常BOOST工作模式(T3₁阶段)。整个启动过程的持续时间大约为500us，启动过程中的最大电流为450mA。

从图10和图11中可以看出，当输入电压从0.7V变化到4.7V时，系统的启动过程没有大的变化，均能够实现输出电压的平稳上升，同时启动过程中的电感电流能够得到很好的限制。输入电压的变化会影响到启动过程的时间，在输入电压为0.7V时，启动时间约为2ms；当输入电压变为4.7V时，启动时间为500us。其主要时间差为初始启动阶段持续时间(T1和T2)，当输入电压较低时，初始启动阶段电感电流峰值较小，V_OUT上升缓慢，初始启动阶段持续时间较长。

Claims

1.一种低压启动电路，其包括电压检测模块、低压振荡器、电荷泵、启动功率管MN0、主功率管MN1、功率管MP、电感、逻辑和驱动电路模块，其特征在于：所述电路还包括过流保护模块；

所述电压检测模块的输入端连接输入电压VIN和输出电压VOUT，其输出端分别与低压振荡器、逻辑和驱动电路模块连接；所述低压振荡器的输出端连接过流保护模块；所述过流保护模块的输出端分别连接电荷泵、逻辑和驱动电路模块；所述电荷泵的输出端连接启动功率管MN0的栅极；所述启动功率管MN0的漏极连接电感的输出端，其源极接地；所述逻辑和驱动电路模块的第一输出端连接功率管MP的栅极，其第二输出端连接主功率管MN1的栅极；所述主功率管MN1的漏极连接电感的输出端，其源极接地；所述电感的输入端连接输入电压VIN，其输出端连接功率管MP的源极；所述功率管MP的漏极连接输出电压VOUT，并且其漏极通过电容COUT接地。

2.根据权利要求1所述的一种低压启动电路，其特征在于：所述过流保护模块具体包括放大器AMP，所述放大器AMP的正输入端连接MOS管MN1的漏极和电感的输出端，其负输入端连接MOS管MN0的漏极，其输出端连接MOS管MP1和MP2的栅极；所述MOS管MN1的源极接地，其栅极连接ND0；所述MOS管MN0的源极接地，其栅极连接ND0；所述MOS管MP1的源极连接输入电压VIN，其漏极连接放大器AMP的负输入端；所述MOS管MP2的源极连接输入电压VIN，其漏极连接比较器CMP的负输入端；所述比较器CMP的负输入端通过电阻R1接地，其正输入端通过电阻R2接地，同时通过IB连接输入电压VIN，其输出端输出信号VLIM。

3.根据权利要求1所述的一种低压启动电路，其特征在于：所述电压检测模块包括输入电压检测模块和输出电压检测模块，所述输入电压检测模块用于检测输入电压值，并根据输入电压值来控制电荷泵是否倍压。

4.根据权利要求3所述的一种低压启动电路，其特征在于：所述输入电压检测模块具体包括MOS管MP4，所述MOS管MP4的源极连接输入电压VIN，其漏极连接MOS管MP5的源极，其栅极与其漏极连接；所述MOS管MP5的源极连接MOS管MP6的源极，其漏极连接反相器的输入端和MOS管MN3的漏极，其栅极与其漏极连接；所述MOS管MP6的栅极连接反相器的输出端；所述MOS管MN3的源极接地，其栅极连接偏置电路，流过MN3的电流为Ib。

5.根据权利要求1所述的一种低压启动电路，其特征在于：所述启动功率管MN0、主功率管MN1均采用P型MOS管，所述功率管MP采用N型MOS管。

6.根据权利要求2所述的一种低压启动电路，其特征在于：还包括第二过流保护模块，所述第二过流保护模块与逻辑和驱动电路模块相连接。

7.根据权利要求1所述的一种低压启动电路，其特征在于：还包括软启动模块，所述软启动模块与DC-DC转换器中的误差放大器相连接。