JP7019873B2 - Ｄｃ電圧源を生成するための回路、及びｄｃ電圧供給回路を使用するドライバ回路 - Google Patents

Description

本発明は、とりわけ高電圧ＡＣ信号からの、ＤＣ電圧源の生成に関する。例えば、本発明は、例えば、ＡＣ／ＤＣ変換を提供するために、又はＤＣ／ＤＣ変換を提供するために、又は電力変換器からのＤＣ供給電圧若しくは電流の生成のために使用される、共振電力変換器に関する。

所謂共振コンバータの形態である変換器は、直列又は並列共振回路であり得る共振回路を有する。２つのインダクタンスと１つのキャパシタンスとを有するＬＬＣ共振回路を有する、又は２つのキャパシタンスと１つのインダクタンスとを有するＬＣＣ共振回路を有する共振コンバータが、ＬＥＤドライバ内での使用のためによく知られている。

変換器は、定電流源又は定電圧源として構成又は動作され得る。定電流源は、ＬＥＤ構成を直接駆動するために使用されることができ、従って、一段（single stage）のドライバを可能にする。定電圧源は、例えば、ＬＥＤへの対応する電力供給を確実にするために更なるドライバ電子機器を有するＬＥＤモジュールのために、使用されることができる。その場合、定電圧源によって供給される出力電圧から所定の電流が引き出される。

共振電力変換器は、多くの場合、チャージポンプを介して変換器内に存在する高電圧ＡＣノード、例えば半方形波ノードから得られた低電圧源を使用する。この低電圧源は、本質的には、変換器周波数に比例すると共に、バス電圧にほぼ比例する電流出力を備える電流源である。この低電圧源、例えば１３Ｖは、制御回路若しくはドライバ集積回路及び／又は他の回路に供給するためのものである。最も一般的には、所謂ｄＶ／ｄｔ電源が、蛍光灯及びＬＥＤのためのドライバ回路の出力段において使用されるＬＣＣタイプの共振コンバータにおいて使用される。

負荷によって消費されない低電圧供給電流は、低電圧を制限又は制御するために消散される必要がある。この消散（dissipation）は、ドライバ効率を低下させ、熱的課題をもたらすこともある。

過剰電流が負荷を通らないように、過剰電流のための消散経路を設けることは知られている。しかしながら、消散される必要のある電流量は時間と共に変化することから、この消散経路を実施することは実際には困難である。

本発明は、請求項によって規定されている。

本発明の或る態様による例によれば、高電圧ＡＣ信号からＤＣ電圧源を生成するための回路であって、
前記高電圧ＡＣ信号を受信するための入力、
前記入力と第１ノードとの間に直列にある第１コンデンサ、
前記第１ノードとＤＣ電圧供給ノードとの間の順方向の第１ダイオード、
前記ＤＣ電圧供給ノードと基準端子との間の第２コンデンサ、
前記第１ノードと第２ノードとの間の第３コンデンサ、
前記基準端子と前記第１ノードとの間の順方向の第２ダイオード、
制御可能な電圧源、及び
前記制御可能な電圧源の両端間に第３ダイオードと第４ダイオードとを直列に含むダイオード構成であって、前記第３ダイオードと前記第４ダイオードとの間の接合部が前記第２ノードを規定するダイオード構成を有する回路が提供される。

この回路は、チャージポンプタイプの回路内のコンデンサを制御可能な電圧に接続する。これは、そのコンデンサがいつ放電経路を供給するかを制御するやり方を提供する。このやり方においては、変化する振幅を持つ高電圧ＡＣ入力から安定した低電圧ＤＣ電源を生成するために、流用（divert）される必要のある電荷に応じて放電経路が制御される。前記第２ノードにおける電圧を設定することによって、（前記負荷へ流れる）前記第１ダイオードと（前記負荷から離れるように流れる）前記第３コンデンサとの間の電荷の分割が制御される。

前記高電圧ＡＣ信号は、例えば、整流され、チョッピングされた主電源信号である。従って、前記高電圧ＡＣ信号は、チョッピングレート（chopping rate）に依存する周波数と、よりゆっくりとした主電源レート（mains rate）で変化する振幅とを持つ。

前記回路は、前記第１ダイオードの一方の端子と前記基準端子との間に電圧クランプデバイスを更に有し、前記電圧クランプデバイスは、例えば、ツェナーダイオードである。

前記制御可能な電圧源によって供給される前記電圧の大きさは、例えば、いつ電荷が前記第１ダイオードを流れるかを決定する閾値として機能する、前記入力のための電圧レベルを設定する。従って、それは、前記ＡＣ入力の各パルスの間、電荷が、前記第１ダイオードを介して出力に送られるか、前記制御可能な電圧源内にシンクされるかを制御する。

前記制御可能な電圧源によって供給される前記電圧の大きさが、（ゼロに近いかもしれない）実施制限最小レベルに達する場合、これは、最小限の電荷が前記出力ノードに送られており、最大限の電荷が前記制御可能な電圧源に流用されていることに対応する。

これは、（前記ＡＣ信号の１パルス当たり）これ以上の電荷は前記第１ノードから抽出／流用されることができないという意味で、飽和状態であるとみなされ得る。（チャージポンプとして機能する）前記第１コンデンサが更により多くの電荷を前記第１ノードに供給する場合には、この過剰電荷は、依然として、前記第１ダイオードを介して前記ＤＣ電圧供給ノードに流れ込む。

前記制御可能な電圧源によって供給される前記電圧の最大限の大きさは、前記第１ノードからの電荷の流用（diversion）を可能にするために、前記ＤＣ電圧源の電圧よりも小さい。

前記制御可能な電圧源によって供給される前記電圧の大きさは、例えば、前記入力から受け取られる電流のうちのより多くが前記制御可能な電圧源に流用される必要がある場合、より小さくなる。

或る例においては、前記制御可能な電圧源から供給される前記電圧の大きさは、前記ＤＣ出力へ流れる電流を検出する電流センサに基づいて制御される。これは、出力電流を調整するための電流フィードバック機構を提供する。

別の例においては、前記制御可能な電圧源から供給される前記電圧の大きさは、ＤＣ出力電圧を検出する電圧センサに基づいて制御される。これは、出力電圧を調整するための電圧フィードバック機構を提供する。

前記制御可能な電圧源は、電流センサの出力に依存する電圧のところに制御入力を備えるトランジスタ回路を有してもよい。

前記制御可能な電圧源は、例えば前記第３及び第４ダイオードと並列に、例えば、直列に接続されるバイポーラトランジスタ及び抵抗器を有し、前記電流センサは、前記ＤＣ出力と直列に接続された電流検出抵抗器を有し、前記バイポーラトランジスタのベース電圧は、前記電流検出抵抗器を流れる電流に依存する。

前記基準端子は接地であってもよい。

前記制御可能な電圧源は、直接又はコンデンサを介して、ＤＣノード又は低周波ＡＣノードに接続される端子を有してもよい。この接続は、例えば、接地との接続であってもよく、又は直列コンデンサを介しての接地との接続であってもよく、又は前記ＤＣ電圧供給ノードとの接続であってもよい。

本発明は、
負荷を駆動するための第１出力を供給する共振スイッチモード電力変換器と、
上記で規定されているようなＤＣ電圧供給回路であって、前記高電圧ＡＣ信号が、前記共振スイッチモード電力変換器からの第２出力であるＤＣ電圧供給回路とを有するドライバ回路も提供する。

前記共振スイッチモード電力変換器は、例えば、ＬＣＣコンバータを有する。

本発明は、
上記で規定されているようなドライバ回路と、
前記第１出力によって駆動される照明負荷と、
前記第２出力によって駆動される補助回路とを有する照明回路も提供する。

下記の実施形態を参照して、本発明のこれら及び他の態様を説明し、明らかにする。

本発明のより良い理解のために、及び本発明がどのようにして実施され得るかをより明確に示すために、ここで、ほんの一例として、添付図面を参照する。
ＬＥＤドライバ内のＬＣＣ共振スイッチモード電源の例を示す。 低電圧源を、最もシンプルな形態のうちの１つで、得るための既知の回路の例を示す。 図２の回路に対する修正例を示す。 提案されている、低電圧源を生成するための他の手法を示す。 接地される第３コンデンサを備える、図４の回路に対する修正例を示す。 本発明による回路の第１例を示す。 図５のソリューション及び図６の回路について、電力損失（左側ｙ軸、ｍＷ）対過剰電流（ｘ軸、ｍＡ）の対応する関数を示す。 第３コンデンサの静電容量がより小さい場合の、図７のグラフに対応するグラフを示す。 負の制御可能な電圧源を備える、図６に対する変形例を示す。 シフトされる制御可能な電圧源を備える、図６に対する変形例を示す。 実際の回路実施形態の或る例をより詳細に示す。

図を参照して本発明について説明する。

詳細な説明及び特定の例は、装置、システム及び方法の例示的な実施形態を示しているが、説明の目的のためのものでしかなく、本発明の範囲を限定しようとするものではないことは理解されたい。本発明の装置、システム及び方法のこれら及び他の特徴、態様及び利点は、以下の説明、添付の特許請求の範囲及び添付の図面からよりよく理解されるようになるだろう。図は、単に概略的なものに過ぎず、縮尺通りには描かれていないことは、理解されたい。図の全体を通して、同じ参照符号は、同じ又は同様のパーツ又はノードを示すために使用されていることも、理解されたい。

本発明は、高電圧ＡＣ信号からＤＣ電圧源を生成するための回路を提供する。第１コンデンサが、入力と第１ノードとの間に直列にあり、第１ダイオードが、第１ノードとＤＣ電圧供給ノードとの間に順方向にあり、第２コンデンサが、ＤＣ電圧供給ノードと基準端子との間にあり、第２ダイオードが、基準端子と第１ノードとの間に順方向にある。これが、一般的なチャージポンプの構造を規定する次いで、第１ノードと第２ノードとの間に第３コンデンサが設けられ、制御可能な電圧源が、第２ノードにおける電圧を規定する。この調節可能なノード電圧は、ＡＣ入力の1パルス当たりの過剰電荷がＤＣ電圧源の電圧よりも低い電圧に流用されることができ、それによって、消散を減らし、効率を上げるという点で、回路の効率を向上させ、それは、シンプルな回路で実施されることができる。とりわけ、負荷によって必要とされない電荷に合う量の過剰電荷が流用される。

図１は、絶縁出力を備える、ＬＥＤドライバ内のＬＣＣ共振スイッチモード電源の例を示している。

整流された主電源入力（又はＤＣ／ＤＣ電力変換器のＤＣ入力）が、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ Ｍｈｓと、ローサイドＭＯＳＦＥＴ Ｍｌｓで形成されるハーフブリッジインバータに供給される。このインバータは、電力変換動作を制御し、必要とされる出力が生成するために、フィードバック制御又はフィードフォワード制御を使用して、スイッチングが制御される。インバータの各スイッチは、そのゲート電圧によって制御されるその動作タイミングを有する。

（一次側インダクタＬｐｒｉｍと二次側インダクタＬｓｅｃとを有する）出力変圧器１０の入力側の直列コンデンサＣｓ及び直列インダクタＬｒｅｓ、並びに出力変圧器１０の出力側の並列コンデンサＣｐによって、共振タンクが形成される。

出力側に並列コンデンサＣｐを配置することにより、システムは、依然として、（漏れインダクタンスとＬｒｅｓとの合計であるＬＣＣタンクのインダクタを備える）三次系として振る舞う。

出力は、ダイオードブリッジ整流器Ｄ１乃至Ｄ４及び平滑出力コンデンサＣｏｕｔを介して、ＬＥＤ負荷Ｌｅｄ１、Ｌｅｄ２に供給される。

変換器の動作中、コントローラは、特定の周波数で、本質的に相補的な（非重複期間が存在し得るという点で、「本質的に」相補的な）やり方で、インバータのスイッチを制御する。高いゲート駆動信号は、一方のスイッチを、他方のスイッチがオフにされる以降に、オンにし、低いゲート駆動信号は、一方のスイッチを、他方のスイッチがオンにされる以前に、オフにする。

或る既知の手法においては、一次側回路は、例えば第１又は第２スイッチを介して、回路に流れる電流の時間にわたる平均値を示す変数を検出する。負荷についての情報は、一次側回路における測定電流に基づいて導き出され得る。電力変換器の負荷電流は、ＬＥＤ負荷と直接的関係を有し得る。

図１は、二次側のフルブリッジ整流器と、単一の二次コイルとを示しており、単一の二次コイルは、その端部において整流器回路に結合する。その代わり、二次コイルＬｓｅｃの中央部が二次側回路の出力に結合されてもよい。その場合、二次コイルの端部は、２つのダイオードだけを備えるハーフブリッジ整流器を介して出力に結合されてもよい。

これは、ＬＣＣ回路の例であるが、ＬＬＣ回路及び他の共振回路も可能である。

共振スイッチモード電力変換器の一般的な動作は、当業者にはよく知られているだろう。

共振タンクへの入力はノード１２であり、ノード１２には本質的に方形波の高電圧ＡＣ信号が存在する。このＡＣ信号の周波数は、トランジスタＭｈｓ及びＭｌｓのスイッチング周波数と一致し、一般に、ｋＨｚの範囲内である。

更に、出力段（この例においてはＬＣＣ回路）とＡＣ主電源との間に力率補正段があってもよい。その結果として、入力電圧は、通常、あまり大きな（２倍の）主電源周波数リップルを示さないだろう。逆に、ノード１２の電圧の周波数は、ＬＥＤドライバに接続されているＬＥＤ、温度（温度によるＬＥＤストリング電圧のわずかな変化がある）、及び要求調光レベルに依存する、可能なＬＥＤストリング電圧の組み合わせによって大きく変化し得る。

それ故、周波数の変動による出力電流の変動がある。

図２は、ノード１２における信号から、低電圧源を、最もシンプルな形態のうちの１つで、得るための既知の回路の例を示している。

図２及び他の回路において、構成要素及びノードは、全て、通常サイズの文字で示されているが、対応する値は下付き文字で示されていることに留意されたい。例えば、C₃は、コンデンサＣ３の静電容量である。

高電圧（ＨＶ）方形波ノード１２における高電圧の振れ（high voltage swing）は、ＨＶノード１２における電圧の立ち上がり電圧遷移中、第１ダイオードＤ１を介して第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２を充電する。前記回路は、ＨＶノード電圧の立ち下がり電圧遷移中、この例においてはツェナーダイオードＺ１として表されているクランプデバイスを介して第１コンデンサＣ１を放電する。これが、チャージポンプ動作を実施する。

６．２Ｖより大きいツェナーダイオード電圧を使用する場合、クランプ機能は、より正確には、ツェナー効果ではなく、アバランシェ効果であり、デバイスのブレークダウン／ブレークオーバを引き起こす。しかしながら、以下では、広く、ツェナーダイオードという用語が使用されている。しかしながら、選択される電圧に応じて、代わりに、アバランシェタイプのダイオードが想定されてもよい。従って、クランプデバイスは、一般に、選択される電圧に応じて、ツェナーダイオード又はアバランシェダイオードとして機能し得る基準ダイオードを有するとみなされ得る。従って、回路において示されているツェナーダイオードは、説明を容易にするために単に例として提示されている。

出力は、低電圧回路２０に接続し、ＤＣ電圧Vsupを供給するＤＣ電圧供給ノードＮｏｕｔである。低電圧回路は、例えば、５Ｖと２０Ｖとの間で動作し、制御回路、センサ、信号処理装置などを有し得る。

ＨＶノード電圧の各高周波（ＨＦ）パルスの間にコンデンサＣ１によってＤＣ電圧供給ノードＮｏｕｔに供給される最大電荷は、以下のようになる。
Q1 = (V_HV,pp-Vsup-2*V_be)*C₁

V_HV,ppは、ノード１２における高電圧源のピーク・トゥ・ピーク電圧である。

V_beは、（順方向における）第１ダイオードＤ１及びツェナーダイオードＺ１のＰＮ半導体接合部の順方向電圧を指す。

第１コンデンサＣ１（及び第２コンデンサＣ２）を充電するために電荷が流れるためには、第１ノードＮ１における電圧は、Vsup＋Vbe(D1)でなければならず、第１コンデンサＣ１を放電するために電荷が流れるためには、第１ノードＮ１における電圧は、Gnd-Vbe(Z1)でなければならず、ここで、電圧Gndはゼロである。

従って、第１ノードＮ１における電圧がVsup＋Vbe(D1)と-Vbe(Z1)との間にあるときは、電荷はＣ１へ流れないだろう。

従って、電荷が第１コンデンサＣ１へ流れることができないときの第１ノードＮ１における電圧の振れの全体（total voltage swing）は、Vsup＋Vbe(D1)＋Vbe(Z1)＝Vsup＋2＊Vbeである。その場合、第１コンデンサＣ１の両端の電圧変化は、高電圧方形波ノード１２における電圧の振れ（V_HV,pp）から、電荷がコンデンサＣ１へ流れないノードＮ１におけるこの電圧の振れを差し引いたものと等しい。

その場合、第１コンデンサＣ１を介して移動される電荷は、その電圧の振れ（V_HV,pp-{Vsup+2*V_be}）にＣ１の静電容量を乗じたものとなり、上記の関係を与える。

従って、最大出力電流は、この電荷とＨＶノード周波数の積に等しい。出力ノードＮｏｕｔによって供給される負荷によって消費されない電荷は、全て、ツェナーダイオードＺ１において消散され、電圧VsupをV_Z1-V_beに制限し、ここで、V_Z1は、ツェナーダイオードの閾値電圧である。

図３は、図２の回路に対する修正例を示しており、前記修正例においては、ツェナーダイオードＺ１が出力側へ移動されており、図２におけるツェナーダイオードＺ１のダイオードフォワード機能（diode forward function）が第２ダイオードＤ２に置き換えられている。

第１コンデンサＣ１を通る電荷の流れは、一般に、ＨＶ（ほぼ方形波の）波形の傾斜部の期間中に生じる高電流の狭いパルスから成る。ツェナーダイオードＺ１は、図２の位置においては、非常に低い動的抵抗を持つ必要があり、小信号ツェナーダイオードを使用することを困難にする。

ツェナーダイオードＺ１は、図３の位置においては、必要に応じて、ほぼ全ＨＦサイクルを使用して、ＤＣ電圧供給ノードＮｏｕｔにおいて低い供給電圧をクランプし、それによって制限することができる。

ツェナーダイオードＺ１の電圧クランプ機能は、低電圧負荷、例えば、制御回路によっても、実施され得る。これには、電圧クランプレベルVsupがその制御回路内部の他の基準電圧に追従することができるという利点があり得る。

上記の回路の利点は、ＨＶコンデンサＣ１の存在が、ｄＶ／ｄｔの値、即ち、ＨＶ方形波の傾きを制限し、ＥＭＩを減少させ、スイッチング損失を減少させるので、ＨＶコンデンサＣ１の存在が、アプリケーションにおいて既に望ましいことである。実際には、前記傾きを制限し、ＥＭＩを減少させるのに役立つ、ノード１２とＧｎｄ及び／又はインバータの上側トランジスタＭｈｓの上のノードとの間に接続される追加のコンデンサがあってもよい。

従って、ＨＶ方形波は、実際には、急峻さが制限されている傾きを有し、従って、完全な方形波信号ではない。

しかしながら、これらの回路においては、１パルス当たりの電荷が、ＨＶ電圧の大きさによって変化し、従って、結果として生じる出力電流が、ＨＶ電圧及びＨＶノード１２における信号の周波数によって変化する。第１コンデンサＣ１の静電容量は、ＨＶ電圧の最小の大きさ及び周波数において、最低限必要な電流が、低電圧負荷に供給されることができ、従って、ＨＶ電圧のより高い大きさ及び／又は周波数においては、必要以上の電流が供給される傾向があるように選択されなければならない。その過剰電流は、ツェナーダイオードＺ１の機能によってクランプされ、その過剰電流にVsup+Vbeを乗じたものに等しい（追加の）消散をもたらす。効率の観点からは、この消散は明らかに望ましくなく、（より大きなＭＯＳＦＥＴを駆動するため、最低限必要な低電圧供給電流が、一般に、より高い）より高出力のドライバの場合は、これは余分な熱的課題ももたらし得る。

それ故、これらの一般的なタイプのチャージポンプ回路において供給される過剰供給電流のクランプに関連する電力損失を減少させるための方法があることが望ましい。

或るこのような方法は、ＨＶ電圧の大きさが増加するにつれて第１コンデンサＣ１の静電容量を減少させることを含み得る。これは、第１コンデンサＣ１を電圧依存性誘電材料で実施することによって可能である可能性がある。しかしながら、これは、幾つかの理由で非現実的であり、それはまた、過剰供給電流の周波数依存性に対処しない。また、スイッチドキャパシタ回路を使用して第１コンデンサＣ１の静電容量を切り替えることも、コンデンサＣ１が高電圧コンデンサであることから、非現実的である。

図４は、提案されている手法を示している。図２のツェナーダイオードが、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２に置き換えられている。ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２のボディダイオードが、ＨＶ電圧の立ち下がり傾斜部（falling slope）のための電流経路を供給する。

電圧Vsupが低すぎるときには、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２はオフであり、第１コンデンサＣ１を充電するための電荷のパルスが、第1ダイオードＤ１を介してノードＮｏｕｔに流れ込む。ノードＮｏｕｔにおける電圧が十分に高いときには、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２が、オン状態にされ、第１コンデンサＣ１と第１ダイオードＤ１との間の第１ノードＮ１を実質的に接地に短絡し、コンデンサＣ１を充電するための電荷のパルスを接地に流させ、損失を招かない。

好ましくは、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２は、ＨＶ電圧の切り替わる瞬間に同期して切り替わる。上述のように、コンデンサＣ１を通る電荷の流れは、通常、相対的に高い電流の狭いパルスから成る。ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２は、それらの高い順方向及び逆方向の電流を処理する必要があり、Ｍ２の実施、とりわけＩＣ内部でのＭ２の実施を困難にする。しかしながら、損失の観点から考えると、このソリューションは理想的であり、コンデンサＣ１からの過剰電流／電荷は全て直接接地に流れ込む。

ＨＶ電圧の大きさ及び周波数（範囲）は変更されることができず、コンデンサＣ１が固定値を有することが望ましいので、本発明は、代わりに、それをＤＣ電圧供給ノードＮｏｕｔにおける電圧Vsupよりも低い電圧にクランプすることによって、第１コンデンサＣ１の過剰電荷に関連する損失の低減を提供する。

本発明は、例えば図３と同じ基本的なチャージポンプ構造、即ち、第１コンデンサＣ１、第１ダイオードＤ１及び第２コンデンサＣ２を備え、随意に電圧クランプデバイス（例えば、ツェナーダイオードＺ１）を備える基本的なチャージポンプ構造を利用する。しかしながら、追加の第３コンデンサ、及び第３コンデンサに関連する制御可能な電圧源がある。

第３コンデンサを設けることは知られているが、第３コンデンサは代わりに接地される。図５は、この構成を示している。第３コンデンサＣ３は、第１ノードＮ１と接地との間に接続される。

接地される第３コンデンサＣ３の追加は、以下の影響を与える。ＨＶノード１２が接地にあり、第１コンデンサＣ１と第１ダイオードＤ１との間のノードＮ１が-V_beにあると仮定される場合には、ＨＶノード１２において立ち上がり傾斜部が生じるとき、Ｄ１の陽極がVsup+V_beの電圧に到達して初めて電荷が第１ダイオードＤ１を流れる。これは、第１ダイオードＤ１の陽極において、Vsup+2*V_beの電圧の振れを必要とする。Ｃ１及びＣ３は容量分圧器を形成するので、電流が第１ダイオードＤ１を流れるには、ＨＶノードは、(Vsup+2*V_be)*(1+C₃/C₁)まで増加する必要がある。

ＨＶノードにおける電圧の振れの残りの部分だけが、電圧Vsupにおいて出力ノードＮｏｕｔに電荷を供給するために利用可能である。それ故、Ｃ３の静電容量が大きければ大きいほど、ノードＮｏｕｔを電圧Vsupまで充電するために利用可能な電荷の量は小さくなる。

理論上は、調整可能な静電容量を備える第３コンデンサＣ３を有することは、出力への１パルス当たり利用可能な電荷を正確に必要とされる量に調整することを可能にするだろう。第３コンデンサＣ３の静電容量の調整は、高電圧コンデンサＣ１の調整に比べれば非現実的ではないが、それでも、例えばスイッチドキャパシタの手法では、実施するのが困難であり、ディスクリート回路方式で実施することは非現実的である。

図６は、本発明による回路の第１例を示している。

第３コンデンサＣ３は、もはや、直接接地されておらず、それどころか、第３ダイオードＤ３を介して、電圧Vconにおける電荷シンク（charge sink）として機能する制御可能な電圧源６０に接続されている。第４ダイオードＤ４は、逆方向において第３コンデンサＣ３を通る電荷パルスのための経路を供給する。第３ダイオードＤ３及び第４ダイオードＤ４は、直列にあり、制御可能な電圧源６０の両端間のダイオード構成として機能する。第３ダイオードと第４ダイオードとの間の接合部が第２ノードＮ２を規定する。

従って、この回路におけるクランプは、第１コンデンサＣ１と第１ダイオードＤ１とを接続する第１ノードＮ１と、電荷が第３コンデンサＣ３を介して注入及び抽出される前にVcon + 2*V_beの電圧の振れを作成するために必要とされる第２ノードＮ２との間に、第３コンデンサＣ３を追加することによって、達成される。Vconの大きさは、電圧Vsupよりも小さく、電圧Vsupの所望の値に近づけるよう、及び／又は低電圧負荷に所望の量の電流しか供給しないよう、制御される。

電流が第１ダイオードＤ１を流れるには、ＨＶノードは、第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４との間のノードＮ２においてVcon+V_beと-V_beとの間の電圧の振れを導入することによって、Vsup+2*V_be+(Vsup-Vcon)*C₃/C₁まで増加する必要がある。

上で説明したように、コンデンサＣ１及びＣ３を通る電荷の流れは、高周波パルスの形をしている。最終的に負荷に供給される電流に関係するのは、１高周波パルス当たりの電荷量である。これは、高電圧ＡＣ入力ノード１２の電圧における、その電圧の１ＨＦサイクルの間の、その最低電圧からその最高電圧への、又はその逆の行程（excursion）の間に、（それぞれ）Ｃ１及びＣ３を介して移動される電荷量である。

コンデンサＣ１のための１パルス当たりの電荷は、上記で、以下のように規定されている。
Q1=(V_HV,pp-Vsup-2*V_be)*C₁

コンデンサＣ３のための１パルス当たりの電荷は、以下のように規定され得る。
Q3=(Vsup-Vcon)*C₃

電荷Q3は、Vconを変化させることによって制御されることができることが分かる（Ｄ１及びＤ２のダイオード電圧降下V_beは、Ｄ３及びＤ４の降下で1次まで相殺する）。

コンデンサＣ１及びＣ３は、Ｄ１又はＤ２が（まだ）導通していない限り、同じ瞬間電流を伝導するので、Ｄ１又はＤ２が導通状態になる時点までにＣ１及びＣ３を介して移動される電荷量は、同じであり、Q3に等しい。

従って、ダイオードＤ１を介して出力ノードＮｏｕｔに供給するために利用可能なコンデンサＣ１を通る１パルス当たりの電荷量は、Qout=Q1-Q3に等しい。これは、１パルス当たりの全電荷量Q1から、Ｄ１が導通状態になった時点において既にＣ１を介して移動されている電荷量を差し引いたものである。

高電圧ＡＣ入力ノード１２の電圧における（この例においては）立ち上がり行程の間、出力電荷は、第１ダイオードＤ１を介して出力ノードＮｏｕｔに流れ込み、第２コンデンサＣ２によってフィルタリングされる。１パルス当たりの出力電荷は、１高周波サイクル当たり1回供給され、１パルス当たりの出力電荷QoutをＨＦサイクルの時間周期（Thf）で割ったものに等しい平均電流を構成する。
Iout,avg=Qout/Thf
=Qout*Fhf

Fhfは、ＨＦノード１２における信号の周波数である。平均化は、基本的に、第２コンデンサＣ２を介して実施される。低電圧ＤＣ電源の場合は、重要であるのは、最終的には、出力Ｎｏｕｔに供給される電流及び出力Ｎｏｕｔから抽出される電流の平均値である。

以下で出力ノードＮｏｕｔへの電流について言及する場合、これは、１高周波サイクル当たりにダイオードＤ１を介して出力ノードＮｏｕｔに供給される電荷を、ＨＦサイクルにわたって平均化したものに関する。同様に、出力ノードＮｏｕｔから抽出される（供給）電流について言及する場合、これは、１高周波数サイクル当たりに、出力ノードＮｏｕｔから抽出され、Ｎｏｕｔノードに接続される任意の負荷に供給される電荷を、ＨＦサイクルにわたって平均化したものに関する。安定した動作中は、コンデンサＣ２の平均電流はゼロであることに留意されたい。

供給される電荷Qsupは、高電圧ＡＣード１２のＨＦサイクルの間に、出力Ｎｏｕｔノードに接続される複合負荷によって抽出される電荷量であるとみなされ得る。
Qsup=Isup,avg*Thf=Isup,avg/Fhf

安定した動作の間は、QoutとQsupとが等しい。

Qout < Qsupの場合は、供給電圧Vsupは減少し、逆に、Qout > Qsupの場合は、供給電圧Vsupは増加する。

Qout < Qsupの場合には、第３コンデンサＣ３に関連する電荷Q3が減少し、斯くして、最終的にQoutをQsupに一致させるようQoutが増加するように、Vconのレベルが上げられる。

理想的には、Qout > Qsupの場合には、電荷Q3が増加し、斯くして、最終的にQoutをQsupに一致させるようQoutが減少するように、Vconのレベルが下げられる。

あるいは、Qout > Qsupであり、Vconが、（例えば、上で説明したような「飽和」時に、）これ以上、下げられることができない、又は下げられない場合には、余剰電荷Qout-Qsupは、最終的に、電圧クランプデバイス（Ｚ１）に流れ込み、消散される必要があり、以下のようなＺ１平均電流をもたらす。
(Qout-Qsup)*Fhf=Iout,avg-Isup,avg

電圧クランプデバイスＺ１における１ＨＦサイクル当たりの損失エネルギは、以下のようになる。
(Qout-Qsup)*Vsup

Ｚ１に関連する、対応する電力損失は、以下のようになる。
(Iout,avg-Isup,avg)*Vsup=(Qout-Qsup)*Fhf*Vsup=(Q1-Q3-Qsup)*Fhf*Vsup

Q1-Q3-Qsup=0となるようにVconを調節することによって、Ｚ１における消散は防止されることができる。このやり方においては、電圧クランプデバイスＺ１は必要とされない。これは、電圧クランプデバイスＺ１における電力消散の必要性を未然に防ぐよう電荷Q3が増加されることができる場合には、可能である。従って、電圧クランプデバイスは本発明に必須ではない。

ノードＮ１から抽出される電荷Q3は、Vconに流れ込み、斯くして、Q3*Fhf*Vconの電力消散をもたらす。

Q3=(Vsup-Vcon)*C3であるので、コンデンサＣ３を介する電荷Q3の移動に起因するVconにおける電力消散は、以下のようになる。
Vcon*(Vsup-Vcon)*C₃*Fhf = Q3*(Vsup-Q3/C₃)*Fhf

これは、図７及び８を参照して以下に説明する放物線状の損失曲線をもたらす。

このやり方においては、クランプデバイスＺ１におけるQ3*Fhf*Vsupの損失は減少するが、Q3*Fhf*Vconの損失は増加する。従って、消散においてQ3*Fhf*(Vsup-Vcon)の純減がある。

Q3=(Vsup-Vcon)*C₃であるので、損失の減少は、(Vsup-Vcon)^2*C₃*Fhfとなる。

この関係から、Vconがゼロに近づくにつれて、Q3は大きくなることは明らかである。Vconがゼロにおいて又はゼロよりやや上で飽和する場合、Q3はこれ以上増加することができず、従って、Q3も「飽和」し、これは、ノードＮ１からＣ３を介してより多くの電荷を抽出することが可能ではないことを意味する。その場合、１ＨＦサイクル当たりの１パルス当たりの結果として生じる電荷Qout=(Q1-Q3)が、ノードＮｏｕｔから抽出される１ＨＦサイクル当たりの電荷量Qsupよりも依然として多い場合には、その余剰電荷は、電圧クランプデバイス（Ｚ１）に流れ込む必要があり、そのデバイスにおける消散をもたらす。

Vcon=0の場合は、挙動は、図５の挙動と非常に近い。しかしながら、電圧VconをVsupと0との間で調節することによって、電荷がＤ１を介してＤＣ出力ノードＮｏｕｔへ流れる前にＨＶノードが増加させる必要がある電圧が制御される。

この効果は、Vcon電圧を変化させることによって第３コンデンサＣ３の調節可能な静電容量をもたらすのと多少似ている。

電圧Vconを適切に制御することによって、それは、第１コンデンサＣ１からの過剰電荷が、第１ダイオードＤ１へ流れ込まず、それどころか、第３コンデンサＣ３及び第３ダイオードＤ３を介して制御可能な電圧源６０に流れ込むよう構成され得る。

Vconの調節速度に関しては、各個別充電パルスの間、Vconは一定である。システム内に電圧クランプデバイスがある場合には、Vconが下げられる必要がある期間中、過剰電流が電圧クランプデバイスＺ１に流れ込むので、Vconの減少が非常に遅くなり得る。

Vconが（少なくとも）増加される必要がある必要速度は、通常、供給電流が増加する速度によって決定される。前記必要速度は、電圧Vsupの低下であって、出力ノードＮｏｕｔに接続される回路が、前記電圧Vsupの低下時に依然として正常に動作する電圧Vsupの低下と、Ｃ２の静電容量とに依存する。

一般的には、Vconが調節される速度は、Vconが、ノード１２の高周波数サイクルの間、本質的に一定である必要があるが、接続される負荷回路へ出力ノードＮｏｕｔによって抽出される供給電流の（動的）変化に応じてVsup電圧が変化する速度と少なくとも一致するよう十分に速く変化するような速度である。

理論上は、（いずれかの方向の）単一のツェナーダイオードＺ２が、第３ダイオードＤ３及び第４ダイオードＤ４、並びに（電力を供給する電源ではなく、電力を消散するシンクとして機能する）制御される電圧源６０に取って代わることができる。しかし、クランプする電圧レベルは、調節可能である必要があり、制御可能なシンクを実施する、本発明の制御可能な電圧源は、より容易に実施される。

電圧VconはVsupよりも低いので、それに応じて、関連する消散は小さくなる。

Ｃ３を介してより多くの過剰電荷が抽出される必要がある場合、電圧Vconはより低くなければならない。これは、過剰電流が大きい場合、関連する消散は、大きくなるのではなく、小さくなることを意味する。

シンクされるべき過剰電流が増加するにつれて、Vconは、Vsupからほぼ直線的に減少するので、過剰電流の関数としての電力損失は、Vcon=Vsup/2において、Vcon=0においてシンクされることができる最大過剰電流の半分においてピークに達する放物線形状をしている。

図７は、電力損失（左側ｙ軸、ｍＷ）対過剰電流（ｘ軸、ｍＡ）の対応する関数を示している。グラフ７０は、全ての過剰電流がノードＮｏｕｔへと消散される図５のソリューションの電力損失を示している。グラフ７２は、Vcon=0において全ての／最大の過剰電流がＤＣ出力ノードＮｏｕｔへと流用されるようにＣ３の静電容量が選択されると仮定して、図６の回路の性能を示している。この例は、Vsup=13V、及び２６ｍＡの最大過剰電流のためのものである。これは、前記回路が、（過剰電流は決して２６ｍＡを超えないと仮定すれば）電圧クランプデバイスなしで実施されることができることを意味する。

グラフ７４は、右側ｙ軸、ｍＡを使用して、流用される電流を示している。

見て分かるように、図６の回路における最大電力損失は、元のソリューションの最大電力損失の２５％に過ぎない（この例においては、８３ｍＷ対３３２ｍＷ）。

Vcon=0において、最大過剰電流が完全には制御可能な電圧源６０に流用されないように、Ｃ３の静電容量をわずかに小さくするよう選ぶことによって、更により良い結果が達成されることができる。

図８は、この小さくされた静電容量のための、図７のグラフに対応するグラフを示している。

Ｃ３の静電容量を図７におけるＣ３の静電容量よりも小さくするよう選ぶことによって、制御可能な電圧源６０に流用される電流は、Vconが（ゼロに近い；グラフ７２は、２１ｍＡの過剰電流より上では、ゼロである）最小値に到達したときには飽和し、過剰電流の余剰分は、依然として、ノードＮｏｕｔの電圧レベルVsupにおいてＺ１（又は同等のもの）によってクランプされるだろう。グラフ７５（点線）は、Ｚ１を通る電流を示しており、グラフ７６は、Ｚ１によって消散される電力である。グラフ７６は、２１ｍＡの過剰電流まではゼロである。Vconが上で説明したように飽和するとそうなる。

Ｃ３の静電容量を図７の場合よりも約２０％小さくすることによって、放物線状の損失曲線７２の最大値と、Ｚ１損失による損失（グラフ７６）とがほぼ等しくされることができ、図７の最大値よりも低くなり、最良の場合には元のソリューションの最大損失の２０％以下しか示さない。

Ｄ１が導通状態になる前にどのくらいの電荷がＣ３を介して移動されるかを決定するのは、最終的には、コンデンサＣ３の第２ノードＮ２における絶対的な電圧レベル（又は実際には絶対的な電圧Vcon）ではなく、コンデンサＣ３の第２ノードＮ２におけるピーク・トゥ・ピークの電圧の振れ（Vpp）の大きさであることに留意されたい。

それ故、Vconは、図９において示されているように（ダイオードＤ３とダイオードＤ４とが逆にされることで）負の電圧とすることもできる。

制御可能な電圧源６０における電圧は、代わりに、例えば、図１０のように電圧Vsupの上に重ねられる、ＤＣレベルにおいて上げられ得る、又は下げられ得る。いずれの場合も、これは、第２ノードＮ２における電圧の平均（ＤＣ）レベルに影響を及ぼし、ＤC成分のシフトは、Ｃ３にわたって吸収される。

上記の例は、Vsup以下の（又はVsupからゼロに近い飽和点までの）範囲にある電圧Vconを使用しているが、第２ノードＮ２における最大の電圧の振れは、例えばVconがどのように実施されるかに基づいて、より小さい場合がある。Vconにおいてより限定されるダイナミックレンジは、より大きなＣ３静電容量を使用することによって容易に補償されることができる。しかしながら、Vconのダイナミックレンジは、Vsupよりも大幅に小さくは選ばれるべきではない。なぜなら、過剰電流を流用しながら消散を削減するという目標に悪影響を及ぼすからである。

上記の全ての例において、（0からVsupまでの）Vconの大きさの増加は、Ｃ３を介して抽出される１パルス当たりの電荷の減少をもたらし、斯くして、ノードＮｏｕｔに供給される（平均）電流を増加させる。

ＤＣ電圧供給ノードＮｏｕｔにおける実電圧Vsupと所望の値との間の誤差信号が、電圧Vsupの実際の値と所望の値との間の差が減らされるように、電圧Vconを調節し、その結果として、ノードＮｏｕｔから流用される平均電流を変更するために使用されることができる。従って、電圧Vconを適応させるために、フィードバック制御が使用されてもよい。

他の例においては、ＤＣ電圧供給ノードＮｏｕｔにある負荷に供給される実電流と、この電流の所望の値との間の誤差信号が、負荷電流の実際の値と所望の値との間の差が減らされるように、電圧Vconを調節し、その結果として、ノードＮｏｕｔから流用される平均電流を変更するために使用されることができる。この負荷はＺ１クランプ機能を含んでもよいことに留意されたい。

このような制御システムは、全て、更に、何らかの形で動的挙動を示し得る。

図１１は、実際の回路実施形態の或る例を示している。

上述のように、電圧Vconは、出力電圧Vsupを所望の値に近づけるよう、あるいは、負荷に供給される供給電流を所望の値に近づけるよう、調節され得る。図１１は、電流フィードバック制御を備える実装形態を示している。

この実施形態においては、クランプツェナーダイオードＺ１を通る電流は、供給される供給電流の一部であると見なされることに留意されたい。

上記の例と同様に、第１コンデンサＣ１の一方のノードは、ＨＶ入力１２に接続し、第１コンデンサＣ１の他方のノードは、ノードＮ１において、Ｄ１、Ｄ２及びＣ３に接続する。

小さなコンデンサＣｅｍｉが、追加され、固定基準（接地）に接続される図５の既知のコンデンサＣ３と同じように機能する。

この回路は、図９のVconの極性が反転されている手法を実施するが、図１０と同様に接地ではなくVsupを基準とするVcon及びＤ３を備える手法を実施する。

これは、基準レベルについては多くの異なる手法が可能であることを示ししている。

制御可能な電圧源６０は、直列の抵抗器Ｒ１及びバイポーラ接合トランジスタＱ１を、この例においてはダイオード構成Ｄ３、Ｄ４と並列に有する。制御可能な電圧源６０は、ＤＣ電圧供給ノードＮｏｕｔと直列に電流検出抵抗器Ｒ２を有する。

制御可能な電圧源は、ダイオードＤ１の陰極と第３ノードＮ３との間に接続される。

この第３ノードＮ３は、図１０と同様にVsupに接続するのではなく、コンデンサＣｖｃｏｎを介して接地に接続する。これは、起動挙動の改善をもたらすが、必須ではない。コンデンサＣｖｃｏｎは、単に、反転したVconの電圧に+VsupのＤＣオフセットを加えたものを担持しているだけである。

Ｃｖｃｏｎの両端の電圧がゼロであるときはいつでも、Ｄ３とＤ４との間の電圧の振れはVsup+2*V_beと等しく、Ｃ３を介してノードＮ１から（過剰）電荷が取り出されることはない。逆に、Ｃｖｃｏｎの両端の電圧がVsupであるときは、Ｄ３とＤ４との間に2*V_beの電圧の振れしかなく、最大量の電荷がＣ３を介して第１ノードＮ１から抽出される。

Ｃｖｃｏｎの静電容量は大きく、従って、Ｃｖｃｏｎの両端の電圧はゆっくりとしか変化せず、故に、ＨＦサイクルの間、その電圧は一定とみなされ得る。

電荷は、Ｄ４を介してＣｖｃｏｎから抽出され、制御可能な電圧源のトランジスタＱ１を介してＣｖｃｏｎに戻される。

（ＨＦサイクルにわたって平均化された）Ｃｖｃｏｎの電荷抽出及び注入の間の如何なる不均衡も、Ｃｖｃｏｎの両端の電圧が増加又は減少をもたらす。従って、Ｃｖｃｏｎは、-Vcon電圧を調節する制御ループの積分コンデンサの役割を果たす。

Ｄ１を通る電荷の流れは、抵抗器Ｒ２及び並列コンデンサＣ２ａを介してＣ２に流れ込む。コンデンサＣ２ａは、Ｄ１を通るパルス電流の高周波成分のための直接ＨＦ経路の役割を果たし、Ｒ２の両端の電圧降下の平均化もする。

Ｒ２の両端の平均電圧降下がトランジスタＱ１（ＰＮＰバイポーラトランジスタ）のベースエミッタ電圧を超える場合には、Ｑ１が導通状態になり、ＣｖｃｏｎがＱ１を介して充電される。それ故、Ｑ１のベースエミッタ電圧は、Ｒ２の両端の平均電圧のための基準値の役割を果たし、前記平均電流は、制御される電流である、負荷とＺ１との組み合わせへの供給電流に（抵抗器Ｒ２の結果として）正比例する。

付加的な構成要素Ｒ３、Ｒ１及びＣ５は、Ｒ２の両端の電圧がＱ１を通る電流にどのように変換されるかにおける更なる平均化／フィルタリングを提供する。Ｒ１は、更に、制御ループのＤＣループゲインを減らす役割を果たし、そのループの安定性を確保する。
Ｃ３を介して抽出されるような過剰電荷の消散は、実質的にＱ１（及びＲ１）において行われることに留意されたい。上記のVconの「飽和」は、例えば、Ｒ１及びＱ１を通した降下に依存する電圧レベルにおいて起こる。

本発明は、全てのチャージポンプタイプのＬＶ電源に適用され得るが、とりわけ、ＬＥＤドライバにおいて使用されるようなＬＣＣタイプの共振コンバータ段において使用されるのに魅力的である。

本発明は、このようなＬＶ電源が、広いダイナミックレンジの供給電流を供給することができること、及び／又は単に、より高い供給電流を供給することができることを可能にする。これは、ドライバにより多くの機能及びインテリジェンスを加えた結果としての傾向である。

当業者は、請求項記載の発明の実施において、図面、明細及び添付の特許請求の範囲の研究から、開示されている実施形態に対する変形を、理解し、達成することができる。特許請求の範囲において、「有する」という単語は、他の要素又はステップを除外せず、単数形表記は、複数性を除外しない。単一のプロセッサ又は他のユニットが、特許請求の範囲において挙げられている複数のアイテムの機能を果たしてもよい。単に、或る特定の手段が、相互に異なる従属請求項において挙げられているという事実は、これらの手段の組み合わせは有利になるようには使用されることができないことを示すものではない。特許請求の範囲における如何なる参照符号も、範囲を限定するものとして解釈されるべきではない。

Claims (7)

1. 高電圧ＡＣ信号からＤＣ電圧源を生成するための回路であって、
   前記高電圧ＡＣ信号を受信するための入力、
   前記入力と第１ノードとの間に直列にある第１コンデンサ、
   前記第１ノードとＤＣ電圧供給ノードとの間の順方向の第１ダイオード、
   前記ＤＣ電圧供給ノードと基準端子との間の第２コンデンサ、
   前記第１ノードと第２ノードとの間の第３コンデンサ、
   前記基準端子と前記第１ノードとの間の順方向の第２ダイオード、
   第３ダイオードを介して前記第３コンデンサに電圧を供給するよう構成される制御可能な電圧源、及び
   前記制御可能な電圧源の両端間に前記第３ダイオードと第４ダイオードとを直列に含むダイオード構成であって、前記第３ダイオードと前記第４ダイオードとの間の接合部が前記第２ノードを規定するダイオード構成を有する回路。
2. 前記第１ダイオードの一方の端子と前記基準端子との間に電圧クランプデバイスを更に有し、前記電圧クランプデバイスが、例えば、ツェナーダイオードである請求項１に記載の回路。
3. 前記基準端子が接地である請求項１乃至２のいずれか一項に記載の回路。
4. 前記制御可能な電圧源が、直接又はコンデンサを介して、ＤＣノード又は低周波ＡＣノードに接続される端子を有する請求項１乃至３のいずれか一項に記載の回路。
5. 負荷を駆動するための第１出力を供給する共振スイッチモード電力変換器と、
   請求項１乃至４のいずれか一項に記載の回路であって、前記高電圧ＡＣ信号が、前記共振スイッチモード電力変換器からの第２出力である回路とを有するドライバ回路。
6. 前記共振スイッチモード電力変換器が、ＬＣＣコンバータを有する請求項５に記載のドライバ回路。
7. 請求項５又は６に記載のドライバ回路と、
   前記第１出力によって駆動される照明負荷と、
   前記第２出力によって駆動される補助回路とを有する照明回路。

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