CN107112894B - 功率转换设备 - Google Patents

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Abstract

一种用于对负载供电的系统，包括：被配置为接收输入电压的输入电感器、经由开关节点连接到电感器的选择模块、以及包括多个半桥级的多电平半桥级，每个半桥级包括连接在开关节点之间的一对开关；功率组合级，其使用从多电平半桥级输出的并联母线电压线路而耦合到每个半桥级，功率组合级被配置为向负载输出电压；以及控制器，其被配置为基于输入电压来选择性地控制半桥级操作在半桥模式中，以提供母线电压线路上的逐步升高的电压，其中控制器进一步被配置为控制功率组合级提供母线电压线路之间的电压，并且这些电压的总和高于输入电压的峰值。

Description

功率转换设备
技术领域
本发明涉及集成功率转换器领域。本发明可以特别地应用到用于发光二极管(LED)光源的驱动电路。更特别地，本发明涉及紧凑且高效的功率转换设备。
背景技术
已知的AC-DC转换器体系结构包括接收交流(AC)整流电压的第一升压功率因数校正(PFC)转换器级、和第二DC-DC电压转换器级，由此两个级通过直流(DC)链路电容器而相互连接。通常，中间母线电压(在两个级之间)被固定为足够高的400V，以保证针对考虑到线路变化(最坏情况下365V)的欧盟(EU)市电电压的升压操作。
例如使用开关模式电源(SMPS)的要求功率转换模块的高水平集成的应用可以诉诸于功率转换器，诸如用于DC-DC电压转换器级的开关电容转换器(SCC)，其可以仅通过使用与电感输出滤波器组合的电容器和开关来提供非常高效的DC-DC电压转换。
特别是，固态照明(SSL)工业对用于LED的小且紧凑的功率管理单元的需求正在增加。LED要求以恒定电流的形式尽可能高效地输送功率供应。理想上，尺寸上与LED本身可比较的LED驱动器将表示实现新的照明概念的显著突破。这样的解决方案将要求具有高水平的可靠性和效率的系统，以便符合寿命、尺寸及散热的要求。
LED驱动器可以基于SMPS。SMPS可以包括SCC，其允许高水平集成并实现大的功率转换比率，但具有提供多个离散的转换比率的缺点，这使得SCC不适合于其中要求精细调节输出功率的应用。
SMPS还可以包括常规电感转换器，其包括多个电感器和开关。电感转换器允许输出功率的精细调节，并且可以高效地提供任意的转换比率，但电感转换器的一个缺点是它们不能容易地集成在紧凑结构中。
混合式开关电容转换器(H-SCC)使用与滤波电感器组合的SCC的内部节点中可获得的脉宽调制电压，以延伸转换范围并提高SCC的效率。
发明内容
本发明人已认识到由于中间母线电压处于400V处，DC-DC电压转换器级的开关必须是额定的，以处理这一电压。本发明人已标识定用在现有技术的离线AC/DC转换器中的高电压(HV)开关具有以下缺点：(i)高电压固态开关设备的高的漏极-源极电容、栅极-源极电容限制操作的频率，(ii)开关损耗与阻断电压的平方成比例，(iii)受限的开关频率制约滤波器元件的减少，(iv)低成本HV开关对于超大规模集成(VLSI)的受限的可用性，抑制了芯片上的功率集成和/或合算的集成。
根据本发明的一个方面，提供了一种用于对负载供电的功率转换系统，该功率转换系统包括：功率因数校正前端，其包括：被配置为接收整流的市电输入电压的输入电感器、经由开关节点连接到输入电感器的选择模块、以及包括多个半桥级的多电平半桥级，每个半桥级包括连接在开关节点之间的一对开关，由此每个半桥开关节点连接到选择模块的多个输出中的一个；功率组合级，其通过从所述多电平半桥级输出的多个并联母线电压线路中的一个而耦合到功率因数校正前端的每个半桥级，功率组合级被配置为组合多个并联母线电压线路上的功率，以向所述负载输出DC电压；以及控制器，其被配置为依赖于整流的市电输入电压来选择性地控制所述半桥级中的一个半桥级操作在半桥模式中，并控制选择模块将开关节点与所选择的半桥级的开关节点连接，以提供多个并联母线电压线路中的一个并联母线电压线路上的逐步升高的电压，其中控制器进一步被配置为控制功率组合级提供多个并联母线电压线路中的每个并联母线电压线路之间的电压，其中多个并联母线电压线路中的每个并联母线电压线路两端的电压的总和高于整流的市电输入电压的峰值。
选择模块可以包括多个开关及多个电压钳位部件，每个电压钳位部件被配置为作为电压钳来操作，以将开关中的一个开关的最大阻断电压限制到所述电压。
控制器可以包括被配置为感测输入电感器中的电流的电感器电流感测电路；并且可以被配置为基于所感测的输入电感器中的电流来生成用于驱动操作在半桥模式中的半桥级的上开关和半桥级的下开关的脉宽调制信号。
控制器可以进一步包括电流控制器级，电流控制器级包括：被配置为将所感测的输入电感器中的电流与上限阈值进行比较的第一比较器，以及被配置为将所感测的输入电感器中的电流与下限阈值进行比较的第二比较器，其中第一比较器和第二比较器的输出用于生成用于驱动操作在半桥模式中的半桥级的上开关和半桥级的下开关的脉宽调制信号。
电流控制器级可以包括S-R锁存器，其中第一比较器的输出被供应给S-R锁存器的第一输入端，并且第二比较器的输出被供应给S-R锁存器的第二输入端，以及S-R锁存器的第一输出端输出用于驱动半桥级的上开关的脉宽调制信号，并且S-R锁存器的第二输出端输出用于驱动半桥级的下开关的脉宽调制信号。
控制器可以进一步包括：比较器级，被配置为将所述电压与电压设置点进行比较以输出误差信号；以及功率因数控制器级，被配置为接收误差信号作为输入，并基于误差信号来调整上限阈值。
在一个示例性实施例中，其中误差信号指示所述电压小于电压设置点，功率因数控制器级被配置为增加上限阈值；并且其中误差信号指示所述电压大于电压设置点，功率因数控制器级被配置为降低上限阈值。
控制器可以根据临界导通模式控制半桥级操作在半桥模式中。在这种实施例中，下限阈值可以设置为零。
功率组合级可以包括开关电容转换器，开关电容转换器包括由控制器控制的多个开关。
开关电容转换器可以基于包括第一组开关和第二组开关的迪克森阶梯(Dicksonladder)拓扑，其中控制器被配置为以互补的方式驱动第一组开关和第二组开关。
开关电容转换器可以包括含有多个电容器的接地电容器阶梯，以及含有至少一个电容器的飞跨电容器阶梯。
控制器可以被配置为驱动第一组开关和第二组开关，以控制飞跨电容器阶梯中的电容器在接地电容器阶梯的端子之间切换，以便提供多个并联母线电压线路中的每个并联母线电压线路之间的所述电压。
开关电容转换器可以具有固定的逐步降低的转换比率。
根据本公开的另一方面，提供了一种光模块，其包括至少一个光源及根据本文所描述的任何实施例的、用于向至少一个光源供应DC电压的功率转换系统。
至少一个光源可以包括一个或多个发光二极管。
通过下文所描述的实施例，这些及其他方面将是明显的。本公开的范围不旨在由这一发明内容限制，也不旨在限制于必然解决所指出的缺点中的任何缺点或所有缺点的实施方式。
附图说明
为了更好地理解本公开并示出如何可以实现实施例，参考随附的附图，其中：
图1图示了功率转换系统的示意框图；
图2示出了根据本发明的一个示例性实施例的功率转换系统的示意框图；
图3a图示了功率转换系统的解复用器级的开关中的电流和电压应力；
图3b图示了功率转换系统的解复用器级的二极管中的电流和电压应力；
图4图示了对于360V的峰值电压，在半个市电周期期间，作为供应自市电供应电压源的市电电压的函数，功率转换系统的多电平半桥级中开关的开关激活；
图5a图示了功率转换系统的多电平半桥级的升压半桥级的简化示意图；
图5b图示了根据本发明的一个示例性实施例的功率转换系统的输入电感器的电流波形；
图6图示了迟滞控制器级的示意性框图；
图7a和图7b示出了功率转换系统的分段式PFC升压转换器级的分段式母线电压的曲线图和输入电流的曲线图；
图8图示了依赖于电压转换器级中所提供的分段式电压水平的数目的、作为市电电压的函数的、功率转换系统的电压转换器级中的开关的开关频率；
图9图示了相对于分段式PFC升压转换器级归一化的电压转换器级中的开关的平均开关频率；
图10图示了由功率转换系统的控制器实现的闭环控制方案；
图11a图示了输入电感器电压波形；
图11b-图11d图示了输入电感器电压波形的部分；以及
图12图示了电感器电流感测电路。
具体实施方式
首先参考图示了功率转换系统100的图1，功率转换系统100包括市电供应电压源102、用于对由市电供应电压源102供应的市电供应电压进行整流的整流器104、分段式PFC升压转换器级105、功率组合级112、负载114及控制器118。
如将由本领域的技术人员所理解的，由市电供应电压源102供应的市电供应电压是具有取决于市电供应电压源102的地理位置的值的AC电压。例如，市电供应电压可以在对应于美国的电网电压的90Vrms到130Vrms的范围中，或者在对应于欧洲国家的电网电压的200Vrms到260Vrms的范围中。
整流器104被布置为将由市电供应电压源102供应的AC市电供应电压转换成DC电压(即，整流的市电电压)。整流器104可以例如包括二极管电桥。本领域的技术人员熟悉这样的整流器如何执行AC电压整流，因此关于整流器104的进一步细节未包括在本文中。
整流器104被布置为向分段式PFC升压转换器级105供应整流的市电电压。
PFC转换器用于改善AC功率的功率因数。功率转换器的设计中的重要考虑是功率转换器应当提供高功率因数。功率转换器的功率因数通常指代有效功率与电路中的电压和电流的乘积的比率。高功率因数是接近或超过0.9的功率因数，其中最大功率因数是1.0。例如，在电力设备中，对于所传输的相同量的有用功率，具有低功率因数的负载具有比具有高功率因数的负载高的电流流动。
分段式PFC升压转换器级105包括输入电感器(Lin)106、解复用器108及多电平半桥级110。分段式PFC升压转换器级105被配置为改变由负载所抽出的电流的波形，以提高功率因数。
分段式PFC升压转换器级105的多电平半桥级110耦合到功率组合级112。
在下文所描述的实施例中，功率组合级112包括被配置为作为n:1分压器(其中，n>＝2)操作的开关电容转换器(SCC)。
控制器118通过以下方式来允许控制环：根据表示所感测的由整流器104供应的整流的市电电压、由输入电感器106输出的整流的市电电压的输入信号，和/或表示所感测的负载电压、所感测的母线电压VBUS、负载电流或负载功率的信号，来控制解复用器108、多电平半桥级110及SCC级112。
现在参考图2，图2示出了电气图，该电气图更详细地图示了本发明的一个示例性实施例中的分段式PFC升压转换器级105和SCC级112。在所图示的示例性实施例中，SCC级112作为5:1分压器(即，除以五分压器)操作。
SCC级112使用基于九个电容器CBUS-C9和十个单刀单掷类型的开关M11-M20的迪克森阶梯拓扑。更特别地，SCC级112包括两个电容器阶梯：接地电容器阶梯和飞跨电容器阶梯。接地电容器阶梯中的电容器的数目与所使用的级的数目相称，对于n:1分压器(其中n≥2)，在接地电容器阶梯中有n个电容器。飞跨电容器阶梯中的电容器的数目也与所使用的级的数目相称，对于n:1分压器(其中n≥2)，在飞跨电容器阶梯中有n-1个电容器。
如图2中所示的，作为5:1分压器操作的SCC级112具有包括电容器C1、C2、C3、C4和CBUS(市电存储电容器)的接地电容器阶梯以及包括电容器C6、C7、C8和C9的飞跨电容器阶梯。
SCC级112进一步包括十一个中心节点201-211。第一开关M11选择性地将第一中心节点201连接到第二中心节点202。第二开关M12选择性地将第二中心节点202连接到第三中心节点203。第三开关M13选择性地将第三中心节点203连接到第四中心节点204。第四开关M14选择性地将第四中心节点204连接到第五中心节点205。第五开关M15选择性地将第五中心节点205连接到第六中心节点206。第六开关M16选择性地将第六中心节点206连接到第七中心节点207。第七开关M17选择性地将第七中心节点207连接到第八中心节点208。第八开关M18选择性地将第八中心节点208连接到第九中心节点209。第九开关M19选择性地将第九中心节点209连接到第十中心节点210。第十开关M20选择性地将第十中心节点210连接到第十一中心节点211。第十一中心节点211连接到地(例如，0V)。
飞跨电容器阶梯位于第二中心节点202与第十中心节点210之间。特别地，第六电容器C6位于第二中心节点202与第四中心节点204之间。第七电容器C7位于第四中心节点204与第六中心节点206之间。第八电容器C8位于第六中心节点206与第八中心节点208之间。第九电容器C9位于第八中心节点208与第十中心节点210之间。
接地电容器阶梯位于第一中心节点201与第十一中心节点211之间。特别地，第一电容器C1位于第一中心节点201与第三中心节点203之间。第二电容器C2位于第三中心节点203与第五中心节点205之间。第三电容器C3位于第五中心节点205与第七中心节点207之间。第四电容器C4位于第七中心节点207与第九中心节点209之间。市电存储电容器CBUS位于第九中心节点209与第十一中心节点211之间。
控制器118(图2中所示的)被配置为以互补方式驱动SCC级112的开关M11-M20。也就是说，控制器118控制开关M11、M13、M15、M17及M19在第一时间阶段A期间处于给定状态(例如被接通)，同时第二PWM信号用于控制开关M12、M14、M16、M18及M20处于相反状态(例如被关断)。在相继的第二时间阶段B期间，所有开关的状态可以被反转。
多电平半桥级110包括n个半桥级。如图2中所示的，当SCC级112作为n:1分压器(n＝5)操作时，多电平半桥级110包括五个半桥级。每个半桥级包括两个开关(一个上开关和一个下开关)。
包括上开关M1和下开关M2的第一半桥级与电容器C1并联连接。开关M1的漏极连接被连接到SCC级112的第一中心节点201。开关M1的源极连接被连接到开关M2的漏极连接。开关M2的源极连接被连接到SCC级112的第三中心节点203。第五开关节点Vx5位于开关M1的源极连接与开关M2的漏极连接之间。
包括上开关M3和下开关M4的第二半桥级与电容器C2并联连接。开关M3的漏极连接被连接到SCC级112的第三中心节点203。开关M3的源极连接被连接到开关M4的漏极连接。开关M4的源极连接被连接到SCC级112的第五中心节点205。第四开关节点Vx4位于开关M3的源极连接与开关M4的漏极连接之间。
包括上开关M5和下开关M6的第三半桥级与电容器C3并联连接。开关M5的漏极连接被连接到SCC级112的第五中心节点205。开关M5的源极连接被连接到开关M6的漏极连接。开关M6的源极连接被连接到SCC级112的第七中心节点207。第三开关节点Vx3位于开关M5的源极连接与开关M6的漏极连接之间。
包括上开关M7和下开关M8的第四半桥级与电容器C4并联连接。开关M7的漏极连接被连接到SCC级112的第七中心节点207。开关M7的源极连接被连接到开关M8的漏极连接。开关M8的源极连接被连接到SCC级112的第九中心节点209。第二开关节点Vx2位于开关M7的源极连接与开关M8的漏极连接之间。
包括上开关M9和下开关M10的第五半桥级与市电存储电容器CBUS并联连接。开关M9的漏极连接被连接到SCC级112的第九中心节点209。开关M9的源极连接被连接到开关M10的漏极连接。开关M10的源极连接被连接到SCC级112的第十一中心节点211。第一开关节点Vx1位于开关M9的源极连接与开关M10的漏极连接之间。
在任何一个时间，如下文进一步详细描述的，控制器118控制半桥级中的仅一个半桥级的开关操作在半桥模式中。当半桥级操作在半桥模式中时，该半桥级的下开关和上开关彼此互补地接通和关断。
如图2中所示的，输入电感器106被布置为连接在从整流器104输出的整流的市电电压与开关节点Vx之间。开关节点Vx连接到解复用器108的输入。解复用器108被配置为路由开关节点Vx与多电平半桥级110中的不同的浮动开关节点(Vx1、Vx2、Vx3、Vx4及Vx5)之一，从而允许输入电感器106以由不同的浮动半桥级110生成的不同PWM电压(PWM1、PWM2、……PWMn)被激励。解复用器108因此可以被认为是1:n解复用器。
如图2中所示的，解复用器108包括多个开关M21-M24及多个二极管D1-D4。
第一二极管D1的正极端子(阳极)连接到开关节点Vx，并且第一二极管D1的负极端子(阴极)连接到开关节点Vx5。开关M21的漏极连接被连接到开关节点Vx。第二二极管D2的正极端子(阳极)连接到开关M21的源极连接，并且第二二极管D2的负极端子(阴极)连接到开关节点Vx4。开关M22的漏极连接被连接到开关M21的源极连接。第三二极管D3的正极端子(阳极)连接到开关M22的源极连接，并且第三二极管D3的负极端子(阴极)连接到开关节点Vx3。开关M23的漏极连接被连接到开关M22的源极连接。第四二极管D4的正极端子(阳极)连接到开关M23的源极连接，并且第四二极管D4的负极端子(阴极)连接到开关节点Vx2。开关M24的漏极连接被连接到开关M23的源极连接。开关M24的源极连接被连接到开关节点Vx1。
如上文所描述的，在现有技术的升压PFC转换器中，中间母线电压通常被固定在大于400V，因此在SCC级112中必须使用高电压(HV)开关。
根据本发明的实施例，使用分段式PFC升压转换器级105，例如400V值的中间母线电压保持相同；然而，由所有器件(SCC级112中的开关和电容器)所见的电压应力由所使用的电平的数目确定。在图2所示的说明性实施例中，中间母线电压被分成5个电平，每个电平两端的电压在本文中被称为VBUS，其近似等于80V。因此，市电存储电容器CBUS利用低得多的电压操作，这便于通过在较低电压范围中可用的更可靠的技术来替换通常的电解电容器。SCC级112使中间母线电压逐步降低，以在其输出处输出电压VBUS。
飞跨阶梯中的电容器在接地阶梯电容器的端子之间切换，例如在阶段A期间C6与C1并联，以及在阶段B期间C6与C2并联。以这种方式，电容器中的电压被均衡，并且电荷从输入端子运输到输出，因此所有电容器的端子之间的电压是相同的且等于VBUS。
解复用器108被设计成将二极管D1至D4和接地腿电容器用作用于复用器开关M21-M24的电压钳，从而将复用器开关M21-M24的最大阻断电压限制到VBUS(下文参考图3a所更详细描述的)。解复用器108的二极管D1至D4是必须阻断市电输入的全电压的唯一器件(下文参考图3b所更详细地描述的)。其余开关仅阻断母线电压(VBUS)。不同于其中级通过dc链路电容器而相互连接的典型的两级转换器，所呈现的体系结构使用SCC级112的接地阶梯的电容器来链接两个级，由此中间母线电压的总体被均等地在接地阶梯电容器间分配。尽管上文已经参考二极管D1至D4描述了电压钳位部件，但将理解的是诸如高额定电压开关的其他部件可以替代二极管，并且仍然提供相同的电压钳位功能。
如下文参考图3a和图3b更详细描述的，取决于输入电压，解复用器108将开关节点Vx连接到由半桥提供的对应开关节点。
图3a图示了解复用器108的开关M21-M24中的电流和电压应力。图3b图示了解复用器108的二极管D1-D4中的电流和电压应力。
当从整流器104输出的整流的市电电压(下文中被称为Vin)在0≤Vin<VBUS的范围中时，所有的开关M21-M24接通(如图3中所示的)，使得二极管D1-D4中的任何二极管中没有电流流动。第一二极管D1两端的最大阻断电压是-4*VBUS(约-320V)，第二二极管D2两端的最大阻断电压是-3*VBUS(约-240V)，第三二极管D3两端的最大阻断电压是-2*VBUS(约-160V)，并且第四二极管D4两端的最大阻断电压是-VBUS(约-80V)。这示出在图3b中。在这种场景中，多电平半桥级110的开关M9和M10是构成半桥的开关。这两个开关使能生成开关节点Vx处的PWM电压。当下半桥开关M10接通(且上半桥开关M9关断)时开关节点Vx处的PWM电压处于0V，并且当M9接通(M10关断)时开关节点Vx处的PWM电压处于VBUS。这一PWM动作使能将输入电压从0≤Vin<VBUS升压到VBUS，根据常规升压转换器操作，VBUS在分段式母线电压输出线路VL1上被输出。分段式母线电压输出线路VL1连接在开关M9的漏极连接与第九中心节点209之间。因此可以看出，电压VBUS将是跨市电存储电容器CBUS的。
在阶段A期间，飞跨电容器C9与接地电容器C4并联，并且在阶段B期间，飞跨电容器C9与市电存储电容器CBUS并联。这种切换导致电压VBUS跨接地电容器C4。因此，2*VBUS的电压将存在于分段式母线电压输出线路VL2上。分段式母线电压输出线路VL2连接在开关M7的漏极连接与第七中心节点207之间。将理解，飞跨阶梯中连接在接地阶梯电容器的端子之间的电容器的这种切换出现于飞跨阶梯中的所有电容器。
因此，电压VBUS将跨接地电容器C3，导致3*VBUS的电压存在于分段式母线电压输出线路VL3上(分段式母线电压输出线路VL3连接在开关M5的漏极连接与第五中心节点205之间)。类似地，电压VBUS将跨接地电容器C2，导致4*VBUS的电压存在于分段式母线电压输出线路VL4上(分段式母线电压输出线路VL4连接在开关M3的漏极连接与第三中心节点203之间)。此外，电压VBUS将跨接地电容器C1，导致5*VBUS的电压存在于分段式母线电压输出线路VL5上(分段式母线电压输出线路VL5连接在开关M1的漏极连接与第一中心节点201之间)。
当Vin在VBUS≤Vin<2*VBUS的范围中时，开关M21-M23接通，使得二极管D1-D3中的任何二极管中没有电流流动，并且开关M24关断(如图3a中所示的)，使得电流在第四二极管D4中流动。第一二极管D1两端的最大阻断电压是-3*VBUS(约-240V)，第二二极管D2两端的最大阻断电压是-2*VBUS(约-160V)，第三二极管D3两端的最大阻断电压是-VBUS(约-80V)。这示出在图3b中。第四二极管D4两端的电压是导通二极管的典型正向电压，例如0.75V。在这种场景中，多电平半桥级110的开关M7和M8是构成半桥的开关。这两个开关使能生成开关节点Vx处的PWM电压。当下半桥开关M8接通(且上半桥开关M7关断)时开关节点Vx处的PWM电压处于VBUS，并且当M7接通(M8关断)时开关节点Vx处的PWM电压处于2*VBUS。这一PWM动作使能将输入电压从80≤Vin<160升压到2*VBUS，根据常规升压转换器操作，2*VBUS在分段式母线电压输出线路VL2上被输出。如上文所描述的，归因于飞跨阶梯中连接在接地阶梯电容器的端子之间的电容器的切换，所有接地阶梯电容器的端子之间的电压相同并且等于VBUS。
如图3a中所示的，开关M24两端的电压将决不大于VBUS(在这一情况下约80V)。解复用器108中的二极管具有钳位功能，如果在任何情况下电压Vx上升到大于2*VBUS(约160V)，那么二极管D4将开始导通并将Vx中的电压钳位在2*VBUS处。并且由于开关M24的源极处的电压通过开关M9连接到VBUS，开关M24两端的电压将是VBUS。
当Vin在2*VBUS≤Vin<3*VBUS的范围中时，开关M21和M22接通，使得没有电流在第一二极管D1或第二二极管D2中流动，并且开关M23和M24关断(如图3a中所示的)，使得电流在第三二极管D3和第四二极管D4中流动。第一二极管D1两端的最大阻断电压是-2*VBUS(约-160V)，并且第二二极管D2两端的最大阻断电压是-VBUS(约-80V)。这示出在图3b中。第三二极管D3和第四二极管D4两端的电压是导通二极管的典型正向电压，例如0.75V。在这种场景中，多电平半桥级110的开关M5和M6是构成半桥的开关。这两个开关使能生成开关节点Vx处的PWM电压。当下半桥开关M6接通(且上半桥开关M5关断)时开关节点Vx处的PWM电压处于2*VBUS，并且当M5接通(M6关断)时开关节点Vx处的PWM电压处于3*VBUS。这一PWM动作使能将输入电压从2*VBUS≤Vin<3*VBUS升压到3*VBUS，根据常规升压转换器操作，3*VBUS在分段式母线电压输出线路VL3上被输出。如上文所描述的，归因于飞跨阶梯中连接在接地阶梯电容器的端子之间的电容器的切换，所有接地阶梯电容器的端子之间的电压相同并且等于VBUS。
如果Vx中的电压上升到大于3*VBUS(约240V)，那么二极管D3将开始导通，将节点钳位为3VBUS。由于开关M23的源极通过开关M7和二极管D4连接到2*VBUS(约160V)，因此如图3a中所示的，开关M23两端的电压将是VBUS。
当Vin在240≤Vin<320的范围中时，开关M21接通，使得第一二极管D1中没有电流流动，并且开关M22-M24关断(如图3a中所示的)，使得电流在第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4中流动。D1两端的最大阻断电压是-VBUS(如图3b中所示的)。第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4两端的电压是导通二极管的典型正向电压，例如0.75V。在这种场景中，多电平半桥级110的M3和M4是构成半桥的开关。这两个开关使能生成开关节点Vx处的PWM电压。当下半桥开关M4接通(且上半桥开关M3关断)时开关节点Vx处的PWM电压处于3*VBUS，并且当M3接通(M4关断)时开关节点Vx处的PWM电压处于4*VBUS。这一PWM动作使能将输入电压从3*VBUS≤Vin<4*VBUS升压到4*VBUS，根据常规升压转换器操作，4*VBUS在分段式母线电压输出线路VL4上被输出。如上文所描述的，归因于飞跨阶梯中连接在接地阶梯电容器的端子之间的电容器的切换，所有接地阶梯电容器的端子之间的电压相同并且等于VBUS。
开关M22的源极连接到3*VBUS，并且如果Vx上升到大于4*VBUS(约320V)，那么二极管D2和开关M3的体二极管将会将Vx处的电压钳位为4VBUS。由于开关M22的源极通过开关M5和二极管D3连接到3*VBUS，开关M22两端的电压将是VBUS。
当Vin在4*VBUS≤Vin<5*VBUS的范围中时，开关如下：M21-M24关断(如图3a中所示的)，使得电流仅在第一二极管D1中流动。其他二极管(第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4)仅用作钳，因此它们不传导任何电流。
在这种场景中，多电平半桥级110的M1和M2是构成半桥的开关。这两个开关使能生成开关节点Vx处的PWM电压。当下半桥开关M2接通(且上半桥开关M1关断)时开关节点Vx处的PWM电压处于4*VBUS，并且当M1接通(M2关断)时开关节点Vx处的PWM电压处于5*VBUS。这一PWM动作使能将输入电压从4*VBUS≤Vin<5*VBUS升压到5*VBUS，根据常规升压转换器操作，5*VBUS在分段式母线电压输出线路VL5上被输出。如上文所描述的，归因于飞跨阶梯中连接在接地阶梯电容器的端子之间的电容器的切换，所有接地阶梯电容器的端子之间的电压相同并且等于VBUS。
开关M21的源极连接到4*VBUS，并且如果Vx上升到大于5*VBUS(不大可能是400V，因为输入连接到市电且最大峰值电压将是330V)，那么二极管D1和开关M1的体二极管将会将Vx处的电压钳位为5*VBUS。由于开关M21的源极通过开关M3和二极管D2连接到4*VBUS，开关M21两端的电压将是VBUS。
在上文所描述的每种场景中，电压VBUS存在于分段式母线电压输出线路VL1上，电压2*VBUS存在于分段式母线电压输出线路VL2上，电压3*VBUS存在于分段式母线电压输出线路VL3上，电压4*VBUS存在于分段式母线电压输出线路VL4上，并且电压5*VBUS存在于分段式母线电压输出线路VL5上。因此可以看出，中间母线电压(5*VBUS)被均等地在SCC级112的接地电容器阶梯中平衡。取决于输入电压，复用器将开关节点Vx连接到由多电平半桥级110的半桥提供的对应开关节点Vx1-Vx5，这指示在下文的表1中。
表1进一步图示了操作在半桥模式中的开关，其中半桥的下开关被表示为L-HB，并且半桥的上开关被表示为U-HB。
表1
Figure GDA0002129440970000151
在上文所概述的上述每种场景中(其中输入电压在多个电压范围中的一个电压范围中)，输入电感器106中的电压降VL(其可以表达为Vin-Vx)当下半桥开关接通时是正的，而当上半桥开关接通时是负的。可以看出，输入电感器106两端的电压当上半桥开关接通(VL＝-VBUS)时具有正的最小电压，而当下半桥开关接通(VL＝VBUS)时具有正的最大电压。这示出在图11a中，图11a图示了在供应自整流器104的整流的市电电压的半个周期期间的输入电感器106电压波形。将理解，在供应自整流器104的整流的市电电压的每个半周期中，输入电感器106电压波形采用图11a中所示的形式。
图11b图示了当供应自整流器104的整流的市电电压是10V时输入电感器106电压波形的一部分。图11c图示了当供应自整流器104的整流的市电电压是112V时输入电感器106电压波形的一部分。图11d图示了当供应自整流器104的整流的市电电压是312V时输入电感器106电压波形的一部分。如可以从图11b-图11c看出的，在所有的场景中，输入电感器106中的电压纹波(ΔVL)总是降低的VBUS(在上文所呈现的示例中接近80V)。相比于其中母线电压约400V的现有技术的升压PFC级，这使能将输入电感器106的额定电感降低为约五分之一。
图4图示了对于360V的峰值电压，在半个市电周期期间，作为供应自市电供应电压源102的市电电压的函数的开关激活。因此，图4以图形形式图示了表1的内容。
如图4中所示的，在分段式母线电压输出线路VL1-VL5处的电压具有相关联的电压纹波。这归因于供应自市电供应电压源102的市电输入电压中的变化。因此，分段式母线电压输出线路VL1-VL5处的电压不是固定的绝对值。针对市电电压周期，分段式母线电压输出线路VL1上的平均电压是VBUS(在上文所呈现的示例中的80V)。针对市电电压周期，分段式母线电压输出线路VL2上的平均电压是2*VBUS(在上文所呈现的示例中的160V)。针对市电电压周期，分段式母线电压输出线路VL3上的平均电压是3*VBUS(在上文所呈现的示例中的240V)。针对市电电压周期，分段式母线电压输出线路VL4上的平均电压是4*VBUS(在上文所呈现的示例中的320V)。针对市电电压周期，分段式母线电压输出线路VL5上的平均电压是5*VBUS(在上文所呈现的示例中的400V)。
图5a图示了多电平半桥级110的升压半桥级的简化示意图。半桥级的开关的切换操作由输入电感器106中的输入电流波形确定。如图5b中所示的，在不同的可能性中间，控制器118可以控制分段式PFC升压转换器级105操作在临界导通模式(CrCM)中，从而施加输入电感器106中的电流的特征三角波形，以在开关周期期间从零转变到峰值电流(当下半桥开关接通时)并且回到零(当上半桥开关接通时)。对于本领域的技术人员将明显的是，本发明的实施例扩展到分段式PFC升压转换器级105的其他操作模式，例如，以便操作在连续导通模式(CCM)或不连续导通模式(DCM)中。
控制器118包括迟滞控制器级600，以便实现CCM。如图6中所示的，迟滞控制器级600包括：将输入电感器106中的电流il与上限电流阈值up_th(图5b中所示的)进行比较的比较器602a，以及将电感器电流il与下限电流阈值low_th(图5b中所示的)进行比较的比较器602b。
电感器电流感测电路用于感测输入电感器106中的电流il，并向迟滞控制器级600提供指示电流il的输出。对于本领域的技术人员，电流感测电路是众所周知的，并且本公开的实施例不限制于特定的电流感测电路。图12中示出了示例电感器电流感测电路1200，其包括电阻器Rsense和差分运算放大器电路，电阻器Rsense串联连接在整流器104与输入电感器106之间，差分运算放大器电路被布置为输出指示电阻器Rsense的端子处的电压之差的电压。
比较器602a和602b的输出被供应给S-R锁存器604。特别地，比较器602a的输出被供应给S-R锁存器604的S输入，并且比较器602b的输出被供应给S-R锁存器604的R输入。
S-R锁存器604的Q输出作为栅极信号(gate_UHB)被提供给多电平半桥级110的激活的半桥级的上开关。S-R锁存器604的非Q输出作为栅极信号(gate_LHB)被提供给多电平半桥级110的激活半桥级的下开关。对于CrCM操作，下限电流阈值low_th通常被设置为零。迟滞控制器级600可以被增强以包括在上栅极信号与下栅极信号之间的死时间发生器，其通过适当的定时可以实现软切换操作。比较器602a和602b可以包括迟滞作用，以防止不稳定性。
迟滞控制器级600可以经由选择装置(例如，解复用器)耦合到多电平半桥级110的半桥级中的每一个。选择装置接收栅极信号(gate_LHB)和栅极信号(gate_UHB)作为输入，并具有连接到(多电平半桥级110的半桥级的)开关M1-M10中的每个开关的栅极端子的输出。依赖于输入的整流市电电压，这一选择装置被配置为确定半桥级中的哪个半桥级将是激活的，并将栅极信号(gate_LHB)供应给激活的半桥级的下开关，并将栅极信号(gate_UHB)供应给激活的半桥级的上开关。
在市电周期的半周期期间，输入电流的低频(LF)波形形状可以由上限电流阈值up_th中设置的值来控制。取决于输入电流整形，SCC级112可以针对电力质量或市电存储进行优化(最小化市电存储电容器CBUS的大小)。
图7a示出了提供四个转换水平的分段式PFC升压转换器级105的波形，其中Lin＝200uH且CBUS＝50μF。在这一实施方式中，图2中所示的分段式PFC升压转换器级105的开关M24、M9和M10以及二极管D4将被去除。
图7b示出了提供三个转换水平的分段式PFC升压转换器级105的波形，其中Lin＝200uH且CBUS＝70μF。在这一实施方式中，图2中所示的分段式PFC升压转换器级105的开关M23、M24、M7、M8、M9和M10以及二极管D3和D4将被去除。
图7a和图7b示出了对于Vmains＝230Vrms在半个市电周期期间，分段式PFC升压转换器级105的波形。在图7a和图7b中，顶部曲线图示出了输入电压和分段式母线电压VL1-VL5，并且底部曲线图上是输入电流。将理解，归因于输入电感器106中的电感器电流的快速充电和放电，电流波形显现为实心块，输入电感器106中的电感器电流具有图5b中更清楚地示出的三角波形。
可以看出，在这两种情况下，输入电流未在整个市电周期期间被抽出，这一方面减少了分段式PFC升压转换器级105中的部件的必需数目，然而另一方面增加了市电存储电容器CBUS的大小。电压VBUS总是相同的，但是在图7a和图7b的实施例中，能量在较少的时间期间被撤回，因此需要在更长的时间段期间(在输入电压低于第一分段式母线电压VL1或第二分段式母线电压VL2的时间期间)供应能量。因此，在市电存储电容器CBUS中需要更多存储。在图7a中，可以看出，当输入电压高于约80V(VBUS)的第一分段式母线电压VL1时，输入电流开始流动。在图7b中，可以看出，当输入电压高于约160V(2*VBUS)的第二分段式母线电压VL2时，输入电流开始流动。
除SCC级112中的开关中的电压应力的明显降低以外，相比于典型升压PFC方法，所提出的发明还实现了SCC级112的开关频率的降低。
图8图示了作为由市电供应电压源102供应的市电电压的函数的SCC级112中的开关的开关频率。曲线801-806针对SCC级112中分段式电压电平的数目进行了参数化。曲线801表示针对分段式PFC升压转换器级105的开关频率。曲线802表示针对作为2:1分压器而操作(即，具有两个电平)的SCC级112的开关频率。曲线803表示针对作为3:1分压器而操作(即，具有三个电平)的SCC级112的开关频率。曲线804表示针对作为4:1分压器而操作(即，具有四个电平)的SCC级112的开关频率。曲线805表示针对作为5:1分压器而操作(即，具有五个电平)的SCC级112的开关频率。曲线806表示针对作为6:1分压器而操作(即，具有六个电平)的SCC级112的开关频率。
图9图示了相对于分段式PFC升压转换器级105归一化的、SCC级112中的开关的平均开关频率。
从图8和图9可以看出，SCC级112的开关频率随着电平数目的增加而降低，对于5电平体系结构实现了高达70％的降低。从图8可以看出，开关频率随着输入电压的增大而降低，因此当SCC级112未针对低输入电压撤回电流时，SCC级112效率可以得到提高；如在图7a和图7b的模拟中可以看出的。
图10中所示的闭环控制方案由控制器118实施，以便保证市电存储电容器CBUS中的稳定电压。母线电压(VBUS)被感测，并通过比较器1002与母线电压设置点进行比较。比较器1002输出误差信号，误差信号是母线电压设置点与所感测的母线电压(VBUS)之差。比较器1002将误差信号供应给PFC控制器1004。
PFC控制器1004被配置为基于从比较器1002接收的误差信号向迟滞控制器级600输出指示上限电流阈值up_th的信号。为了提供分段式母线电压输出线路VL1上的母线电压设置点，PFC控制器1004通过改变上限电流阈值up_th来调整输入电流的量，以最小化误差信号。当所感测的母线电压(VBUS)小于母线电压设置点时，PFC控制器1004增大上限电流阈值up_th，以增加输入电流。当所感测的母线电压(VBUS)大于母线电压设置点时，PFC控制器1004减小上限电流阈值up_th，以降低输入电流。
迟滞控制器级600还接收指示所感测的通过分段式PFC升压转换器级105的电感器Lin的电感器电流il的信号作为输入。如上文参考图6所描述的，迟滞控制器级600将电感器电流il与上限电流阈值up_th及下限电流阈值low_th进行比较，以便生成被供应给多电平半桥级110的激活的半桥级的PWM栅极信号gate_LHB和gate_UHB。通过感测母线电压(VBUS)，平均输入电流可以得到调整，以便保持由母线电压设置点固定的电压，以这种方式，SCC级112撤回必需量的能量以对负载114供电和SCC级112中的损耗。
参考回到图2，SCC级112的输出被供应给负载114。尽管图2图示了电阻性负载，但SCC级112可以用于将逐步降低的电压输送给任何类型的负载。例如，负载可以是诸如单个LED或一组LED(例如LED串)的照明负载。尽管本文提及LED光源，但任何适当的光源都(例如，高压/低压气体放电源、激光二极管、白炽源、或卤素源)可以由SCC级112驱动。实施例不限制于照明应用(即驱动照明负载)，还有其中尺寸约束类似地适用的其他应用(例如，在诸如智能电话、膝上型PC及其他便携式设备的需要轻薄且紧凑的电子设计的设备中)。
将理解，输出滤波器可以连接在SCC级112的输出与负载114之间。输出滤波器可以使用以下中的一个或任何组合来形成：至少一个电阻器，至少一个电感器以及至少一个电容器。
根据本发明的实施例，分段式PFC升压转换器级105与SCC级112之间的中间母线电压被分成SCC级112内的电平，这实现了(i)适于现有技术的超大规模集成(VLSI)过程的、利用低电压(LV)开关的电力系实施方式，(ii)归因于较高频率的操作(如图8和图9中所示的)及较低的电压纹波的、降低的磁性，(iii)设计中通过缩放电压电平的数目、因此调谐电压电平(参见图4和图7中的电平)的进一步的灵活性，(iv)市电存储电容器CBUS中降低的电压，以及(v)高水平集成AC/DC转换器。
本公开的实施例不限制于包括开关电容转换器(SCC)的功率组合级112。也就是说，功率组合级112可以包括如下的任何电路：该任何电路含有多个并联输入节点，并且可操作为(i)组合供应给多个输入节点的功率，以向负载114供应DC输出电压，并且(ii)可操作为提供多个输入节点中的每个输入节点之间的电压，其中多个输入节点中的每个输入节点两端的电压的总和高于供应自整流器104的整流市电电压的峰值。
SCC级112的所有开关可以是双向的，并且可以以与电路的开关频率兼容的适当技术来实现。例如，开关可以通过硅衬底上的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或氮化镓衬底上的高电子迁移率晶体管(HEMT)来形成。
电容器还可以使用类似于应用到铁电随机存取存储器(FRAM)或嵌入式动态随机存取存储器(eDRAM)的技术来实现。利用这样的技术所实现的较高的介电常数使集成的SCC更小且因此更便宜。
虽然在附图和前文描述中对本发明进行了详细说明和描述，但本领域的技术人员应当清楚的是，这样的说明和描述应当被认为是说明性或示例性的，而不是限制性的。本发明不限制于所公开的实施例；相反，若干变化和修改可能在本发明的如所附权利要求中所限定的保护范围内。
应当注意的是，虽然本文主要描述了其中负载是光源的应用，但本发明还可以应用到其中需要集成功率管理单元的许多系统，例如，应用在诸如用于感测物理或生理参数的可植入或可穿戴的身体传感器的集成设备中，或在集成能量采集单元中等。

Claims (15)

1.一种用于对负载(114)供电的功率转换系统(100)，所述功率转换系统包括：
功率因数校正前端(105)，包括：被配置为接收整流的市电输入电压的输入电感器(106)、经由开关节点(Vx)连接到所述输入电感器的选择模块(108)、以及包括串联连接的多个半桥级的多电平半桥级(110)，每个半桥级包括在浮动开关节点(Vx1、Vx2、Vx3、Vx4、Vx5)处连接的一对开关，由此每个半桥浮动开关节点连接到所述选择模块(108)的多个输出中的一个输出；
功率组合级(112)，通过从所述多电平半桥级(110)输出的多个并联母线电压线路(VL1、VL2、VL3、VL4、VL5)中的一个并联母线电压线路，而耦合到所述功率因数校正前端的每个半桥级，所述功率组合级被配置为组合所述多个并联母线电压线路上的功率，以向所述负载输出DC电压；以及
控制器(118)，被配置为依赖于所述整流的市电输入电压来选择性地控制所述半桥级中的一个半桥级操作在半桥模式中，并控制所述选择模块将所述开关节点与所选择的半桥级的所述浮动开关节点连接，以提供所述多个并联母线电压线路中的一个并联母线电压线路上的逐步升高的电压，
其中所述控制器进一步被配置为控制所述功率组合级提供所述多个并联母线电压线路中的每个并联母线电压线路之间的电压(VBUS)，其中所述多个并联母线电压线路中的每个并联母线电压线路两端的电压的总和(5*VBUS)高于所述整流的市电输入电压的峰值。
2.根据权利要求1所述的功率转换系统，其中所述选择模块(108)包括多个开关和多个电压钳位部件，每个电压钳位部件被配置为作为电压钳来操作，以将所述开关中的一个开关的最大阻断电压限制到所述多个并联母线电压线路中的每个并联母线电压线路之间的电压(VBUS)。
3.根据权利要求1或2所述的功率转换系统，其中所述控制器包括被配置为感测所述输入电感器中的电流的电感器电流感测电路(1200)；并且所述控制器被配置为基于所感测的所述输入电感器中的电流来生成脉宽调制信号，所述脉宽调制信号用于驱动操作在所述半桥模式中的所述半桥级的上开关和所述半桥级的下开关。
4.根据权利要求3所述的功率转换系统，其中所述控制器包括电流控制器级(600)，所述电流控制器级包括：被配置为将所感测的所述输入电感器中的电流与上限阈值进行比较的第一比较器(602a)，以及被配置为将所感测的所述输入电感器中的电流与下限阈值进行比较的第二比较器(602b)，其中所述第一比较器和所述第二比较器的输出用于生成用于驱动操作在所述半桥模式中的所述半桥级的上开关和所述半桥级的下开关的所述脉宽调制信号。
5.根据权利要求4所述的功率转换系统，其中所述电流控制器级(600)包括S-R锁存器(604)，其中所述第一比较器的输出被供应给所述S-R锁存器的第一输入端，并且所述第二比较器的输出被供应给所述S-R锁存器的第二输入端，以及所述S-R锁存器的第一输出端输出用于驱动所述半桥级的所述上开关的脉宽调制信号，并且所述S-R锁存器的第二输出端输出用于驱动所述半桥级的所述下开关的脉宽调制信号。
6.根据权利要求4或5所述的功率转换系统，其中所述控制器进一步包括：
比较器级(1002)，被配置为将所述多个并联母线电压线路中的每个并联母线电压线路之间的电压(VBUS)与电压设置点进行比较，以输出误差信号；以及
功率因数控制器级(1004)，被配置为接收所述误差信号作为输入，并基于所述误差信号来调整所述上限阈值。
7.根据权利要求6所述的功率转换系统，其中所述误差信号指示所述多个并联母线电压线路中的每个并联母线电压线路之间的电压(VBUS)小于所述电压设置点，所述功率因数控制器级(1004)被配置为增加所述上限阈值；并且其中所述误差信号指示所述多个并联母线电压线路中的每个并联母线电压线路之间的电压(VBUS)大于所述电压设置点，所述功率因数控制器级(1004)被配置为降低所述上限阈值。
8.根据权利要求3所述的功率转换系统，其中所述控制器根据临界导通模式来控制所述半桥级操作在所述半桥模式中。
9.根据权利要求4至5和7中的任一项所述的功率转换系统，其中所述控制器根据临界导通模式来控制所述半桥级操作在所述半桥模式中，并且其中所述下限阈值设置为零。
10.根据权利要求1至2、4至5以及7至8中的任一项所述的功率转换系统，其中所述功率组合级(112)包括开关电容转换器，所述开关电容转换器包括由所述控制器控制的多个开关。
11.根据权利要求10所述的功率转换系统，其中所述开关电容转换器基于包括第一组开关和第二组开关的迪克森阶梯拓扑，其中所述控制器被配置为以互补的方式驱动所述第一组开关和所述第二组开关。
12.根据权利要求10所述的功率转换系统，其中所述开关电容转换器包括含有多个电容器的接地电容器阶梯、以及含有至少一个电容器的飞跨电容器阶梯。
13.根据权利要求11所述的功率转换系统，其中所述开关电容转换器包括含有多个电容器的接地电容器阶梯、以及含有至少一个电容器的飞跨电容器阶梯，并且其中所述控制器被配置为驱动所述第一组开关和所述第二组开关，以控制所述飞跨电容器阶梯中的电容器在所述接地电容器阶梯的端子之间切换，以便提供所述多个并联母线电压线路中的每个并联母线电压线路之间的所述电压。
14.根据权利要求10所述的功率转换系统，其中所述开关电容转换器具有固定的逐步降低的转换比率。
15.根据权利要求1至2、4至5、7至8以及11至14中的任一项所述的功率转换系统，其中所述负载是包括至少一个光源的光模块。
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Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3262743B1 (en) * 2015-02-27 2024-02-14 The University of Hong Kong Power converter and power conversion method
US9300210B1 (en) * 2015-03-02 2016-03-29 Empower Semiconductor Resonant rectified discontinuous switching regulator
US9780663B2 (en) 2015-03-02 2017-10-03 Empower Semiconductor, Inc. Resonant rectified discontinuous switching regulator with inductor preflux
DE102016201504A1 (de) * 2016-02-01 2017-08-03 Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft Verbesserter Stromrichter
DE112018007167A5 (de) * 2018-02-27 2020-12-10 Siemens Aktiengesellschaft Halbbrücke mit Leistungshalbleitern
US11581801B2 (en) 2018-05-24 2023-02-14 Danmarks Tekniske Universitet Reconfigurable ladder switched-capacitor converter
US10972016B2 (en) * 2018-10-24 2021-04-06 Solaredge Technologies Ltd. Multilevel converter circuit and method
NL2021926B1 (en) * 2018-11-02 2020-05-14 Prodrive Tech Bv Electrical power converter
CN113273312B (zh) * 2018-12-20 2024-03-29 昕诺飞控股有限公司 用于生成dc电压供应的电路以及使用该dc电压供应电路的驱动器电路
US11502533B2 (en) * 2019-02-13 2022-11-15 Intrinsix Corp. Power conveyor devices for energy harvesting systems and methods thereof
CN110572061B (zh) * 2019-08-14 2021-02-26 郑州大学 一种混合t型多电平逆变装置及其控制方法
EP3787166B1 (en) * 2019-09-02 2024-05-01 ABB Schweiz AG Protection scheme for power converters utilizing cascaded bipolar and unipolar power semiconductor devices
JP7370783B2 (ja) * 2019-09-24 2023-10-30 キヤノン株式会社 電子機器および制御方法
CN113759181B (zh) * 2020-06-01 2024-08-16 台达电子工业股份有限公司 直流链电容电压不平衡的检测装置
US11456663B2 (en) * 2020-06-12 2022-09-27 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Power converter with reduced root mean square input current
US11228243B2 (en) 2020-06-12 2022-01-18 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Power converter with reduced RMS input current
US11740300B2 (en) * 2020-10-28 2023-08-29 Halo Microelectronics International Short circuit detection apparatus and control method for switched capacitor converter
US11637491B2 (en) 2020-12-03 2023-04-25 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Multi-stage power converter
US11496051B2 (en) 2020-12-16 2022-11-08 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Power converter
CN113796004B (zh) * 2021-01-29 2024-04-09 华为数字能源技术有限公司 一种转换电路、电压转换装置及电动汽车
CN115133761A (zh) * 2021-03-26 2022-09-30 台达电子企业管理（上海）有限公司 Pfc电路及其控制方法，功率变换装置
US11996764B2 (en) 2021-07-22 2024-05-28 Texas Instruments Incorporated Power converter with asymmetric switch levels
US11967901B2 (en) 2021-12-09 2024-04-23 Renesas Design (UK) Limited Hybrid multi-phase power converter with phase shedding
CN117233650B (zh) * 2023-11-15 2024-03-08 希荻微电子集团股份有限公司 短路检测方法和充电系统

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101507090A (zh) * 2006-09-21 2009-08-12 英特尔公司 多输出多拓扑结构电压变换器
US8693224B1 (en) * 2012-11-26 2014-04-08 Arctic Sand Technologies Inc. Pump capacitor configuration for switched capacitor circuits
US8710903B2 (en) * 2008-06-30 2014-04-29 Intel Corporation Drive and startup for a switched capacitor divider

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7696735B2 (en) * 2007-03-30 2010-04-13 Intel Corporation Switched capacitor converters
US9743469B2 (en) * 2013-09-19 2017-08-22 Philips Lighing Holding B.V. Compact driver for a light emitting diode having an integrated dual output
EP3143687A1 (en) * 2014-05-16 2017-03-22 ABB Schweiz AG Multi level inverter

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101507090A (zh) * 2006-09-21 2009-08-12 英特尔公司 多输出多拓扑结构电压变换器
US8710903B2 (en) * 2008-06-30 2014-04-29 Intel Corporation Drive and startup for a switched capacitor divider
US8693224B1 (en) * 2012-11-26 2014-04-08 Arctic Sand Technologies Inc. Pump capacitor configuration for switched capacitor circuits

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Publication number Publication date
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