KR20170116415A - 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로 - Google Patents

단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로 Download PDF

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KR20170116415A
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순천향대학교 산학협력단
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Abstract

LED의 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로와 그 동작 방법이 제시된다. 본 발명에서 제안하는 LED(light emitting diode) 구동을 위한 컨버터 회로는 풀-브릿지 다이오드 정류기와 TCL(transformer-coupled lossless) 스너버 회로가 적용된 플라이백 컨버터를 포함하되, 상기 TCL 스너버 회로는 제1 스너버 다이오드, 제2 스너버 다이오드, 스너버 커패시터 및 변압기에 커플링된 보조권선으로 구현된다.

Description

단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로{The single-stage ac-dc flyback converter circuit for driving LED}
본 발명은 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로에 관한 것으로써, 보다 상세하게는, LED의 구동을 위한 컨버터 회로와 그 동작 기법에 관한 것이다.
LED(light emitting diode)는 기존의 발광원과 비교하여 높은 발광 효율을 가질 뿐만 아니라, 친환경적인 특성과 상대적으로 긴 수명 및 낮은 유지비 등의 장점을 가진다. 따라서, LED는 최근 들어 오프라인 조명응용에서 새로운 조명원으로써 각광을 받고 있다. 그런데 통상적으로 LED 구동 회로는 ac(alternating current)-dc(direct current) 컨버터(converter) 구조를 가지며 ac-dc 컨버터는 일반적으로 풀-브릿지 다이오드 정류기(full-bridge diode rectifier), dc 링크 커패시터(dc-link capacitor) 및 SMPS(switch-mode power supply)로 구성된다. SMPS는 높은 주파수의 dc-dc 컨버터이다. 이때 ac-dc 컨버터는 dc-링크 전압이 방전되어 정류된 라인 전압(rectified line voltage)보다 작은 경우에만 ac 라인 전압(ac line voltage)으로부터 전력을 공급받는다. 따라서, 이러한 ac-dc 컨버터의 입력 전류는 상당히 왜곡되고, 이러한 입력 전류의 왜곡은 큰 양의 고조파(harmonics)와 낮은 역률(low power factor)의 원인이 된다. 이러한 문제를 해결하기 위해 다양한 역률 개선(power factor correction, PFC) ac-dc 컨버터가 제안되고 개발되어 왔다.
PFC ac-dc 컨버터는 2-스테이지 또는 단일-스테이지 구조를 가진다. 2-스테이지 ac-dc 컨버터는 각각의 제어 회로를 가진 PFC 회로와 높은 주파수의 dc-dc 컨버터를 기반으로 두 개의 파워-프로세스 스테이지를 가진다. 이로 인해 2-스테이지 ac-dc 컨버터는 전력 손실 및 생산 단가가 증가하고, 시스템 효율 및 가격 경쟁력은 약화되는 단점을 가진다. 따라서, 2-스테이지 ac-dc 컨버터의 전체 사이즈와 생산 비용을 줄이기 위하여 단일-스테이지 ac-dc 컨버터가 많이 제안되고 개발되어 왔다. 단일-스테이지 ac-dc 컨버터의 주된 컨셉은 PFC 회로와 높은 주파수의 dc-dc 컨버터가 전력반도체스위치를 공유함으로써 그 구조를 단순화하는 것이다. 그리하여 단일-스테이지 ac-dc 컨버터는 단순하면서도 비용이 절감되는 장점을 가진다. 그러나 기존의 단일-스테이지 ac-dc 컨버터는 여전히 단점을 가진다. 왜냐하면, 기존의 단일-스테이지 ac-dc 컨버터는 높은 커패시턴스를 가지는 dc-링크 전해질 커패시터(high capacity dc-link electrolytic capacitor)와 PFC 회로를 위한 부스트 인덕터(boost inductor)를 반드시 필요로 하기 때문이다. 또한, 기존의 단일-스테이지 ac-dc 컨버터는 2-스테이지 ac-dc 컨버터와 마찬가지로 높은 전압 스트레스(voltage stress) 및 주 전력반도체스위치에 대한 높은 스위칭 손실(switching loss)의 단점도 가진다. 따라서, 기존의 단일-스테이지 ac-dc 컨버터의 단점을 극복하기 위한 방법이 필요하다.
KR 10-2009-0080543
본 발명의 일 측면은 LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로를 제공한다. 본 발명의 다른 측면은 LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로의 동작 방법을 제공한다.
본 발명의 일 측면에 따른 LED(light emitting diode) 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로는 풀-브릿지 다이오드 정류기와 TCL(transformer-coupled lossless) 스너버 회로가 적용된 플라이백 컨버터를 포함하되, 상기 TCL 스너버 회로는 제1 스너버 다이오드, 제2 스너버 다이오드, 스너버 커패시터 및 변압기에 커플링된 보조권선으로 구현된다.
한편, 상기 변압기에 커플링된 보조권선과 상기 제1 스너버 다이오드의 애노드(anode)는 직렬로 연결되고, 상기 제1 스너버 다이오드의 캐소드(cathode)와 상기 제2 스너버 다이오드의 애노드는 직렬로 연결되고, 상기 캐소드와 상기 스너버 커패시터의 일단이 연결된다.
또한, 상기 컨버터 회로는 복수의 동작 모드를 기반으로 동작하고, 상기 복수의 동작 모드는 순차적으로 진행되는 모드1, 모드2, 모드3, 모드4, 모드5를 포함하고, 상기 모드1은 상기 플라이백 컨버터의 전력반도체스위치의 턴-온으로 시작되고, 상기 모드1에서 상기 풀-브릿지 다이오드 정류기를 기반으로 전파 정류된 dc(direct current) 입력 전압은 상기 플라이백 컨버터의 누설 인덕턴스와 자화 인덕턴스의 일차 직렬 인덕턴스(primary series inductance)에 인가되고, 상기 제1 스너버 다이오드가 턴-온되어 상기 변압기에 커플링된 보조 권선을 통해 상기 스너버 커패시터에 저장된 에너지는 방전됨으로써 상기 dc 입력 전압원으로 회생되고, 상기 모드1은 상기 제1 스너버 다이오드의 턴-오프로 종료된다.
또한, 상기 모드2는 상기 제1 스너버 다이오드가 턴-오프된 시간에 시작되고, 상기 모드2에서 상기 누설 인덕턴스와 자화 인덕턴스의 일차 직렬 인덕턴스는 상기 정류된 dc 입력 전압에 의해 선형적으로 충전되고, 상기 스너버 커패시터의 전압은 최소 상수 값으로 유지되고, 상기 모드2는 상기 전력반도체스위치의 턴-오프로 종료된다.
또한, 상기 모드3은 상기 전력반도체스위치의 턴-오프 및 상기 제2 스너버 다이오드의 턴-온으로 시작되고, 상기 모드3에서 상기 스너버 커패시터는 상기 누설 인덕턴스의 에너지를 흡수하고, 상기 모드3은 상기 제2 스너버 다이오드의 턴-오프로 종료된다.
또한, 상기 모드4는 제2 스너버 다이오드의 턴-오프로 시작되고, 상기 모드4에서 상기 자화 인덕턴스의 에너지가 출력 커패시터로 전달되고, 상기 스너버 커패시터의 전압은 최대값으로 유지되고, 상기 모드4는 상기 자화 인덕턴스로 흐르는 자화 전류가 영(0)에 도달하는 시간에 종료된다.
또한, 상기 모드5는 상기 자화 인덕턴스로 흐르는 자화 전류가 영(0)에 도달하는 시간에 시작되고, 상기 모드5에서 상기 자화 인덕턴스는 공진하고, 상기 전력반도체스위치의 전압이 최소 전압에 도달하고, 상기 모드5는 상기 전력반도체스위치가 턴-온 될 때 종료된다.
본 발명의 LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로는 TCL(transformer-coupled lossless) 스너버를 이용하여 스위치의 최대 전압을 제한하고, 변압기의 누설 인덕턴스에 저장된 에너지를 회생한다. 또한, 형성된 공진 회로를 기반으로 컨버터의 턴-온 스위칭 시의 스위치 전압이 감소될 수 있어 본 발명의 LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로는 높은 효율을 가질 수 있다. 이뿐만 아니라 본 발명의 LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로는 별도의 분리된 PFC(power factor correction) 회로 없이 일반적인 임계 도통 모드(critical conduction mode, CRM) PFC 제어 IC(integrated circuit) 하나만을 제어를 위해 이용하여 PFC 및 출력 전력의 레귤레이션(regulation)을 동시에 수행할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 LED 구동을 위한 TCL(transformer-coupled lossless) 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터를 나타낸 회로도이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터의 정상 상태(steady state)에서의 이론적 파형이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 모드1에서의 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터의 동작을 나타낸 등가 회로도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 모드1에서의 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac­dc 플라이백 컨버터의 일차측의 스너버 커패시티­전력반도체스위치­보조권선­제1다이오드 루프 부분만을 나타낸 또 다른 등가 회로도이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 모드2에서의 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터의 동작을 나타낸 등가 회로도이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 모드3에서의 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터의 동작을 나타낸 등가 회로도이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 모드3에서의 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터의 변압기 일차측 부분만을 나타낸 또 다른 등가 회로도이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 모드4에서의 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터의 동작을 나타낸 등가 회로도이다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 모드5에서의 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터의 동작을 나타낸 등가 회로도이다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터의 역률 개선 동작을 설명하기 위한 ac 라인 주파수 스케일에서의 제안된 컨버터 주요부분의 이론적 개념 파형이다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 프로토타입의 ac 라인 입력전압과 전류, 그리고 출력전압의 실험파형이다.
도 12는 본 발명의 실시예에 따른 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 프로토타입의 광범위 입력전압에 대한 역률 변화를 나타낸 그래프이다.
도 13은 본 발명의 실시예에 따른 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 프로토타입의 회로 주요부의 실험파형이다.
도 14는 본 발명의 실시예에 따른 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 프로토타입과 기존 단일-스테이지 ac-dc 컨버터의 효율 비교 그래프이다.
이하, 본 발명에 대해 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
본 발명은 LED 구동을 위하여 TCL(transformer-coupled lossless) 스너버를 이용하여 기존의 단일-스테이지 ac-dc 컨버터의 단점을 극복한 개선된 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터(single-stage ac-dc LED-drive flyback converter)에 관한 것이다. LED 구동을 위한 TCL(transformer-coupled lossless) 스너버를 이용하는 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터는 풀-브릿지 다이오드 정류기(full-bridge diode rectifier) 및 TCL 스너버를 가지는 플라이백 컨버터로 구현된다. TCL 스너버 회로는 두 개의 다이오드와 하나의 커패시터 및 변압기에 커플링된 보조권선(transformer-coupled auxiliary winding)으로 구현된다.
따라서, 본 발명의 LED 구동을 위한 TCL 스너버를 이용하는 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터(이하, TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 컨버터 또는 제안된 컨버터)는 간단하고 적은 비용으로 구현된다. TCL 스너버는 전력반도체스위치의 최대 전압을 제한하고, 변압기의 누설 인덕턴스에 저장된 에너지를 회생한다. 또한, 본 발명의 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 컨버터의 턴-온 스위칭 시의 스위치 전압은 형성된 공진 회로를 기반으로 감소될 수 있어 제안된 컨버터는 높은 효율을 가진다. 이뿐만 아니라 본 발명의 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 컨버터는 별도의 분리된 PFC(power factor correction) 회로 없이 일반적인 임계 도통 모드(critical conduction mode, CRM) PFC 제어 IC(integrated circuit) 하나만을 제어를 위해 이용하여 PFC 및 출력 전력의 레귤레이션(regulation)을 동시에 수행한다.
이하, 본 발명의 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 컨버터의 동작과 디자인 방법에 대해 구체적으로 개시한다. 또한, 본 발명의 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 컨버터가 LED 구동을 위한 컨버터로써 잘 동작됨을 40W 프로토타입의 실험결과를 통해 증명하였다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터를 나타낸 회로도이다.
도 1을 참조하면, 제안된 컨버터 회로는 풀-브릿지 다이오드 정류기(150) 및 TCL(transformer-coupled lossless) 스너버 회로(100)가 적용된 플라이백 컨버터를 포함한다. TCL 스너버 회로는 제1 스너버 다이오드, 제2 스너버 다이오드, 스너버 커패시터 및 변압기에 커플링된 보조권선으로 구현된다.
앞서 말한 변압기에 커플링된 보조 권선과 제1 스너버 다이오드의 애노드(anode)는 직렬로 연결되고, 제1 스너버 다이오드의 캐소드(cathode)와 제2 스너버 다이오드의 애노드는 직렬로 연결되며, 제1 스너버 다이오드의 캐소드와 스너버 커패시터의 일단이 연결된다.
더욱 상세하게는, 제안된 컨버터는 풀-브릿지 다이오드 정류기(150)를 dc-링크 전해질 커패시터 및 부스트 인덕터 없이 입력단으로써 이용한다. 또한, 제안된 컨버터는 TCL 스너버 회로(100)가 적용된 플라이백 컨버터를 이용한다. 플라이백 컨버터의 입력 전압은 일반 ac 라인 전압(line voltage)이 전파 정류된 dc 전압(full-wave rectified dc voltage)이다.
도 1에서 개시된 바와 같이 TCL 스너버 회로(100)는 두 개의 다이오드 D1(110) 및 D2(120), 스너버 커패시터 Cn(140) 및 변압기에 커플링된 보조권선 Na(130)로 구현 된다. 변압기의 권선비(turn ratio)는 ns=Ns/Np 및 na=Na/Np이다. 여기서, Np는 변압기 일차 측의 턴수(primary turn number), Ns는 변압기 이차 측의 턴수(secondary turn number), Na 는 보조 권선의 턴수(auxiliary winding turn number)를 나타낸다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터의 정상 상태(steady state)에서의 이론적 파형이다.
도 2를 참조하면, 제안된 컨버터의 동작은 5개의 모드(모드1, 모드2, 모드3, 모드4, 모드5)로 구분되고, 5개의 모드 각각에 대한 서로 다른 전류 및 전압의 동작 특성이 나타난다.
제안된 컨버터의 정상 상태 동작을 쉽게 설명하기 위하여 편의상 아래와 같은 가정들을 한다.
1) 각 전력반도체스위치(power semiconductor switch)는 기생 다이오드(parasitic diode)와 기생 커패시턴스(parasitic capacitance)를 제외하고는 이상적이고, 출력 필터 커패시턴스(output filter capacitance) Co는 충분히 크기 때문에 전압 리플(voltage ripple)은 무시될 수 있다.
2) 변압기 T는 자화 인덕턴스(magnetizing inductance) Lm, 일차 누설 인덕턴스 Lk 및 변압기의 권선비 ns 및 na를 가지는 이상적인 변압기이다.
3) 자화 인덕턴스 Lm은 매우 크고 일차 누설 인덕턴스 Lk보다도 훨씬 크다(Lm>>Lk).
4) 정류된 dc 입력 전압 vrec은 스위칭 구간 동안 일정한 것으로 간주한다. 왜냐하면, 스위칭 주파수는 ac 라인 주파수보다 훨씬 빠르기 때문이다.
이하, 위와 같은 가정을 기반으로 제안된 컨버터의 모드1 내지 모드5 각각의 동작이 구체적으로 개시된다. 이하 모드1 내지 모드5의 설명을 위해 개시된 도 3, 도 5, 도 6, 도 8, 도 9에서는 그림 도시의 편의상 제안된 컨버터의 입력단인 풀브릿지 다이오드 정류기(150)는 생략하며, 대신 이의 기능을 명확히 하기 위하여 ac 라인 전압의 전파 정류된 전압 파형 모양을 간략하게 입력단 커패시터 Crec의 상단에 표시하였다. 모드1은 시간 t=t0에서 시작되고, 전력반도체스위치의 전류 iQ는 영(0)이고, 스너버 커패시터 전압 vCn은 최대이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 모드1에서의 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터의 동작을 나타낸 등가 회로도이다.
도 3에서는 모드1에서 제안된 컨버터의 동작이 개시된다.
모드1은 플라이백 컨버터의 전력반도체스위치의 턴-온으로 시작된다. 모드1에서 풀-브릿지 다이오드 정류기를 기반으로 전파 정류된 dc(direct current) 입력 전압은 플라이백 컨버터의 누설 인덕턴스와 자화 인덕턴스의 일차 직렬 인덕턴스(primary series inductance) Lm(210)+Lk(220)에 인가된다. 그리고, 제1 스너버 다이오드가 턴-온 되고 스너버 커패시터에 저장된 에너지는 변압기의 보조 권선을 통해 dc 입력 전압원으로 방전되어 회생된다. 모드1은 제1 스너버 다이오드의 턴-오프로 종료된다.
도 2와 도 3을 참조하면, 시간 t0~t1 사이의 동작인 모드1은 MOSFET(metal oxide silicon field effect transistor) 스위치 Q(200)의 시간 t=t0에서의 턴-온으로 시작된다. 정류된 dc 입력 전압 vrec(230)은 변압기의 누설 인덕턴스와 자화 인덕턴스의 일차 직렬 인덕턴스(primary series inductance) Lm(210)+Lk(220)에 인가된다. 이때, 스너버 다이오드 D1(110)이 턴-온 되고 스너버 커패시터 Cn(140)에 저장된 에너지는 보조 권선 Na(130)를 통해 dc 입력 전압원 vrec(230)으로 방전되어 회생된다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 모드1에서의 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac­dc 플라이백 컨버터의 일차측의 스너버 커패시티­전력반도체스위치­보조권선­제1다이오드 루프 부분만을 나타낸 또 다른 등가 회로도이다.
도 4를 참조하면, 모드1에서의 제안된 컨버터의 회로의 Cn-Q-Na-D1 루프의 등가 회로가 개시된다. 등가 회로는 댐핑(damping)되지 않은 직렬 공진 회로(undamped series-resonant circuit)이다.
다시 도 3 및 도 4를 참조하면, 스너버 커패시터 전압 vCn과 공진 전류 ir1은 아래의 수학식 1과 같이 산출된다.
<수학식 1>
Figure pat00001
여기서, VCn,max 는 최대 스너버 커패시터 전압이고,
Figure pat00002
및
Figure pat00003
각각은 공진 각주파수(resonant angular frequency) 및 특성 임피던스(characteristic impedance)이다. 수학식 1을 참조하면, 모드1은 공진 전류 ir1 또는 스너버 커패시터 전류 iCn이 영(0)이 되고, 스너버 다이오드 D1이 턴-오프 되는 시간 t=t1=t0+π/ωr1에 종료된다. 모드1의 끝에서 스너버 커패시터 전압 vCn은 아래의 수학식 2와 같이 최소값에 도달한다.
<수학식 2>
Figure pat00004

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 모드2에서의 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터의 동작을 나타낸 등가 회로도이다.
도 5에서는 모드2에서 제안된 컨버터의 동작이 개시된다.
모드2는 제1 스너버 다이오드가 턴-오프된 시간에 시작되고, 모드2에서 누설 인덕턴스와 자화 인덕턴스의 일차 직렬 인덕턴스는 정류된 dc 입력 전압에 의해 선형적으로 충전된다. 그리고, 스너버 커패시터의 전압은 최소 상수 값으로 유지된다. 모드2는 상기 전력반도체스위치의 턴-오프로 종료된다.
도 2와 도 5를 참조하면, 모드2는 시간 t=t1에 스너버 다이오드 D1(110)이 턴-오프 될 때 시작된다. 누설 인덕터스와 자화 인덕턴스의 일차 직렬 인덕턴스 Lm(210)+Lk(220)는 정류된 dc 입력 전압 vrec(230)에 의해 선형적으로 충전된다. 따라서, 일차 전류 ip는 아래의 수학식 3과 같이 선형적으로 증가한다.
<수학식 3>
Figure pat00005
스너버 커패시터 전압 vCn은 모드2로 동작하는 동안 최소 상수 값 VCn,min 으로 유지된다. 모드2는 스위치 Q(200)가 턴-오프 되고, 자화 전류(magnetizing current) im이 최대값 Im,max 로 증가되는 시간 t=t2에서 종료된다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 모드3에서의 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터의 동작을 나타낸 등가 회로도이다.
도 6에서는 모드3에서 제안된 컨버터의 동작이 개시된다.
모드3은 전력반도체스위치의 턴-오프 및 제2 스너버 다이오드의 턴-온으로 시작되고, 모드3에서 스너버 커패시터는 누설 인덕턴스 Lk(220)의 에너지를 흡수한다. 모드3은 제2 스너버 다이오드의 턴-오프로 종료된다.
도 2와 도 6을 참조하면, 모드3은 시간 t=t2에서 MOSFET 스위치 Q(200)가 턴-오프 되고, 스너버 다이오드 D2(120)가 도통할 때 시작된다. 이후 누설 인덕턴스 Lk(220)의 에너지는 스너버 커패시터 Cn(140)에 의해 흡수된다. 따라서, MOSFET 스위치 Q(200)의 전압 스트레스는 제한된다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 모드3에서의 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터의 변압기 일차측 부분만을 나타낸 또 다른 등가 회로도이다.
도 7을 참조하면, 모드3에서의 등가 회로는 댐핑되지 않은 직렬-공진 회로(undamped series-resonant circuit)이다.
모드3에서의 스너버 커패시터Cn의 전압 vCn 및 전류 iCn은 아래의 수학식 4와 같이 산출된다.
<수학식 4>
Figure pat00006
여기서, ip(t2)는 수학식 3을 기반으로 산출된 시간 t=t2 에서의 일차 전류이고, 최대 자화 전류 Im,max 이다.
Figure pat00007
및
Figure pat00008
은 각각 공진 각주파수 및 특성 임피던스이다. 그러나 이때 스너버 커패시터 Cn(140)을 VCn,min 이 Vo/ns와 동일하도록 디자인한다면, 수학식 4는 아래의 수학식 5와 같이 표현된다.
<수학식 5>
Figure pat00009
수학식 5를 기반으로 스너버 커패시터 전류 iCn이 시간 t=t3=t2+π/(2ωr3)에서 영(0)으로 떨어졌을 때, 스너버 다이오드 D2(120)는 턴-오프 되고, 모드3은 종료된다. 또한, 모드3의 종료 시 스너버 커패시터 전압 vCn은 아래의 수학식 6과 같은 최대값이 된다.
<수학식 6>
Figure pat00010

도 8은 본 발명의 실시예에 따른 모드4에서의 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터의 동작을 나타낸 등가 회로도이다.
도 8에서는 모드4에서 제안된 컨버터의 동작이 개시된다.
모드4는 제2 스너버 다이오드의 턴-오프로 시작되고, 모드4에서는 자화 인덕턴스의 에너지가 출력 커패시터로 전달된다. 이때 스너버 커패시터의 전압은 최대값으로 유지된다. 모드4는 자화 전류 또는 이차 전류가 영(0)에 도달하는 시간에 종료된다.
도2와 도 8을 참조하면, 모드4는 시간 t=t3에서 스너버 커패시터 전류 iCn이 영(0)이 되고, 다이오드 D2(120)가 턴-오프 될 때 시작된다. 자화 인덕턴스 Lm의 에너지는 선형적으로 방전되어 변압기의 이차 측을 통해 출력 커패시터 Co(800)로 전달된다. 스너버 다이오드 D1(110) 및 D2(120)가 턴-오프 되었기 때문에 스너버 커패시터 전압 vCn은 최대인 VCn,max 로 유지된다. 모드4는 자화 전류 im 또는 이차 전류 iDo가 영(0)에 도달하는 시간 t=t4에서 종료된다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 모드5에서의 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터의 동작을 나타낸 등가 회로도이다.
도 9에서는 모드5에서 제안된 컨버터의 동작이 개시된다.
모드5는 자화 전류가 영(0)에 도달하는 시간에 시작되고, 모드5에서 자화 인덕턴스는 공진한다. 그러면, 전력반도체스위치의 전압이 최소 전압에 도달된다. 모드5는 전력반도체스위치가 턴-온 될 때 종료된다.
도 2와 도 9를 참조하면, 모드5는 시간 t=t4에서 자화 인덕턴스 Lm에 저장된 에너지는 완전히 방전되어 이차 전류 iDo가 영(0)이 될 때 시작된다. 자화 인덕턴스 Lm 및 등가 공진 커패시턴스 Ceq5=CDS+ns 2CDo는 아래의 수학식 7과 같이 공진한다.
<수학식 7>
Figure pat00011
여기서,
Figure pat00012
및
Figure pat00013
는 각각 특성 임피던스 및 공진 각주파수이다. 모드5는 공진 반주기(resonant half period), π/ωr5 이후, 종료된다. 모드5 동안, 스위치 전압 vDS는 감소하여 최소 전압 vrec-Vo/ns에 도달한다. MOSFET 스위치 Q(200)는 모드5의 종료 시에 턴-온 된다. 그러므로 MOSFET 스위치 Q(200)의 턴-온 시의 스위칭 전압은 감소되고, 스위칭 손실은 감소한다. 이후, 5개 모드의 전체 프로세스는 각 스위칭 주기마다 반복된다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터의 역률 개선 동작을 설명하기 위하여 ac 라인 주파수 스케일(ac line frequency scale)에서의 제안된 컨버터 주요부분의 이론적 개념 파형이다.
도 10을 참조하면, 제안된 컨버터의 입력 전압은 아래의 수학식 8과 같은 사인 파형의 ac 라인 전압이다.
<수학식 8>
Figure pat00014
여기서, Vm은 ac 라인 전압의 진폭이고
Figure pat00015
는 ac 라인 전압의 각 주파수이다. 또한, 도 1과 도 10을 참조하면, 풀-브릿지 다이오드 정류 회로의 동작으로 인해 ac 라인 입력 전압으로부터 전파 정류된 dc 전압 vrec은 아래의 수학식 9와 같이 표현된다.
<수학식 9>
Figure pat00016
이때 제안된 컨버터의 정상 상태 동작의 설명을 위한 가정4)항과 도 2를 참조하면, 플라이백 컨버터의 정류된dc 입력 전압은 스위칭 구간 Ts 동안 거의 일정하다. 그러면, 모드1 및 모드2에서 플라이백 컨버터의 입력 전류 ip 에 대한 순시 평균 값ip,avg 는 아래의 수학식 10을 기반으로 산출된다.
<수학식 10>
Figure pat00017
그런데 통상적으로 ac-dc 컨버터의 입력 단자에는 ac 입력 필터가 연결된다. 그래서 제안된 컨버터의 ac 입력 단자에도 ac 입력 필터가 연결된다. 그러면, ac 라인 입력 전류 iac는 ac-dc 컨버터의 ac 입력 단자에 일반적으로 연결되는 ac 입력 필터의 동작으로 인해 순시 평균값(instantaneous mean value) ip,avg 로 주어진다. 따라서 ac 라인 입력 전류 iac는 아래의 수학식 11을 기반으로 산출된다.
<수학식 11>
Figure pat00018
이때 평균 입력 전력 Pin은 아래의 수학식 12를 기반으로 산출된다.
<수학식 12>
Figure pat00019
그러면 역률(PF, power factor)은 아래의 수학식 13을 기반으로 산출된다.
<수학식 13>
Figure pat00020
여기서, Vac는 ac 라인 전압의 rms(root mean square)값이고 Iac는 ac 라인 전류의 rms 값이다.
이상에서 보는 바와 같이, 제안된 컨버터는 풀-브릿지 다이오드 정류기 및 TCL 스너버를 이용한 변형된 플라이백 컨버터가 전해질 dc-링크 커패시터를 이용하지 않고 작은 값의 입력 커패시터(rectified input capacitor)를 기반으로 결합하여 단위 역률(unity power factor)을 획득한다.
이하, 제안된 컨버터의 성능을 입증하기 위한 실험 결과가 개시된다.
제안된 컨버터의 특성의 입증을 위해 프로토타입 컨버터는 다음의 사양(specification)을 기반으로 제작되었다. 프로토타입 컨버터의 사양은 rms ac 입력 전압 범위(Vac=85~265V/60Hz), 정격(rating) rms ac 입력 전압 Vrating(=220V), dc 출력 전압 Vo(=40V), 정격 출력 전력 Po(=40W)이고, 효율(efficiency) η=91%)이다.
제안된 컨버터는 일반 전압-모드(general voltage mode) CRM PFC 제어 IC를 이용하여 제어된다. 제안된 컨버터를 구성하는 플라이백 컨버터는 전통적인 플라이백 컨버터와 비교하여 TCL 스너버가 적용되는 차이점만을 가진다. 따라서 플라이백 컨버터의 디자인은 전통적인 플라이백 컨버터의 일반적인 디자인 규칙을 따른다. 프로토타입 컨버터에서 실험을 위해 이용된 파라미터의 값들과 부품들은 아래의 표 1과 같다.
<표 1>
Figure pat00021
TCL 스너버 회로의 디자인은 제안된 컨버터의 전력 회로 디자인에서 최후 단계이고, 표1에 개시된 다른 회로 파라미터를 획득한 후에 수행된다. 제안된 컨버터에서 가능한 TCL 스너버 회로 디자인 방법의 한 예는 다음과 같다.
스위치 Q가 턴-온 된 경우, 다이오드 Do 및 D2는 역방향 바이어스(reverse-biased)되고, 턴-오프 된다. 다이오드 D1은 스너버 커패시터 전압 vCn이 정류되어 반영된 입력 전압 navrec로 떨어질 때까지 턴-온 된다. 스위치 턴-온 구간 동안, 스너버 커패시터 전압 vCn은 모드1에서 평균 스너버 커패시터 전압 VCn 또는 전술한 수학식 2를 기반으로 산출된 보조 권선 전압으로 아래의 수학식 14와 같이 근사화될 수 있다.
<수학식 14>
Figure pat00022
그러나 이때 스위치의 턴-오프 구간 동안 출력 다이오드 Do가 역 바이어스 상태가 되지 않도록 하기 위하여 변압기의 일차 측으로 반영된 출력 전압의 크기는 스너버 커패시터 전압 vCn보다 커야 한다. 그렇지 않으면, 자화 인덕턴스Lm에 저장된 에너지는 출력으로 전달되는 대신에 스너버 커패시터 Cn으로 전달된다. 따라서, 스너버 커패시터 전압 vCn은 아래의 수학식 15의 관계를 만족해야 한다.
<수학식 15>
Figure pat00023
보조 권선의 턴수 Na는 아래의 수학식 16에 개시된 부등식 관계에 의해 결정된다.
<수학식 16>
Figure pat00024
따라서, 주어진 사양과 표 1에 개시된 회로 파라미터에 따라 프로토타입 컨버터의 보조 권선의 턴수 Na는 Na=12T로 결정된다.
수학식 15에 개시된 관계를 만족시키기 위해 수학식 2 및 수학식 6에 개시된 최대 스너버 커패시터 전압 VCn,max 은 아래의 수학식 17에 개시된 관계를 만족해야 한다.
<수학식 17>
Figure pat00025
또한, 모드1에서의 LC 공진은 공진의 반주기 동안 완료되어야 한다. 따라서, 스너버 커패시터 Cn의 가능한 범위는 아래의 수학식 18과 같이 주어진다.
<수학식 18>
Figure pat00026
여기서, Im,max 는 최대 자화 전류이고, Lk는 변압기의 일차 누설 인덕턴스(표1의 실제 변압기에서 측정된)이고, DTs는 공칭 스위치 턴-온 시간(nominal switch turn-on time)이다. 따라서, 스너버 커패시턴스 Cn은 3.3nF로 결정된다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 프로토타입의 ac 라인 입력전압과 전류, 그리고 출력전압의 실험파형이다.
도 11에서는 정격 조건 하에 ac 라인 입력 전압 vac의 실험적인 파형과 ac 라인 입력 전류 iac 및 출력 전압 Vo에 대한 그래프가 개시된다. ac 라인 입력 전류는 사인 파형이고 ac 라인 입력 전압과 동위상을 가짐을 확인할 수 있다.
도 12는 본 발명의 실시예에 따른 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 프로토타입의 광범위 입력전압에 대한 역률 변화를 나타낸 그래프이다.
도 12에서는 광범위 ac 입력 전압 범위 상에서 제안된 컨버터의 역률 변화가 개시된다. 도 12를 참조하면, 제안된 컨버터의 역률은 높은 값(0.98 이상)을 가짐을 확인할 수 있다.
도 13은 본 발명의 실시예에 따른 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 프로토타입의 회로 주요부의 실험파형이다.
도 13에서는 정격 조건 하에 ac 라인 주파수와 스위칭 주파수 스케일에서 제안된 컨버터의 주요 부분의 실험적 파형이 개시된다.
도 13의 (a)를 참조하면, ac 라인 주파수 스케일에서 제안된 컨버터의 스위치 전압 vDS와 전파 정류된 dc 입력 전압 vrec의 실험적 파형이 개시된다.
도 13의 (b)를 참조하면, 스위칭 주파수 스케일에서 제안된 컨버터의 플라이백 컨버터 주요 부분의 실험적 파형이 개시된다.
도 13의 (a) 및 도 13의 (b)를 참조하면, 일반 전압-모드 CRM PFC 제어 IC가 제안된 컨버터를 효과적으로 제어하고, 본 발명의 상세한 설명에 개시된 이론적인 설명이 정확함을 확인할 수 있다.
도 14는 본 발명의 실시예에 따른 LED 구동을 위한 TCL 스너버 기반의 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 프로토타입과 기존의 단일-스테이지 ac-dc 컨버터의 효율 비교 그래프이다.
도 14에서는 제안된 컨버터와 RCD(resistor-capacitor-diode) 스너버를 가지는 기존의 단일-스테이지 ac-dc 컨버터의 효율을 전체 ac 입력 전압에 대해 비교한 그래프가 개시된다. 기존의 컨버터는 제안된 컨버터와 동일한 사양으로 제조되었다. 효율은 디지털 파워 미터 Yokogawa WT500를 이용하여 측정되었다. 제안된 컨버터는 도통 손실 및 제안된 컨버터의 스위치 전압 스트레스의 감소로 인해 높은 효율을 획득할 수 있다. 제안된 컨버터의 프로토타입 컨버터는 정격 조건 하에서 90.2%의 최대 효율을 가졌다.

Claims (14)

  1. LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로는,
    풀-브릿지 다이오드 정류기; 및
    TCL(transformer-coupled lossless) 스너버 회로가 적용된 플라이백 컨버터
    를 포함하고,
    상기 TCL 스너버 회로는 제1 스너버 다이오드, 제2 스너버 다이오드, 스너버 커패시터 및 변압기에 커플링된 보조권선으로 구현되는
    LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 변압기에 커플링 보조권선과 상기 제1 스너버 다이오드의 애노드(anode)는 직렬로 연결되고,
    상기 제1 스너버 다이오드의 캐소드(cathode)와 상기 제2 스너버 다이오드의 애노드는 직렬로 연결되고,
    상기 캐소드와 상기 스너버 커패시터의 일단이 연결되는
    LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 컨버터 회로는 복수의 동작 모드를 기반으로 동작하고,
    상기 복수의 동작 모드는 순차적으로 진행되는 모드1, 모드2, 모드3, 모드4, 모드5를 포함하고,
    상기 모드1은 상기 플라이백 컨버터의 전력반도체스위치의 턴-온으로 시작되고,
    상기 모드1에서 상기 풀-브릿지 다이오드 정류기를 기반으로 전파 정류된 dc(direct current) 입력 전압은 상기 플라이백 컨버터의 누설 인덕턴스와 자화 인덕턴스의 일차 직렬 인덕턴스(primary series inductance)를 충전하고, 상기 제1 스너버 다이오드가 턴-온 되고 상기 스너버 커패시터에 저장된 에너지는 상기 변압기의 상기 보조 권선을 통해 dc 입력 전압원으로 방전되어 회생되고,
    상기 모드1은 상기 제1 스너버 다이오드의 턴-오프로 종료되는
    LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 모드2는 상기 제1 스너버 다이오드가 턴-오프된 시간에 시작되고,
    상기 모드2에서 상기 누설 인덕턴스와 자화 인덕턴스의 일차 직렬 인덕턴스는 상기 정류된 dc 입력 전압에 의해 선형적으로 충전되고, 상기 스너버 커패시터의 전압은 최소 상수 값으로 유지되고,
    상기 모드2는 상기 전력반도체스위치의 턴-오프로 종료되는
    LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 모드3은 상기 전력반도체스위치의 턴-오프 및 상기 제2 스너버 다이오드의 턴-온으로 시작되고,
    상기 모드3에서 상기 스너버 커패시터는 상기 변압기의 상기 누설 인덕턴스의 에너지를 흡수하고,
    상기 모드3은 상기 제2 스너버 다이오드의 턴-오프로 종료되는
    LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 모드4는 상기 제2 스너버 다이오드의 턴-오프로 시작되고,
    상기 모드4에서 상기 변압기의 상기 자화 인덕턴스의 에너지가 출력 커패시터로 전달되고, 상기 스너버 커패시터의 전압은 최대값으로 유지되고,
    상기 모드4는 자화 전류 또는 이차 전류가 영(0)에 도달하는 시간에 종료되는
    LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로.
  7. 제3항에 있어서,
    상기 모드5는 자화 전류가 영(0)에 도달하는 시간에 시작되고,
    상기 모드5에서 상기 자화 인덕턴스 및 상기 모드5의 등가 공진 커패시턴스는 공진하고, 상기 전력반도체스위치의 전압이 최소 전압에 도달하고,
    상기 모드5는 상기 전력반도체스위치가 턴-온 될 때 종료되는
    LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로.
  8. LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로의 전력변환 방법은,
    풀-브릿지 다이오드 정류기가 ac 라인 전압을 dc 입력 전압으로 정류하는 단계; 및
    TCL(transformer-coupled lossless) 스너버 회로가 적용된 플라이백 컨버터가 상기 dc 입력 전압을 기반으로 복수의 동작 모드로 전력변환 동작을 수행하는 단계를 포함하고,
    상기 TCL 스너버 회로는 제1 스너버 다이오드, 제2 스너버 다이오드, 스너버 커패시터 및 변압기에 커플링된 보조권선으로 구현되는
    LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로의 전력변환 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 변압기에 커플링된 보조권선과 상기 제1 스너버 다이오드의 애노드(anode)는 직렬로 연결되고,
    상기 제1 스너버 다이오드의 캐소드(cathode)와 상기 제2 스너버 다이오드의 애노드는 직렬로 연결되고,
    상기 캐소드와 상기 스너버 커패시터의 일단이 연결되는 TCL 스너버 회로를 이용하는
    LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로의 전력변환 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 컨버터 회로는 복수의 동작 모드를 기반으로 동작하고,
    상기 복수의 동작 모드는 순차적으로 진행되는 모드1, 모드2, 모드3, 모드4, 모드5를 포함하고,
    상기 모드1은 상기 플라이백 컨버터의 전력반도체스위치의 턴-온으로 시작되고,
    상기 모드1에서 상기 풀-브릿지 다이오드 정류기를 기반으로 정류된 dc 입력 전압은 상기 플라이백 컨버터의 누설 인덕턴스와 자화 인덕턴스의 일차 직렬 인덕턴스(primary series inductance)를 충전하고, 상기 제1 스너버 다이오드가 턴-온되고 상기 스너버 커패시터에 저장된 에너지는 상기 변압기의 상기 보조 권선을 통해 dc 입력 전압원으로 방전되어 회생되고,
    상기 모드1은 상기 제1 스너버 다이오드의 턴-오프로 종료되는
    LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로의 전력변환 방법.
  11. 제9항 또는 제10항에 있어서,
    상기 모드2는 상기 제1 스너버 다이오드가 턴-오프된 시간에 시작되고,
    상기 모드2에서 상기 누설 인덕턴스와 자화 인덕턴스의 일차 직렬 인덕턴스는 상기 정류된 dc 입력 전압에 의해 선형적으로 충전되고, 상기 스너버 커패시터의 전압은 최소 상수 값으로 유지되고,
    상기 모드2는 상기 전력반도체스위치의 턴-오프로 종료되는
    LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로의 전력변환 방법.
  12. 제9항 또는 제10항에 있어서,
    상기 모드3은 상기 전력반도체스위치의 턴-오프 및 상기 제2 스너버 다이오드의 턴-온으로 시작되고,
    상기 모드3에서 상기 스너버 커패시터는 상기 변압기의 상기 누설 인덕턴스의 에너지를 흡수하고,
    상기 모드3은 상기 제2 스너버 다이오드의 턴-오프로 종료되는
    LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로의 전력변환 방법.
  13. 제9항 또는 제10항에 있어서,
    상기 모드4는 상기 제2 스너버 다이오드의 턴-오프로 시작되고,
    상기 모드4에서 상기 변압기의 상기 자화 인덕턴스의 에너지가 출력 커패시터로 전달되고, 상기 스너버 커패시터의 전압은 최대값으로 유지되고,
    상기 모드4는 자화 전류 또는 이차 전류가 영(0)에 도달하는 시간에 종료되는
    LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로의 전력변환 방법.
  14. 제9항 또는 제10항에 있어서,
    상기 모드5는 자화 전류가 영(0)에 도달하는 시간에 시작되고,
    상기 모드5에서 상기 자화 인덕턴스 및 상기 모드5의 등가 공진 커패시턴스는 공진하고, 상기 전력반도체스위치의 전압이 최소 전압에 도달하고,
    상기 모드5는 상기 전력반도체스위치가 턴-온 될 때 종료되는
    LED 구동을 위한 단일-스테이지 ac-dc 플라이백 컨버터 회로의 전력변환 방법.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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KR101867333B1 (ko) * 2018-01-08 2018-06-15 셀라이텍코리아(주) LED(Light Emitting Diode) 조명장치
EP3723259A1 (en) * 2019-04-10 2020-10-14 FRIWO Gerätebau GmbH Switched mode power supply
AT17254U1 (de) * 2019-06-21 2021-10-15 Tridonic Gmbh & Co Kg Gleichspannungswandler mit einer Dämpfungsschaltung
US11742773B2 (en) 2020-07-21 2023-08-29 Korea Aerospace Research Institute AC-DC converter circuit system and method of designing AC-DC converter circuit system

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