CN113273312B

CN113273312B - 用于生成dc电压供应的电路以及使用该dc电压供应电路的驱动器电路

Info

Publication number: CN113273312B
Application number: CN201980084617.7A
Authority: CN
Inventors: B·C·范迪杰克; P·R·维尔德曼
Original assignee: Signify Holding BV
Current assignee: Signify Holding BV
Priority date: 2018-12-20
Filing date: 2019-12-12
Publication date: 2024-03-29
Anticipated expiration: 2039-12-12
Also published as: US20220070984A1; EP3900492A1; EP3900492B1; JP2022508392A; JP7019873B2; US11310882B2; CN113273312A; WO2020126785A1

Abstract

一种电路，用于根据较高电压AC信号生成DC电压供应。第一电容器(C1)串联在输入(12)与第一节点(N1)之间，第一二极管(D1)沿正向方向位于第一节点与DC电压供应节点(Nout)之间，第二电容器(C2)位于DC电压供应节点与参考端子之间，并且第二二极管(D2)沿正向方向位于参考端子与第一节点之间。这定义了通用电荷泵架构。然后，第三电容器(C3)设置在第一节点与第二节点(N2)之间，并且可控电压供应(60)限定第二节点(N2)处的电压。这种可调节点电压提高了电路的效率，因为过电流可以高效耗散，并且其可以使用简单电路来实现。

Description

用于生成DC电压供应的电路以及使用该DC电压供应电路的驱动器电路

技术领域

本发明涉及生成DC电压供应，特别是由高压AC信号生成DC电压供应。例如，本发明涉及谐振功率转换器，例如，用于提供AC/DC转换，或提供DC/DC转换，或用于根据功率转换器生成DC供应电压或电流。

背景技术

形式为所谓的谐振转换器的转换器具有谐振电路，该谐振电路可以是串联谐振电路或并联谐振电路。众所周知地，包括具有两个电感和一个电容的LLC谐振电路或具有两个电容和一个电感的LCC谐振电路的谐振转换器被用于LED驱动器中。

转换器可以被配置或操作为恒流源或恒压源。恒流源可以用于直接驱动LED布置，从而实现单级驱动器。例如，恒压源可以用于具有其他驱动电子器件的LED模块，以便确保LED的对应功率供应。然后，预先确定的电流从恒压源所提供的输出电压中汲取。

谐振功率转换器通常使用低压供应，该低压供应经由电荷泵从转换器中存在的高压AC(例如，半方波)节点导出。这种低压供应本质上为电流源，其中电流输出与转换器频率成比例并且接近于与总线电压成比例。低压供应(例如，13V)用于向控制或驱动器集成电路和/或其他电路系统供电。最常见的是，所谓dV/dt供应用于LCC型谐振转换器，这些LCC型谐振转换器用于荧光灯和LED的驱动器电路的输出级。

负载未消耗的低压供应电流需要耗散以限制或控制低压。这种耗散会降低驱动器效率，并且还可能带来热挑战。

已知为过电流提供耗散路径以使其不会传递到负载。然而，因为需要耗散的电流量随时间而发生变化，所以难以在实践中实现这种耗散路径。

发明内容

本发明由权利要求限定。

根据本发明的一个方面的示例，提供了一种用于根据较高电压AC信号生成DC电压供应的电路，该电路包括：

输入，用于接收较高电压AC信号；

第一电容器，串联在输入与第一节点之间；

第一二极管，沿正向方向位于第一节点与DC电压供应节点之间；

第二电容器，位于DC电压供应节点与参考端子之间；

第三电容器，位于第一节点与第二节点之间；

第二二极管，沿正向方向位于参考端子与第一节点之间；

可控电压供应；以及

二极管布置，包括跨可控电压供应串联的第三二极管和第四二极管，其中第三二极管与第四二极管之间的接合点限定第二节点。

该电路将电荷泵型电路中的电容器连接到可控电压供应。这提供了一种控制电容器何时提供放电路径的方式。这样，放电路径依据需要转移的电荷来控制，以便从幅度发生变化的高压AC输入生成稳定的低压DC供应。通过设置第二节点处的电压，控制第一二极管(其流向负载)与第三电容器(其流动离开负载)之间的电荷划分。

较高电压AC信号例如是经整流和斩波的市电信号。因此，它具有取决于斩波速率的频率，以及在较慢的市电速率下变化的幅度。

该电路还可以包括电压钳位器件，该电压钳位器件位于第一二极管的一个端子与参考端子之间，其中该电压钳位器件例如是齐纳二极管。

可控电压供应所提供的电压的幅度例如设置输入的电压电平，该电压电平用作确定电荷何时流过第一二极管的阈值。因此，该电压电平在AC输入的每个脉冲期间控制电荷是经由第一二极管路由到输出还是吸收到可控电压供应中。

当可控电压供应所提供的电压的幅度达到实现受限的最小电平(其可能接近于零)时，这与被递送到输出节点的最小电荷和被转移到可控电压供应中的最大电荷相对应。

从不能从第一节点提取/转移(AC信号的每个脉冲的)更多电荷的意义上，这可以被认为是饱和状况。如果第一电容器(其用作电荷泵)将更多的电荷递送到第一节点，该过电荷仍经由第一二极管流入DC电压供应节点。

可控电压供应所提供的电压的最大幅度小于DC电压供应电压，以使得能够从第一节点转移电荷。

当需要从输入接收的较多电流转移到可控电压供应中时，可控电压供应所提供的电压的幅度则例如较小。

在一个示例中，可控电压供应所提供的电压的幅度基于电流传感器来控制，该电流传感器感测流到DC输出的电流。这提供了用于调节输出电流的电流反馈机制。

在另一示例中，可控电压供应所提供的电压的幅度基于电压传感器来控制，该电压传感器感测DC输出电压。

这提供了用于调节输出电压的电压反馈机构。

可控电压供应可以包括晶体管电路，该晶体管电路具有处于取决于电流传感器输出的电压的控制输入。

可控电压供应例如包括串联连接的双极晶体管和电阻器，例如，与第三二极管和第四二极管并联，并且其中电流传感器包括与DC输出串联的电流感测电阻器，

其中双极晶体管的基极电压取决于流过电流感测电阻器的电流。

参考端子可以为接地。

可控电压供应的端子可以直接或经由电容器连接到DC节点或低频AC节点。例如，该连接可以为到接地，或通过串联电容器到接地或到DC电压供应节点。

本发明还提供了一种驱动器电路，该驱动器电路包括：

谐振开关模式功率转换器，其提供用于驱动负载的第一输出；以及

如上文所定义的DC电压供应电路，其中高压AC信号是来自谐振开关模式功率转换器的第二输出。

谐振开关模式功率转换器例如包括LCC转换器。

本发明还提供了一种照明电路，包括：

如上文所定义的驱动器电路；

照明负载，由第一输出驱动；以及

辅助电路系统，由第二输出驱动。

本发明的这些和其他方面通过参考以下所描述的一个或多个实施例变得显而易见并且得以阐明。

附图说明

为了更好地理解本发明并且更清楚地示出本发明可以如何实现，现在仅通过示例参考附图，其中

图1示出了LED驱动器内LCC谐振开关模式电源的示例；

图2示出了用于以最简洁的形式中的一个最简洁的形式导出低压供应的已知电路的示例；

图3示出了对图2的电路的修改；

图4示出了已经提出的用于生成低压供应的备选方案；

图5示出了具有第三电容器连接到接地的对图4的电路的修改；

图6示出了根据本发明的电路的第一示例；

图7示出了图5的解决方案和图6的电路的功率损耗(左侧的y轴(mW))与过电流(x轴(mA))的对应函数；

图8示出了在第三电容器的电容较小情况下的与图7的绘线相对应的绘线；

图9示出了具有负可控电压供应的图6的变型；

图10示出了具有偏移的可控电压供应的图6的变型；以及

图11更详细地示出了实际电路实现的一个示例。

具体实施方式

参考附图对本发明进行描述。

应当理解，具体实施方式和具体示例虽然指示了装置、系统和方法的示例性实施例，但它们仅用于说明的目的，并不旨在限制本发明的范围。根据以下描述、所附权利要求和附图，将会更好地理解本发明的装置、系统和方法的这些和其他特征、方面和优点。应当理解，附图仅是示意性的，并未按比例绘制。还应当理解，在整个附图中，使用相同的附图标记来指示相同或相似的部件或节点。

本发明提供一种用于根据较高电压的AC信号生成DC电压供应的电路。第一电容器串联在输入与第一节点之间，第一二极管以正向方向位于第一节点与DC电压供应节点之间，第二电容器位于DC电压供应节点与参考端子之间，并且第二二极管以正向方向位于参考端子与第一节点之间。这定义了通用电荷泵架构。然后，第三电容器设置在第一节点与第二节点之间，并且可控电压供应限定第二节点处的电压。这种可调节点电压提高了电路的效率，因为AC输入的每个脉冲的过电荷可以被转移到低于DC电压供应电压的电压中，从而减少耗散并且提高效率，并且它可以通过简单的电路实现。特别地，转移的过电荷的量与负载不需要的电荷相匹配。

图1示出了位于LED驱动器内并且具有隔离输出的LCC谐振开关模式电源的示例。

经整流的市电输入(或DC/DC功率转换器的DC输入)提供给由高侧MOSFET Mhs和低侧MOSFET Mls形成的半桥逆变器。该逆变器控制功率转换操作，并且使用反馈控制或前馈控制来控制切换，以便生成所需输出。逆变器的每个开关的操作时序由其栅极电压控制。

谐振回路由输出变压器10的输入侧处的串联电容器Cs和串联电感器Lres(包括初级侧电感器Lprim和次级侧电感器Lsec)以及输出变压器10的输出侧处的并联电容器Cp形成。

通过在输出侧处放置并联电容器Cp，系统仍然表现为三阶系统(其中LCC谐振回路的电感器是Lres和泄露电感的总和)。

输出通过二极管桥式整流器D1至D4和平滑输出电容器Cout被提供给LED负载Led1、Led2。

在操作转换器期间，控制器在特定频率下并且以基本互补方式(“基本”互补，因为可能存在非重叠时间段)控制逆变器的开关。高栅极驱动信号接通一个开关不早于另一开关关断，而低栅极驱动信号关断一个开关不迟于另一开关接通。

在一种已知方案中，初级侧电路检测变量，该变量指示(例如，通过第一开关或第二开关)在电路中流动的电流随时间的平均值。可以在初级侧电路中测量的电流的基础上导出关于负载的信息。功率转换器的负载电流可能与LED负载有直接关系。

图1示出了次级侧处的全桥整流器和单个次级线圈，该单个次级线圈在其端部耦合到整流器电路的。取而代之的是，次级线圈Lsec的中心可以耦合到次级侧电路的输出。然后，次级线圈的端部可以经由仅具有两个二极管的半桥整流器耦合到输出。

这是LCC电路的示例，但还可能使用LLC电路和其他谐振电路。

谐振开关模式功率转换器的一般操作对于本领域技术人员而言是众所周知的。

谐振回路的输入是节点12，该节点处存在基本方波高压AC信号。该AC信号的频率与晶体管Mhs和Mls的开关频率相匹配，通常在kHz范围内。

附加地，输出级(该示例中为LCC电路)与AC市电之间可能存在功率因子校正级。因此，输入电压通常不会表现出非常显著的(双倍)市电频率纹波。相反，节点12处的电压的频率可以在可能LED串电压的组合上发生大幅变化，这些LED串电压取决于连接到LED驱动器的LED、温度(LED串电压随温度略有变化)、以及命令调光水平。

因此，由于频率变化，所以输出电流也发生变化。

图2示出了已知电路的示例，其用于在节点12处以其最简单的形式中的一个最简单的形式从信号导出低压供应。

注意，在图2和其他电路中，部件和节点都使用规则文本表示，而对应值则使用下标表示。例如，C₃为电容器C3的电容。

在高压(HV)节点12处的电压的上升电压转变期间，HV方波节点12处的高压摆动经由第一二极管D1为第一电容器C1和第二电容器C2充电。在HV节点电压的下降电压过渡期间，电路经由钳位器件使第一电容器C1放电，该钳位器件在该示例中表示为齐纳二极管Z1。这实现了电荷泵操作。

当使用大于6.2V的齐纳二极管电压时，钳位功能更准确地说是雪崩效应而非齐纳效应，从而使得击穿/导通设备。然而，术语齐纳二极管通常在低于使用。然而，依据所选择的电压，可以代替地采用雪崩型二极管。因此，依据所选择的电压，钳位器件通常可以被认为包括参考二极管，该参考二极管可以用作齐纳二极管或雪崩二极管。因此，为了便于解释，电路中所示的齐纳二极管仅作为示例呈现。

输出是DC电压供应节点Nout，该DC电压供应节点Nout连接到低压电路系统20并且递送DC电压Vsup。低压电路系统例如在5V与20V之间操作，并且可以包括控制电路、传感器、信号处理器等。

对于HV节点电压的每个高频(HF)脉冲，通过电容器C1递送到DC电压供应节点Nout的最大电荷如下：

Q1＝(V_HV,pp-Vsup-2*V_be)*C1。

V_HV,pp为节点12处高压供应的峰到峰电压。

Vbe是指第一二极管D1和齐纳二极管Z1的PN半导体结的正向电压(沿正向方向)。

为了使电荷流动以为第一电容器C1(和第二电容器C2)充电，第一节点N1处的电压必须为Vsup+Vbe(D1)；为了使电荷流动以使第一电容器C1放电，第一节点N1处的电压必须为Gnd-Vbe(Z1)，其中电压Gnd为零。

因此，当第一节点N1处的电压介于Vsup+Vbe(D1)与-Vbe(Z1)之间时，没有电荷流向C1。

因此，当没有电荷可以流向第一电容器C1时，第一节点N1处的总电压摆动为Vsup+Vbe(D1)+Vbe(Z1)＝Vsup+2*Vbe。第一电容器C1两端的电压改变则等于高压方波节点12处的电压摆动(V_HV,pp)减去其中没有电荷流向电容器C1的节点N1处的电压摆动。

经由第一电容器C1移位的电荷则是其电压摆动(V_HV,pp-{Vsup+2*Vbe})乘以C1电容，从而给出上述关系。

因此，最大输出电流等于该电荷乘以HV节点频率。由输出节点Nout供应的负载未消耗的任何电荷会在齐纳二极管Z1中耗散，从而将电压Vsup限制为Vz1-Vbe，其中Vz1是齐纳二极管阈值电压。

图3示出了对图2的电路的修改，其中齐纳二极管Z1移动到输出侧并且图2中的齐纳二极管Z1的二极管正向功能被第二二极管D2取代。

流过第一电容器C1的电荷通常由高电流的窄脉冲组成，这些窄脉冲在HV(近方波)波形的倾斜部分期间出现。在其图2的位置中，齐纳二极管Z1需要具有非常低的动态电阻，从而难以使用小信号的齐纳二极管。

在其图3的位置，齐纳二极管Z1可以在必要时使用几乎整个HF周期来钳位，从而限制DC电压供应节点Nout处的低供应电压。

齐纳二极管Z1的电压钳位功能也可以由低电压负载执行，例如，由控制电路执行。这可能具有以下优点：电压钳位电平Vsup可以跟踪该控制电路内部的其他参考电压。

上述电路的益处在于高压电容器C1的存在在应用中已经是期望的，因为它的存在会限制dV/dt的值，即，HV方波的斜率，从而降低EMI并且减少开关损耗。实际上，节点12与Gnd之间和/或逆变器的上部晶体管Mhs上方的节点之间可能连接有附加电容器以帮助限制斜率并且降低EMI。

因此，HV方波实际上具有陡度有限的斜率，因此并非完美的方波信号。

然而，在这些电路中，每个脉冲的电荷随着HV电压的幅度而发生变化，因此所得输出电流随着HV电压和HV节点12处的信号的频率而发生变化。第一电容器C1的电容必须被选择为使得在HV电压的最小幅度和频率下，所需的最小电流可以被递送到低压负载，因此在HV电压的幅度和/或频率较高时，往往输送的电流大于所需电流。现在，过电流将通过齐纳二极管Z1的功能钳位，并且产生的(额外)耗散等于过电流乘以Vsup+Vbe。从效率的角度来看，这种耗散显然不期望，并且对于更高功率的驱动器(由于驱动更大的MOSFET，所以所需的最低低压供应电流通常更高)，这也可能带来额外热挑战。

因此，希望具有一种方法，用于减少与钳位在这些一般类型的电荷泵电路中递送的过量供应电流相关联的功率损耗。

一种这样的方法可以包括：随着HV电压的幅度的增加而减小第一电容器C1的电容，这可能通过使用电压相关介电材料实现第一电容器C1而成为可能。然而，由于多种原因，这并不切实际，并且它也不会解决过量供应电流的频率依赖性。因为电容器C1为高压电容器，所以使用开关电容器电路切换第一电容器C1的电容也并不切实际。

图4示出了一种已经提出的方案。图2中的齐纳二极管被MOSFET M2取代。MOSFETM2的体二极管为HV电压的下降斜率提供电流路径。

在电压Vsup过低时，MOSFET M2关断，并且用于为第一电容器C1充电的电荷脉冲将经由第一二极管D1流入节点Nout。在节点Nout处的电压足够高时，MOSFET M2被驱动到其导通状态，并且有效地将第一电容器C1与第一二极管D1之间的第一节点N1短接到接地，从而让用于为电容器C1充电的电荷脉冲流到接地，从而不会招致损耗。

优选地，MOSFET M2与HV电压切换时刻同步切换。如上文所提及的，流过电容器C1的电荷通常由相对较高电流的窄脉冲组成。MOSFET M2需要处理这些高正向电流和高反向电流，从而使得(特别是在IC内部)实现M2具有挑战性。然而，从损耗的角度来看，这个解决方案是理想的：来自电容器C1的所有过电流/过电荷直接流入接地。

因为不能改变HV电压的幅度和频率(范围)，并且期望电容器C1具有固定值，所以本发明代替地通过将第一电容器C1钳位到低于DC电压供应节点Nout处的电压Vsup的电压，减少了与第一电容器C1的过电荷相关联的损耗。

本发明利用与例如图3中相同的基本电荷泵结构，即，具有第一电容器C1、第一二极管D1、第二电容器C2和可选的电压钳位器件(例如，齐纳二极管Z1)。然而，存在附加第三电容器以及与第三电容器相关联的可控电压供应。

已知提供第三电容器，但该第三电容器代替地连接到接地。图5示出了这种配置。第三电容器C3连接在第一节点N1与接地之间。添加连接到接地的第三电容C3具有以下影响。如果假设HV节点12处于接地并且第一电容器C1与第一二极管D1之间的节点N1处于-Vbe，则当HV节点12处出现上升斜率时，一旦D1的阳极达到电压Vsup+Vbe，电荷就仅流过第一二极管D1。这要求第一二极管D1的阳极处的电压摆动为Vsup+2*Vbe。由于C1和C3形成电容分压器，所以在电流流过第一二极管D1之前，HV节点必须增加到：(Vsup+2*Vbe)*(l+C₃/C₁)。

现在只有HV节点处的剩余电压摆动可用于向处于电压Vsup的输出节点Nout递送电荷。因此，C3的电容越大，可用于将节点Nout充电到电压Vsup的电荷量越小。

理论上讲，使第三电容器C3具有可调电容会允许将去往输出的每个脉冲可用的电荷恰好调谐到所需的量。尽管比调谐高压电容器C1更不切实际，但调谐第三电容器C3的电容对于例如在一种开关电容器方案中实现而言仍然具有挑战性，并且对于以分立电路方式实现而言也不切实际。

图6示出了根据本发明的电路的第一示例。

第三电容器C3不再直接连接到接地，而是经由第三二极管D3连接到可控电压供应60，该可控电压供应60用作处于电压Vcon的电荷槽。第四二极管D4提供用于电荷脉冲沿反向方向通过第三电容器C3的路径。第三二极管D3和第四二极管D4串联并且用作跨可控电压供应60的二极管布置。第三二极管与第四二极管之间的接合点限定第二节点N2。

因此，该电路的钳位通过在第一节点N1与第二节点N2之间添加第三电容器C3来实现，第一节点N1连接第一电容器C1和第一二极管D1，第二节点N2被需要以在电荷可以经由第三电容器C3注入和提取之前产生Vcon+2*Vbe的电压摆动。Vcon的幅度小于电压Vsup并且被控制以接近电压Vsup的期望值和/或仅向低压负载递送期望量的电流。

通过在第三二极管D3与第四二极管D4之间的节点N2处引入Vcon+Vbe与-Vbe之间的电压摆动，在电荷流过第一二极管D1之前，HV节点现在必须增加到：Vsup+2*Vbe+(Vsup-Vcon)*C3/C1。

如上文所解释的，流过电容器C1和C3的电荷呈高频脉冲的形式。它是与递送到负载的最终电流相关的每个高频脉冲的电荷量。这是在高压AC输入节点12的电压从其最低电压偏移到其最高电压期间(分别)通过C1和C3移位的电荷量，或在该电压的一个HF周期期间，反之亦然。

电容器C1的每个脉冲的电荷已经在上文被定义如下：

Q1＝(V_HV,pp-Vsup-2*Vbe)*C1

电容器C3的每个脉冲的电荷可以定义如下：

Q3＝(Vsup-Vcon)*C3

可以看出，电荷Q3可以通过使Vcon发生变化来控制(D1和D2的Vbe二极管压降随着D3和D4的压降而抵消到一阶)。

因为只要D1或D2没有(尚未)导通，电容器C1和C3就会导通相同的瞬时电流，所以直到D1或D2变为导通的时间点通过C1和C3移位的电荷量都相同，并且等于Q3。

因此，通过电容器C1的可用于经由二极管D1递送到输出节点Nout的每个脉冲的电荷量等于Qout＝Q1-Q3。这是每个脉冲Q1的全部电荷量减去在D1变为导通时已经通过C1移位的电荷量。

在高压AC输入节点12的电压的上升偏移(在该示例中)期间，输出电荷经由第一二极管D1流入输出节点Nout并且通过第二电容器C2进行滤波。每个脉冲的输出电荷每个高频周期递送一次，并且构成平均电流，该平均电流等于每个脉冲的输出电荷Qout除以HF周期的时间段(Thf)：

Iout,avg＝Qout/Thf

＝Qout*Fhf。

Fhf是HF节点12处的信号的频率。取平均基本经由第二电容器C2执行。对于低压DC供应，最终是递送到输出Nout和从输出Nout提取的电流的平均值是相关的。

当在下文中提及流入输出节点Nout的电流时，这与在HF周期上取平均的每个高频周期经由二极管D1递送到输出节点Nout的电荷有关。同样，当提及从输出节点Nout提取的(供应)电流时，这与在HF周期上取平均的每个高频周期被递送到任何负载的从输出节点Nout提取的电荷有关，该任何负载被连接到Nout节点。注意，在稳定操作时，电容器C2的平均电流为零。

所供应的电荷Qsup可以被认为是在高压AC节点12的HF周期期间连接到输出节点Nout的组合负载所提取的电荷量：

Qsup＝Isup,avg*Thf＝Isup,avg/Fhf。

为了稳定操作，Qout和Qsup相等。

如果Qout<Qsup，则供应电压Vsup会减小；反之，对于Qout>Qsup，该供应电压Vsup会增加。

如果Qout＜Qsup，则Vcon的电平增加，使得与第三电容C3相关联的电荷Q3减小，因此Qout增加，最终使Qout与Qsup相匹配。

理想情况下，如果Qout>Qsup，则Vcon的电平降低，使得电荷Q3增加，因此Qout减小，最终使Qout与Qsup相匹配，

可替代地，如果Qout>Qsup并且Vcon不能或不会进一步降低(例如，在如上文所解释的“饱和”状态下)，则剩余电荷Qout-Qsup需要最终流入电压钳位器件(Z1)并且被耗散，从而得出以下各项的Z1平均电流：

(Qout-Qsup)*Fhf＝Iout,avg-Isup,avg

电压钳位器件Z1中每个HF周期的损耗能量如下：

(Qout-Qsup)*Vsup

与Z1相关联的对应功率损耗如下：

(Iout,avg-Isup,avg)*Vsup＝(Qout-Qsup)*Fhf*Vsup＝(Q1-Q3-Qsup)*Fhf*Vsup。

通过调整Vcon使得Q1-Q3-Qsup＝0，可以防止在Z1中耗散。这样，无需电压钳位器件Z1。如果可以增加电荷Q3以防止需要在电压钳位器件Z1中进行功率耗散，则这是可能的。因此，电压钳位器件对于本发明并非必不可少。

从节点N1提取的电荷Q3流入Vcon，从而产生的功耗为Q3*Fhf*Vcon。

由于Q3＝(Vsup-Vcon)*C₃，所以通过电容器C3移位电荷Q3所引起的Vcon的功耗如下：

Vcon*(Vsup-Vcon)*C₃*Fhf＝Q3*(Vsup-Q3/C₃)*Fhf。

这给出了下文参考图7和图8所解释的抛物线损耗曲线。

这样，在钳位器件Z1中有损耗减少Q3*Fhf*Vsup，但有损耗增加Q3*Fhf*Vcon。因此，耗散净减少了Q3*Fhf*(Vsup-Vcon)。

因为Q3＝(Vsup-Vcon)*C₃，所以损耗的减少如下：(Vsup-Vcon)^2*C₃*Fhf。

从这个关系可以看出，随着Vcon越来越接近于零，Q3变得更大。当Vcon饱和为零或略高于零时，Q3不能再增加，因此Q3也“饱和”，这意味着不可能经由C3从节点N1提取更多电荷。如果每个HF周期的每个脉冲的所得电荷Qout＝(Q1-Q3)仍然大于Qsup，则从节点Nout提取的每个HF周期的电荷量需要流入电压钳位器件(Z1)，从而在该设备中引起耗散。

对于Vcon＝0，行为非常接近图5的行为。然而，通过在Vsup与0之间调整电压Vcon，该电压得以控制，HV节点需要在电荷经由D1流到DC输出节点Nout之前，增加该电压。

结果有点类似于通过使Vcon电压发生变化来产生第三电容器C3的可调电容。

通过适当控制电压Vcon，它可以布置成来自第一电容器C1的过电荷不会流入第一二极管D1，而是经由第三电容器C3和第三二极管D3流入可控电压源60。

关于Vcon的调整速度，在每个单独充电脉冲期间，Vcon恒定。如果系统中存在电压钳位器件，则Vcon的降低可能非常缓慢，因为在需要降低Vcon的时间期间，过电流将流入电压钳位器件Z1。

Vcon需要(至少)被增加所需的速度通常由供应电流增加的速度确定。所需的速度取决于连接到输出节点Nout的电路系统仍能正常工作的电压Vsup的下降、以及C2的电容。

一般而言，Vcon进行调整的速度使得Vcon需要在节点12的高频周期期间基本恒定，但是足够快地改变以便至少与Vsup电压改变的速度匹配，该Vsup电压响应于通过输出节点Nout提取到所连接的负载电路系统的供应电流的(动态)改变而改变。

理论上讲，单个齐纳二极管Z2(沿任一方向)可以取代第三二极管D3和第四二极管D4以及受控电压源60(其用作槽耗散功率，而非源递送功率)。然而，钳位电压电平需要可调，并且实现可控槽的本发明的可控电压源更容易实现。

由于电压Vcon低于Vsup，因而所关联的耗散也较低。

当需要经由C3提取更多过电荷时，电压Vcon必须更低。这意味着在高过电流时，相关联的耗散将为低而非为高。

因为Vcon随着要吸收的过电流的增加而从Vsup开始几乎线性减小，所以作为过电流的函数的功率损耗可以具有抛物线形状，该抛物线形状在被吸收的最大过量电流的一半处在Vcon＝Vsup/2处达到峰值，该最大过量电流可以在Vcon＝0时被吸收。

图7示出了功率损耗(左侧的y轴(mW))与过电流(x轴(mA))的对应函数。绘线70示出了图5的解决方案的功率损耗，其中所有过电流都耗散到节点Nout中。绘线72示出了图6的电路的性能，假设选择C3的电容，使得在Vcon＝0时，全部/最大过电流朝向DC输出节点Nout转移。该示例用于Vsup＝13V和最大过电流26mA。这意味着该电路可以在没有电压钳位器件的情况下实现(假设过电流永远不会超过26mA)。

绘线74使用右侧的y轴(mA)示出了所转移的电流。

可以看出，图6的电路中的最大功率损耗仅为原始解决方案的25％(在该示例中，83mW与332mW)。

通过将C3的电容选择得稍微小一些，可以实现更好的结果，使得在Vcon＝0时，最大过电流并非完全转移到可控电压供应60中。

图8示出了用于该减小电容的与图7相对应的绘线。

通过选取C3的电容小于图7中的电容，当Vcon已经达到最小值(其接近于零；在高于21mA的过电流，绘线72为零)时，转移到可控电压供应60的电流饱和，并且过电流的剩余电流现在仍通过处于节点Nout的电压电平Vsup的Z1(或等同物)钳位。绘线75(虚线)示出了通过Z1的电流，并且绘线76是Z1所消耗的功率。绘线76为零，直到过电流为21mA。如上文所解释的，一旦Vcon饱和，就会出现这种情况。

通过使C3的电容比图7的电容小约20％，抛物线损耗曲线72的最大值和通过Z1损耗的损耗(绘线76)可以约相等，并且将低于图7中的最大值，从而在最佳情况下，给出原始解决方案中最大损耗的仅～20％。

注意，最终是电容器C3的第二节点N2处的峰到峰电压摆动(Vpp)的幅度而非该节点处的绝对电压电平(或实际上，绝对电压Vcon)决定了在D1变为导通之前有多少电荷通过C3。

因此，Vcon也可以是负电压(其中二极管D3和D4反向)，如图9所示。

可控电压供应60处的电压代替地可以以DC电平升高或降低，例如，叠加在电压Vsup的顶部上，如图10所示。在这两种情况下，这都会影响第二节点N2处的电压的平均(DC)电平，该DC分量的移位现在跨C3两端被吸收。

尽管上文所描述的示例利用范围从Vsup下降到(或接近零的饱和点)的电压Vcon，但是第二节点N2处的最大电压摆动可以更小，例如，基于Vcon的实现方式。使用更大的C3电容可以轻松补偿Vcon中更为有限的动态范围。然而，不应选取显著小于Vsup的Vcon的动态范围，因为这会对降低耗散同时转移过电流的目标产生不利影响。

在上述所有示例中，增加Vcon的幅度(从0到Vsup)会导致经由C3提取的每个脉冲的电荷的减少，从而增加转移到节点Nout的(平均)电流。

DC电压供应节点Nout处的实际电压Vsup与期望值之间的误差信号可以用于调整电压Vcon，从而改变从节点Nout转移的平均电流，使得降低了电压Vsup的实际值和期望值之间的差值。因此，反馈控制可以用于调整电压Vcon。

可替代地，DC电压供应节点Nout处递送到负载的实际电流与该电流的期望值之间的误差信号可以用于调整电压Vcon，因此改变从节点Nout转移的平均电流，使得降低了负载电流的实际值和期望值之间的差值。注意，该负载可能包括Z1钳位功能。

任何这样的控制系统都可能附加地表现出某种形式的动态行为。

图11示出了实际电路实现的一个示例。

如上文所提及的，可以调整电压Vcon以使输出电压Vsup接近期望值，或使递送到负载的供应电流接近期望值。图11示出了具有电流反馈控制的实现方式。

应当指出，在该实现方式中，通过钳位齐纳二极管Z1的电流被认为是所递送的供应电流的一部分。

如在上述示例中一样，第一电容器C1的一个节点连接到HV输入12，而第一电容器C1的另一节点——在节点N1处——连接到D1、D2和C3。

小电容器Cemi被添加并且其与连接到固定参考(接地)的图5的已知电容器C3以相同方式工作。

该电路实现了图9的Vcon的反转极性方案，但Vcon和D3以Vsup而非接地为参考，如图10所示。

这示出了针对参考水平的许多不同方案是可能的。

可控电压供应60包括串联的电阻器R1和双极结型晶体管Q1，并且在该示例中与二极管布置D3、D4并联。它具有与DC电压供应节点Nout串联的电流检测电阻器R2。

可控电压供应连接在二极管D1的阴极与第三节点N3之间。

该第三节点N3通过电容器Cvcon连接到接地，而非如图10所示连接到Vsup。这提供了改进的启动行为，但并非基本的。电容器Cvcon仅仅承载反转Vcon电压加上+Vsup的DC偏移。

每当Cvcon两端的电压为零时，D3和D4之间的电压摆动等于Vsup+2*Vbe，并且不会经由C3从节点N1提取(过)电荷。反之，当Cvcon两端的电压为Vsup时，D3与D4之间只有2*Vbe的电压摆动，并且经由C3从第一节点N1提取最大量的电荷。

Cvcon电容很大，所以Cvcon两端的电压只会缓慢发生改变，使得该电压在HF周期期间可以被认为是恒定的。

电荷经由D4从Cvcon中提取，并且经由可控电压供应的晶体管Q1恢复到Cvcon。

电荷提取与Cvcon注入之间的任何失衡(在HF周期上取平均)都会增加或减少Cvcon两端的电压。如此，Cvcon充当调整-Vcon电压的控制回路的积分电容器。

流过D1的电荷经由电阻器R2和并联电容器C2a流入C2。电容器C2a充当脉冲电流中高频分量通过D1的直接HF路径，并且对R2两端的压降取平均。

如果R2两端的平均压降超过晶体管Q1(PNP双极晶体管)的基极发射极电压，则Q1将变为导通，并且将经由Q1为Cvcon充电。因此，Q1的基极发射极电压充当R2两端的平均电压的参考值，而R2两端的平均电压又与流入所组合的负载和Z1的供应电流成比例(由于电阻器R2的结果)，该供应电流是被控制的电流。

附加部件R3、R1和C5提供关于R2两端的电压如何转化为通过Q1的电流的另外的取平均/滤波。R1还用来降低控制回路的DC回路增益，从而确保该回路的稳定性。注意，如经由C3提取的过电荷的耗散有效地在Q1(和R1)中发生。例如，上文针对Vcon所讨论的“饱和”依据R1和Q1两端的压降的电压电平发生。

本发明可以应用于所有电荷泵型LV供应，但对于用于LCC型谐振转换器级，诸如用于LED驱动器特别地有吸引力。

本发明使得这种LV供应能够输送宽动态范围的供应电流和/或仅仅输送较高的供应电流。由于在驱动器中放入更多特征和智能，所以这是一种趋势。

根据研究附图、公开内容和所附权利要求，本领域技术人员在实践所要求保护的发明时可以理解和实现所公开的实施例的变型。在权利要求中，单词“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除多个。单个处理器或其他单元可以实现权利要求中记载的若干项的功能。在相互不同的从属权利要求中叙述某些措施的这一单纯事实并不指示不能有利地使用这些措施的组合。权利要求中的任何附图标记不应被解释为限制范围。

Claims

1.一种用于从电压AC信号生成DC电压供应的电路，所述电压AC信号比所述DC电压高，所述电路包括：

输入(12)，用于接收所述电压AC信号；

第一电容器(C1)，串联在所述输入(12)与第一节点(N1)之间；

第一二极管(D1)，沿正向方向位于所述第一节点与DC电压供应节点(Nout)之间；

第二电容器(C2)，位于所述DC电压供应节点(Nout)与参考端子之间；

第三电容器(C3)，位于所述第一节点(N1)与第二节点(N2)之间；

第二二极管(D2)，沿正向方向位于所述参考端子与所述第一节点(N1)之间；

可控电压供应(60)，被布置为经由第三二极管(D3)向所述第三电容器(C3)提供电压；以及

二极管布置，包括跨所述可控电压供应(60)串联的所述第三二极管(D3)和第四二极管(D4)，其中所述第三二极管(D3)与所述第四二极管(D4)之间的接合点限定所述第二节点(N2)。

2.根据权利要求1所述的电路，还包括电压钳位器件(Z1)，所述电压钳位器件(Z1)位于所述第一二极管(D1)的一个端子与所述参考端子之间。

3.根据权利要求2所述的电路，其中所述电压钳位器件是齐纳二极管(Z1)。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的电路，其中所述参考端子为接地。

5.根据权利要求1至3中任一项所述的电路，其中所述可控电压供应的端子直接或经由电容器(Cvcon)连接到DC节点或低频AC节点。

6.一种驱动器电路，包括：

根据权利要求1至5中任一项所述的电路，其中所述电压AC信号是来自所述谐振开关模式功率转换器的第二输出。

7.根据权利要求6所述的驱动器电路，其中所述谐振开关模式功率转换器包括LCC转换器。

8.一种照明电路，包括：

根据权利要求6或7所述的驱动器电路；

照明负载，由所述第一输出驱动；以及

辅助电路系统，由所述第二输出驱动。