CN114257066A - 开关变换器及其控制电路 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种开关变换器及其控制电路，控制电路包括第一误差放大器、逻辑和驱动电路以及参考电压发生电路。参考电压发生电路根据直流输入电压进行间歇地采样保持来生成参考电压，在每个时钟周期中参考电压发生电路仅开启一段时间，在时钟周期的剩余时间中通过保持阶段来维持参考电压的稳定，不仅保证了直流输出电压的稳定，而且可以实现极低的静态功耗，有利于提高开关变换器在轻载状态下的效率，实现超低功耗的开关变换器。

Description

开关变换器及其控制电路

技术领域

本发明涉及电子技术领域，更具体地，涉及一种开关变换器及其控制电路。

背景技术

随着电力电子产品的需求和半导体技术的发展，电源管理芯片在便携式电脑、移动电话、个人数字助理以及其他便携或非便携电子设备中的应用更加广泛。开关电源中开关变换器因转换效率高、输出电流大、静态电流小、输出负载范围宽等优点而被广泛应用。而在便携式设备中，开关变换器在轻负载下效率的高低很大程度上决定了便携式产品系统的待机事件。因此，在最近几年，低功耗、高效率的开关变换器设计成为了便携式设备的研究热点之一。

开关变换器的功耗一般由导通损耗、开关损耗以及芯片内部的模拟电路的静态损耗三部分组成。其中，导通损耗主要是电流流过功率管的导通电阻所消耗的能量，随着芯片负载电流的增大而增大，开关损耗是每个工作周期内，由于驱动功率管栅电容充放电而产生的动态损耗，静态损耗是芯片内部模拟电路在工作时的消耗，开关损耗和静态损耗均与芯片负载电流大小无关。所以，芯片在重载时，导通损耗是主要损耗，而在轻载时，开关损耗和静态损耗构成了变换器的主要损耗。由于便携式设备待机时的效率主要取决于开关变换器在轻负载下的功耗，所以提高开关变换器在轻负载时的效率，就能够有效延长便携式设备的电池使用时间。

如图1示出根据现有技术的一种开关变换器的电路示意图。如图1所示，开关变换器100包括集成在同一集成电路芯片中的主电路和控制电路。控制电路包括误差放大器EA、参考电压源110、逻辑和驱动电路120、限流保护电路130、电流反灌保护电路140以及轻载模式控制电路150。主电路包括开关管Q1、开关管Q2和电感Lx、输出电容Cout以及电阻R1和电阻R2等分立元件。

如图1所示，轻载模式控制电路150通过检测变换器的负载电流来判断开关变换器100的负载端是否处于轻载状态，当开关变换器100工作于轻载状态下时，轻载模式控制电路150输出休眠信号Sleep为逻辑高电平，即休眠信号Sleep有效，控制开关变换器100进入休眠状态，此时，开关变换器100中的大部分的工作电路被关闭，例如限流保护电路130和电流反灌保护电路140停止动作，整个变换器的静态电流随之降低，来保证芯片在轻载状态下时能够正常工作且保持低功耗。但是，现有技术的开关变换器100在轻载状态下需要参考电压源110和电阻反馈网络一直保持开启，以保证直流输出电压Vout的稳定，因此这两部分的静态损耗没有减小，降低了整个开关变换器在轻载状态下的效率，无法实现超低功耗的开关变换器。

发明内容

鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种超低功耗的开关变换器及其控制电路，有利于提高开关变换器在轻载状态下的效率。

根据本发明实施例的一方面，提供了一种开关变换器的控制电路，所述开关变换器包括串联连接的第一开关管和第二开关管，所述第一开关管和所述第二开关管用于控制输入端向输出端的电能传输，以将直流输入电压转换成直流输出电压，其中，所述控制电路包括：第一误差放大器，用于将所述直流输出电压与参考电压进行比较以获得误差信号；逻辑和驱动电路，用于根据所述误差信号产生脉宽调制信号，并将所述脉宽调制信号转换成开关控制信号；以及参考电压发生电路，用于根据所述直流输入电压进行间歇地采样保持，以生成所述参考电压。

可选的，所述参考电压发生电路包括第一开关、第二开关、存储电容以及稳压模块，所述第一开关的第一端与所述直流输入电压连接，第二端与所述稳压模块的输入端连接，所述第二开关的第一端与所述稳压模块的输出端连接，第二端与所述存储电容的第一端连接，所述存储电容的第二端接地，其中，所述第二开关和存储电容中间节点用于输出所述参考电压。

可选的，在所述第一开关和所述第二开关导通的情况下，所述稳压模块根据所述直流输入电压对所述存储电容充电，以生成所述参考电压，在所述第一开关和所述第二开关关断的情况下，所述存储电容维持所述参考电压的稳定。

可选的，在每个时钟周期中，所述第一开关和所述第二开关的导通时间等于时钟周期的1/N，N为大于2的整数。

可选的，所述参考电压发生电路还包括时序控制模块，用于控制所述第一开关和所述第二开关的导通和关断。

可选的，所述稳压模块通过低压差线性稳压器实现。

可选的，所述稳压模块包括：晶体管，所述晶体管的第一端与所述第一开关的第二端连接，第二端与所述第二开关的第一端连接；第一反馈电阻和第二反馈电阻，依次连接于所述晶体管的第二端和地之间；第二误差放大器，正相输入端与所述第一反馈电阻和所述第二反馈电阻的中间节点连接，反相输入端用于接收一基准电压，输出端与所述晶体管的控制端连接。

可选的，所述参考电压发生电路还包括带隙基准电压源，用于提供所述基准电压。

可选的，所述控制电路还包括：限流保护电路，通过检测流经所述第一开关管的电流以得到采样电流，并在所述采样电流大于设定电流值时关断所述第一开关管；电流反灌保护电路，用于在所述开关变换器的电感电流小于等于零的情况下关断所述第二开关管，以防止电感中的电流倒灌；以及轻载模式控制电路，通过检测所述电感电流判断所述开关变换器的负载端是否处于轻载状态，其中，所述限流保护电路和所述电流反灌保护电路适于在所述开关变换器的负载端处于轻载状态的情况下停止工作。

根据本发明实施例的另一方面，提供了一种开关变换器，包括：主电路，包括串联连接的第一开关管和第二开关管，所述第一开关管和所述第二开关管用于控制输入端向输出端的电能传输，从而根据直流输入电压产生直流输出电压；以及所述的控制电路。

在本发明实施例的开关变换器及其控制电路中，参考电压发生电路根据直流输入电压进行间歇地采样保持来生成参考电压，在每个时钟周期中参考电压发生电路仅开启一段时间，在时钟周期的剩余时间中通过保持阶段来维持参考电压的稳定，不仅保证了直流输出电压的稳定，而且降低了参考电压发生电路的静态损耗，从而有利于提高开关变换器在轻载状态下的效率，实现超低功耗的开关变换器。

在进一步的实施例中，开关变换器中的误差放大器直接将直流输出电压与参考电压进行比较，与现有技术的开关变换器相比，省去了输出端的反馈网络，有利于提高开关变换器的响应速度。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1示出根据现有技术的一种开关变换器的电路示意图；

图2示出根据本发明实施例的一种开关变换器的电路示意图；

图3示出图2中的参考电压发生电路的电路示意图；

图4示出图3中的参考电压发生电路的示意性波形图。

具体实施方式

以下将参照附图更详细地描述本发明的各种实施例。在各个附图中，相同的元件采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。

应当理解，在以下的描述中，“电路”可包括单个或多个组合的硬件电路、可编程电路、状态机电路和/或能存储由可编程电路执行的指令的元件。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以直接耦合或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦合到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

在本申请中，开关管是工作开关模式以提供电流路径的晶体管，包括选自双极晶体管或场效应晶体管的一种。开关管的第一端和第二端分别是电流路径上的高电位端和低电位端，控制端用于接收驱动信号以控制开关管的导通和关断。MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)包括第一端、第二端和控制端，在MOSFET的导通状态，电流从第一端流至第二端。P型MOSFET的第一端、第二端和控制端分别为源极、漏极和栅极，N型MOSFET的第一端、第二端和控制端分别为漏极、源极和栅极。

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

图2示出根据本发明实施例的一种开关变换器的电路示意图。如图2所示，开关变换器200包括集成在同一集成电路芯片中的主电路和控制电路。

开关变换器200的主电路包括串联连接在输入端和接地端之间的开关管Q1和开关管Q2，电感Lx连接在开关管Q1和开关管Q2的中间节点和输出端之间，输出电容Cout连接在输出端和接地端之间。主电路的输入端接收直流输入电压Vin，输出端提供直流输出电压Vout。开关管Q1和开关管Q2例如分别称为高侧开关管和低侧开关管。开关变换器200的控制电路用于向开关管Q1和开关管Q2提供开关控制信号。该开关控制信号是根据脉宽调制信号产生的驱动信号。开关管Q1例如采用P型MOSFET，开关管Q2例如采用N型MOSFET，在每个开关周期中，开关管Q1和开关管Q2交替导通和关断，使得电感Lx交替储存电能和供给电能。在开关管Q1导通，开关管Q2关断期间，电感Lx开始储存电能，在开关管Q1关断，开关管Q2导通期间，电感Lx开始向输出电容Cout供给电能，使得直流输出电压Vout稳定。

在本发明其他实施例中，开关管Q1和开关管Q2也可以是其他种类的晶体管，例如NPN达林顿管、NPN型双极性晶体管、PNP型双极性晶体管等。

控制电路包括误差放大器EA1、参考电压发生电路210、逻辑和驱动电路220、限流保护电路230、电流反灌保护电路240以及轻载模式控制电路250。

误差放大器EA1将直流输出电压Vout与参考电压VREF相比较而产生误差信号Verr。

参考电压发生电路210用来产生芯片内部的参考电压VREF。进一步的，参考电压发生电路210用于根据所述直流输入电压Vin进行间歇地采样保持，以生成所述参考电压VREF。在每个时钟周期中，参考电压发生电路210仅开启一段时间，在时钟周期的剩余时间中通过保持阶段来维持参考电压VREF的稳定，不仅保证了直流输出电压Vout的稳定，而且降低了参考电压发生电路210的静态损耗，有利于提高开关变换器200的轻载效率。

逻辑和驱动电路220用于实现系统的逻辑控制功能，用于根据所述误差信号Verr和时钟信号OSC产生脉宽调制信号，并将脉宽调制信号转换成开关控制信号，以控制开关管Q1和开关管Q2的导通状态。示例的，逻辑和驱动电路220将用于开关管Q1的开关控制的控制信号PD输出到开关管Q1的控制端，将用于进行开关管Q2的开关控制的控制信号ND输出到开关管Q2的控制端。

限流保护电路230用于限制开关管Q1的电流以及提供短路保护。在一个实施例中，限流保护电路230将流经开关管Q1的电流与限流阈值进行比较。当该电流大于限流阈值时，限流保护电路230向逻辑和驱动电路220输出限流保护信号LIM，使得逻辑和驱动电路220动作停止。当逻辑和驱动电路220动作停止时，控制信号PD为高电平，断开开关管Q1，停止向输出端供给输出电流，从而可在芯片的输出端短路时降低芯片以及后级负载损坏的风险。

电流反灌保护电路240用于在电感续流阶段检测电感电流是否下降为零，当开关管Q2的电流下降接近零时，电流反灌保护电路240输出反灌保护信号REV，逻辑和驱动电路220根据反灌保护信号REV输出控制信号ND为低电平，关断开关管Q2，防止电感中的电流倒灌。

轻载模式控制电路250通过检测变换器的负载电流来判断开关变换器200的负载端是否处于轻载状态，例如，轻载模式控制电路250通过检测直流输出电压Vout和误差信号Verr来判断开关变换器200的负载端是否处于轻载状态。当开关变换器200工作于轻载状态下时，轻载模式控制电路250输出休眠信号Sleep为逻辑高电平，即休眠信号Sleep有效，控制开关变换器200进入休眠状态，此时，开关变换器200中的大部分的工作电路被关闭，例如限流保护电路230和电流反灌保护电路240停止动作，同时误差放大器EA1中的电流降低，整个变换器的静态电流随之降低，来保证芯片在轻载状态下时能够正常工作且保持低功耗。

在本实施例的开关变换器200中，参考电压发生电路210根据直流输入电压Vin进行间歇地采样保持来生成参考电压VREF，在每个时钟周期中参考电压发生电路210仅开启一段时间，在时钟周期的剩余时间中通过保持阶段来维持参考电压VREF的稳定，不仅保证了直流输出电压Vout的稳定，而且降低了参考电压发生电路210的静态损耗，从而有利于提高开关变换器200在轻载状态下的效率，实现超低功耗的开关变换器。

图3示出图2中的参考电压发生电路的电路示意图。如图3所示，参考电压发生电路210包括带隙基准电压源211、稳压模块212、时序控制模块213、开关K1、开关K2以及存储电容C1。

带隙基准电压源211用来产生芯片内部的带隙基准电压，例如提供0.85V、0.8V、0.3V的基准电压，以作为稳压模块212的参考。开关K1的第一端与直流输入电压Vin连接，第二端与稳压模块212的输入端连接，开关K2的第一端与稳压模块212的输出端连接，第二端与存储电容C1的第一端连接，存储电容C1的第二端接地，开关K2和存储电容C1中间节点用于输出参考电压VREF。时序控制模块213用于控制所述开关K1和所述开关K2的导通和关断。其中，在开关K1和开关K2导通的情况下，稳压模块212根据直流输入电压Vin和基准电压Vb对存储电容C1充电，存储电容C1的第一端的电压升高，从而生成所述参考电压VREF。在开关K1和开关K2关断的情况下，通过存储电容C1的保持状态来维持参考电压VREF的稳定。

进一步的，稳压模块212通过低压差线性稳压器实现。示例的，稳压模块212包括：晶体管M1、误差放大器EA2以及反馈电阻Rf1和Rf2。晶体管M1的第一端与开关K1的第二端连接，第二端与开关K2的第一端连接，反馈电阻Rf1和Rf2依次连接于晶体管M1的第二端和地之间，误差放大器EA2的正相输入端与反馈电阻Rf1和Rf2的中间节点连接，反相输入端用于接收所述基准电压Vb，输出端与晶体管M1的控制端连接。误差放大器EA2用来根据反馈电阻Rf1和Rf2得到的反馈电压与基准电压Vb之间的误差来控制晶体管M1的控制端电压，从而将直流输入电压Vin转换为稳定的输出电压，对存储电容C1进行稳定的充电，继而得到参考电压VREF(其中，参考电压VREF＝Vb*(Rf1+Rf2)/Rf2)。

在本实施例中，采用稳压模块212中的反馈电阻代替开关变换器反馈环路中的电阻，省去了输出端的反馈网络，有利于提高开关变换器的响应速度。

图4示出图3中的参考电压发生电路的示意性波形图。在图4中，曲线CLK_SH和SH分别表示时序控制模块213内部的时钟信号和与开关K1和开关K2相关的采样保持信号。时钟信号CLK_SH为周期为T的方波信号，在每个时钟周期T中，采样保持信号SH为时钟信号CLK_SH的上升沿触发的脉冲信号，并且持续第一时间段t1。采样保持信号SH用于控制开关K1和开关K2的导通和关断。第一时间段t1，开关K1和开关K2导通，稳压模块根据直流输入电压Vin获得参考电压VREF，在之后的第二时间段t2，开关K1和开关K2关断，由存储电压C1保持参考电压VREF的稳定。其中，第一时间段t1＝T/N，N为大于2的整数。由此可知，与现有技术的变换器相比，本实施例的开关变换器中的参考电压发生电路210在每个时钟周期T中消耗的静态电流为Iq/N(Iq为现有技术的开关变换器中参考电压源、电阻R1以及电阻R2消耗的静态电流)，从而大大降低了参考电压发生电路210的静态损耗，从而有利于提高开关变换器200在轻载状态下的效率，实现超低功耗的开关变换器。

在上述实施例中，尽管结合图2描述了降压型拓扑结构的开关变换器，然而，可以理解，该参考电压发生电路也可以适用于其他拓扑结构的开关变换器中，包括但不限于降压型、升压型、升降压型、非逆变升降压型、正激型、反激型等拓扑结构。

综上所述，本发明实施例的开关变换器及其控制电路中，参考电压发生电路根据直流输入电压进行间歇地采样保持来生成参考电压，在每个时钟周期中参考电压发生电路仅开启一段时间，在时钟周期的剩余时间中通过保持阶段来维持参考电压的稳定，不仅保证了直流输出电压的稳定，而且降低了参考电压发生电路的静态损耗，从而有利于提高开关变换器在轻载状态下的效率，实现超低功耗的开关变换器。

在进一步的实施例中，开关变换器中的误差放大器直接将直流输出电压与参考电压进行比较，与现有技术的开关变换器相比，省去了输出端的反馈网络，有利于提高开关变换器的响应速度。

应当说明，尽管在本文中，将器件说明为某种N沟道或P沟道器件、或者某种N型或者P型掺杂区域，然而本领域的普通技术人员可以理解，根据本发明，互补器件也是可以实现的。本领域的普通技术人员可以理解，导电类型是指导电发生的机制，例如通过空穴或者电子导电，因此导电类型不涉及掺杂浓度而涉及掺杂类型，例如P型或者N型。本领域普通技术人员可以理解，本文中使用的与电路运行相关的词语“期间”、“当”和“当……时”不是表示在启动动作开始时立即发生的动作的严格术语，而是在其与启动动作所发起的反应动作(reaction)之间可能存在一些小的但是合理的一个或多个延迟，例如各种传输延迟等。本文中使用词语“大约”或者“基本上”意指要素值(element)具有预期接近所声明的值或位置的参数。然而，如本领域所周知的，总是存在微小的偏差使得该值或位置难以严格为所声明的值。本领域已恰当的确定了，至少百分之十(10％)(对于半导体掺杂浓度，至少百分之二十(20％))的偏差是偏离所描述的准确的理想目标的合理偏差。当结合信号状态使用时，信号的实际电压值或逻辑状态(例如“1”或“0”)取决于使用正逻辑还是负逻辑。

此外，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

依照本发明的实施例如上文，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。

Claims (10)

1.一种开关变换器的控制电路，所述开关变换器包括串联连接的第一开关管和第二开关管，所述第一开关管和所述第二开关管用于控制输入端向输出端的电能传输，以将直流输入电压转换成直流输出电压，其中，所述控制电路包括：

第一误差放大器，用于将所述直流输出电压与参考电压进行比较以获得误差信号；

逻辑和驱动电路，用于根据所述误差信号产生脉宽调制信号，并将所述脉宽调制信号转换成开关控制信号；以及

参考电压发生电路，用于根据所述直流输入电压进行间歇地采样保持，以生成所述参考电压。

2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述参考电压发生电路包括第一开关、第二开关、存储电容以及稳压模块，

所述第一开关的第一端与所述直流输入电压连接，第二端与所述稳压模块的输入端连接，

所述第二开关的第一端与所述稳压模块的输出端连接，第二端与所述存储电容的第一端连接，所述存储电容的第二端接地，

其中，所述第二开关和存储电容中间节点用于输出所述参考电压。

3.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，在所述第一开关和所述第二开关导通的情况下，所述稳压模块根据所述直流输入电压对所述存储电容充电，以生成所述参考电压，

在所述第一开关和所述第二开关关断的情况下，所述存储电容维持所述参考电压的稳定。

4.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于，在每个时钟周期中，所述第一开关和所述第二开关的导通时间等于时钟周期的1/N，N为大于2的整数。

5.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述参考电压发生电路还包括时序控制模块，用于控制所述第一开关和所述第二开关的导通和关断。

6.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述稳压模块通过低压差线性稳压器实现。

7.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，所述稳压模块包括：

晶体管，所述晶体管的第一端与所述第一开关的第二端连接，第二端与所述第二开关的第一端连接；

第一反馈电阻和第二反馈电阻，依次连接于所述晶体管的第二端和地之间；

第二误差放大器，正相输入端与所述第一反馈电阻和所述第二反馈电阻的中间节点连接，反相输入端用于接收一基准电压，输出端与所述晶体管的控制端连接。

8.根据权利要求7所述的控制电路，其特征在于，所述参考电压发生电路还包括带隙基准电压源，用于提供所述基准电压。

9.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，还包括：

限流保护电路，通过检测流经所述第一开关管的电流以得到采样电流，并在所述采样电流大于设定电流值时关断所述第一开关管；

电流反灌保护电路，用于在所述开关变换器的电感电流小于等于零的情况下关断所述第二开关管，以防止电感中的电流倒灌；以及

轻载模式控制电路，通过检测所述电感电流判断所述开关变换器的负载端是否处于轻载状态，

其中，所述限流保护电路和所述电流反灌保护电路适于在所述开关变换器的负载端处于轻载状态的情况下停止工作。

10.一种开关变换器，其特征在于，包括：

主电路，包括串联连接的第一开关管和第二开关管，所述第一开关管和所述第二开关管用于控制输入端向输出端的电能传输，从而根据直流输入电压产生直流输出电压；以及根据权利要求1-9任一项所述的控制电路。

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