JPH02284390A

JPH02284390A - 照明負荷制御装置

Info

Publication number: JPH02284390A
Application number: JP10518289A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Sako; 浩行迫; Futoshi Okamoto; 太志岡本
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1989-04-25
Filing date: 1989-04-25
Publication date: 1990-11-21

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、照明負荷を高周波で調光点灯させる照明負荷
制御装置に関するものである。

［従来の技術］第１０図は従来の照明負荷制御装置のブロック回路図で
ある。この従来例にあっては、交流電源ＡＣをフィルタ
ー電源回路７により整流平滑して得た直流電圧を高周波
変換回路１により高周波電圧に変換し、高周波変換回路
１の高周波出力にて照明負荷２（例えば放電灯）を始動
点灯させている。

また、交流電源ＡＣの一端より整流用のダイオードＤ、
限流用の抵抗Ｒ０、平滑用の電解コンデンサＣ１電圧規
制用のツェナダイオードＺＤにより作られた直流電源Ｅ
２を制御口ｖｌｒ３に供給しており、調光回路４の出力
は制御回路３に入力され、制御回路３の出力は高周波変
換回路１に入力されて、調光回路４の出力に応じて制御
回路３により高周波変換回路１の出力を制御して、照明
負荷２の光出力を制御するように構成されている。

第１１図は上記従来例において、高周波変換回路１をハ
ーフブリッジ式のインバータ回路により構成した具体回
路例（特願昭６３−２９７２７６号参照）を示している
。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅ１
の両端には、主スイツチング素子たるトランジスタＱ、
、Ｑ、の直列回路が並列接続され、各トランジスタＱ２
．Ｑ３にはそれぞれダイオードＤ　＋　、　Ｄ　２が逆
並列接続されている。トランジスタＱ２の両端には、直
流成分をカットするための結合コンデンサＣｄと、負荷
電流を帰還するための電流トランスＣＴとを介して、負
荷回路２が接続されている。負荷回路Ｚは、放電灯より
なる照明負荷２と、限流及び共振用のインダクタＬｌ、
共振用のコンデンサＣ２、共振及び予熱電流通電用のコ
ンデンサＣ３を含むＬＣ共振回路にて構成されており、
負荷電流は振動電流となる。この振動電流は電流トラン
スＣＴの１次巻線を介して流れる。したがって、電流ト
ランスＣＴの２次巻線には、負荷回路Ｚに流れる振動電
流に応じて極性の変化する電圧が誘起され、この誘起電
圧を抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ２のベース・エミ
ッタ間に印加して、トランジスタＱ２をスイッチングさ
せる。トランジスタＱ、のベースには、制御回路３の出
力信号が供給されている。制御回路３においては、トラ
ンジスタＱ、の両端電圧を抵抗Ｒｓ　、　Ｒ４により検
出して、トランジスタＱ３の両端電圧が立ち下がってか
ら所定時間トランジスタＱ、をオンさせるものである。

この高周波変換回路１は、直流電源Ｅ１が投入されたと
きに、自励発振動作を開始するための起動回路ＳＴを備
えている。この起動回路ＳＴは電源投入によりコンデン
サＣ３が抵抗Ｒ１を介して充電され、その充電電圧が２
端子サイリスタＱ、のブレークオーバー電圧に達すると
２端子サイリスタＱ、がオンし、トランジスタＱ、のベ
ースに２端子サイリスタＱ、を介してベース電流を流し
てトランジスタＱ、を最初にオン動作させ、発振動作を
開始させるものである。

以下、第１１図従来例の動作について説明する。

電源を投入すると、起動回路ＳＴによりトランジスタＱ
、がオンとなり、その両端電圧がＬｏ−”レベルになる
。これにより、制御回路３がトリガーされて、その出力
が°“Ｈｉｇｈ”レベルとなり、トランジスタＱ、のオ
ン状態が維持される。トランジスタＱ３がオンすると、
ダイオードＤ０が導通して、コンデンサＣ１は充電され
なくなるので、起動回路ＳＴは停止する。このとき、電
流トランスＣＴの２次巻線は、トランジスタＱ２のベー
ス・エミッタ間に逆バイアスの電圧を印加するような極
性に巻かれ、トランジスタＱ２はオフ状態を維持する。

次に、調光回路４で設定された所定時間の経過後に、制
御回路３の出力は“Ｌｏｗ”レベルとなり、トランジス
タＱ、はオフ状態になる。トランジスタＱ、がオフする
と、トランジスタＱ、のコレクタ電流が減少することに
よりインダクタＬ１の残留インダクタンスは逆の誘起電
圧を発生し、インダクタＬ＋に流れる振動電流は同一方
向に流れようとするので、ダイオードＤ＋が導通ずる。

また、電流トランスＣＴの２次巻線が逆の誘起電圧を発
生することにより、トランジスタＱ２が順バイアスされ
て、トランジスタＱ２はオン状態となる。ダイオードＤ
、の電流がゼロになると、コンデンサＣｄの蓄積電荷を
電源としてトランジスタＱ２に電流が流れる。このとき
、インダクタＬ１のコアは飽和磁束に向かって直線的に
磁化される。やがて、コアが飽和磁束に達すると、イン
ダクタンスは急激にゼロの方向に向かい、その結果、ト
ランジスタＱ２のコレクタ電流の時間変化分は無限大と
なる。トランジスタＱ２のコレクタ電流がベース電流の
ｈｆｅ倍に達すると、トランジスタＱ２は不飽和状態と
なり、電流トランスＣＴから帰還されるベース電流が減
少してトランジスタＱ２はオフする。

トランジスタＱ２がオフした後も、インダクタしに流れ
る振動電流は同一方向に流れようとするので、ダイオー
ドＤ２が導通し、負荷回路Ｚ、コンデンサＣｄ、直流電
源Ｅｌの経路で電流が流れる。

ダイオードＤ２が導通すると、トランジスタＱ、の両端
電圧はゼロになるので、制御回路３がトリガーされて、
制御回路３の出力が“Ｈｉｇｈ”レベルになり、トラン
ジスタＱ、は順バイアスされる。ダイオードＤ２に流れ
る振動電流がゼロになった後は、直流電源Ｅ、より、コ
ンデンサＣｄ、負荷回路Ｚ、トランジスタＱ、の経路で
電流が流れる。以下、上述の動作を繰り返すことにより
、インバータの発振動作が継続される・。

ここで、調光回路４から制御回路３に供給される調光信
号として、例えば第１２図に示すような周波数ｆ（＝１
／Ｔ）が一定で、オン・デユーティ（１周期に占めるオ
ン時間の割合）が可変とされた信号を用いる場合につい
て検討する０図中、Ｓｌはオン・デユーティ（ｔ＋／　
Ｔ）ｘ　１００　＝　１０％の信号、Ｓ、。はオン・デ
ユーティ（１＋。／Ｔ）ｘ　１００＝９０％の信号であ
る。つまり、Ｓｌ、ｓｚ＋とは、例えば調光回路４のボ
リュームつまみ等により光出力を調整した場合に、調光
信号のオン・デユーティがそれぞれ１０％、９０％とな
るような調光信号である。

第６図は、調光回路４から出力される調光信号ＳＩ〜Ｓ
１゜と、そのオン・デユーティとの関係を示している。

つまり、調光信号を８１〜Ｓ、。の範囲で調整すると、
調光信号のオン・デユーティは１０％〜９０％の範囲で
直線的に変化する。

第１３図は、上述のようなオン・デユーティが可変とさ
れた調光信号を受けて、調光制御を行うための制御回路
３の構成を例示している。この制御回路３は汎用の集積
回路（例えば日本電気製μＰＤ４５３８）よりなる単安
定マルチバイブレータＩＣ，を備えている。この単安定
マルチバイブレータＩＣ，は、立ち下がりトリガー入力
端子Ｂが’Ｈｉｇｈ”レベルから“”ＬＯＩＩ＋”レベ
ルに変化した後、一定時間は出力端子Ｑが“Ｈｉｇｂ”
レベル、出力端子ｑが“’Ｌｏｗ’”レベルとなる０本
実施例にあっては、トランジスタＱ、の両端電圧を抵抗
Ｒ３、Ｒ４の直列回路で分圧することにより検出し、単
安定マルチバイブレータＩＣ，のトリガー信号としてい
る。

単安定マルチバイブレータＩＣ，の出力端子Ｑが“Ｈｉ
ｇｈ”レベルになる時間（出力端子ｑが“Ｌｏｕ＋”レ
ベルになる時間）は、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ１の時定
数で決定される。出力端子Ｑは駆動用のトランジスタＱ
４のベースに接続され、出力端子ｑは駆動用のトランジ
スタＱ５のベースに接続されている。トランジスタＱ４
のコレクタは直流電源Ｅ２の正極に、トランジスタＱ、
のエミッタは直流電源Ｅ２の負極に、それぞれ接続され
、トランジスタロイのエミッタとトランジスタＱ５のコ
レクタは、トランジスタＱ、のベースに接続されている
。したがって、単安定マルチバイブレータＩＣ，は、ト
ランジスタＱ、のオン期間を決めるためのタイマー回路
として動作する。単安定マルチバイブレータＩＣ，の時
定数設定用の抵抗ＲｓとコンデンサＣ４の接続点には、
ダイオードＤ、及び抵抗Ｒ６を介してオペアンプＩＣ２
の出力が接続されている。

オペアンプＩＣ，は反転入力端子を出力端子に接続され
たインピーダンス変換器であり、非反転入力端子に印加
されたコンデンサＣ１の電圧を低インピーダンス化して
出力する。コンデンサＣ５には電荷放電用の抵抗Ｒ２が
並列接続されており、オペアンプＩ　Ｃ’ｓの出力電圧
により充電される。

オペアンプＩＣ，は反転入力端子を出力端子に接続され
たインピーダンス変換器であり、非反転入力端子に印加
されたコンデンサＣ６の電圧を低インピーダンス化して
出力する。コンデンサＣ６は、トランジスタＱ＠、Ｑｓ
を含むカレントミラー回路８からの定電流により充電さ
れ、両端に並列接続されたトランジスタＱ６がオンした
ときに、電荷を放電される。カレントミラー回路８から
コンデンサＣ＠に供給される定電流は、直流電源Ｅ２か
らトランジスタＱ、を介して抵抗Ｒ６に流れる電流と同
じとなる。トランジスタＱ６のベースには、直流電源Ｅ
２の電圧を抵抗Ｒ１゜、Ｒ８により分圧して得られた電
圧により順バイアスが与えられる。抵抗Ｒ１の両端には
トランジスタＱ７が並列接続されており、トランジスタ
Ｑ７が調光回路４の出力によりオンされたときには、ト
ランジスタＱ６の順バイアスは消失し、トランジスタＱ
６はオフする。

このとき、コンデンサＣ６はカレントミラー回路８から
の定電流により充電され、その充電電圧■は直線的に上
昇する。コンデンサｃ６の充電電圧■、の波形は、周波
数がｆ（＝１／Ｔ）で、電圧上昇期間が調光信号Ｓｎに
おけるオン時間幅ｔｎに等しい三角波となる。したがっ
て、調光信号Ｓｎにおけるオン時間幅ｔｎが長くなるに
つれて、コンデンサＣＧの充電電圧■１のピーク値は高
くなる。オペアンプＩ　Ｃ２、Ｉ　Ｃ３とコンデンサＣ
１及び抵抗Ｒ２は、コンデンサＣ６の充電電圧Ｖ１のピ
ーク保持回路を構成しており、その出力電圧ｖ２は、コ
ンデンサＣ６の充電電圧■１のピークの直流電圧となる
。

このため、出力電圧■２は、第１４図に示すように、調
光回路４の調光信号におけるオン・デユーティに比例し
て、直線的に変化する電圧となる。

図中、調光信号のオン・デユーティが１０％のときには
Ｖ２＝Ｖ、ａ、９０％のときにはｖ２＝ｖ２ｂとなって
いる。また、抵抗Ｒ６は制御抵抗であり、上記出力電圧
■２により抵抗Ｒ６と並列的に電流経路を形成し、出力
電圧Ｖ２の上昇に応じてコンデンサＣ１の充電電流を増
加させて、単安定マルチバイブレータＩＣ，の時定数を
小さく制御するものである。

［発明が解決しようとする課題］第１５図は第１３図に示す制御回路３を用いて照明負荷
２の出力を制御した場合における調光回路４からの調光
信号のオン・デユーティと、ランプ電流との関係を示す
グラフである。このグラフから明らかなように、調光信
号のオン・デユーティの変化に対してランプ電流は非線
形的な変化を示す、そして、ランプ電流と光出力はほぼ
比例していると考えると、調光信号のオン・デユーティ
が１０〜５０％の範囲では光出力は余り変化せず、調光
信号のオン・デユーティが５０％〜９０％の範囲では光
出力は急激に変化していることになる。

それ故、調光信号におけるオン・デユーティが５０％〜
９０％の期間においては、少しの調整で光出力が急激に
変化するので、所望の光出力に設定しにくく、また、多
灯を一斉に点灯させたときに、回路のばらつきによって
は、オン・デユーティの変化率に対してランプ電流の変
化率が大きく光出力に著しいばらつきが生じるなどの問
題がある。

なお、蛍光灯などの放電灯負荷では、単なる抵抗負荷と
は違って負荷自体の特性が非線形的であり、ランプ電流
の変化に対して光出力が必ずしも比例的に変化しないこ
ともある。

第１６図はトランジスタＱ、のコレクタ電流Ｉｃの波形
と、ベース電圧ｖｂの波形を示している。

このように、トランジスタＱ、のコレクタ電流Ｉｃの波
形は、時間軸に対して非線形な電流波形になっている。

これは、トランジスタＱ３のコレクタ電流Ｉｃが、負荷
を含む共振電流波形の一部になっているからである。し
たがって、トランジスタＱ。

の導通期間を線形的に変化させても負荷に流れる電流の
変化は線形的ではなくなる。第１７図はトランジスタＱ
、のベース電圧ｖｂを０．ＩＴの期間ずつ変化させた場
合におけるコレクタ電流Ｉｃの変化例を示している。第
１７図から明らかなように、トランジスタＱ、の導通期
間がＴ〜０．８Ｔの範囲では、トランジスタＱ、のコレ
クタ電流Ｉｃの波形は余り変化しておらず、０．６〜０
．４７の範囲では、同じように０．ＩＴずつ制御してい
るにも拘わらず、トランジスタＱ３のコレクタ電流Ｉｅ
の波形は大きく変化している。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、調光信号の直線的な調整に対し
て光出力をほぼ直線的に変化させることが可能な照明負
荷制御装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第２
図に示すように、直流電源Ｅ、と、この直流電源Ｅ１か
ら得られる直流電圧を高周波電圧に変換する高周波変換
回路１と、高周波変換回路１から得られる高周波電圧を
印加される照明負荷２と、照明負荷２の光出力を連続的
に可変とする制御回路３と、制御回路３に照明負荷２の
光出力を設定する調光信号を与える調光回路４とを備え
る照明負荷制御装置において、第１図に示すように、調
光信号のパラメータの変化に対して照明負荷２の光出力
を比例的に変化させるように補正する補正回路５を設け
たことを特徴とするものである。

［作用］第１図は本発明の原理説明図である。高周波変換回路１
は、直流電源Ｅ１から得られる直流電圧を高周波電圧に
変換して、共振回路６を介して照明負荷２に印加してい
る。制御回路３は高周波変換回路１の動作を制御して、
照明負荷２の光出力を連続的に可変としている。調光回
路４は照明負荷２の光出力を設定する調光信号を発生す
る。補正回路５はこの調光信号を補正して制御回路３に
与える。

調光回路４は調光用抵抗ＶＲの抵抗値の変化に対して比
例的に変化する調光信号電圧Ｖｂ（第１図（ｂ）参照）
を出力する。補正回路５では、この調光信号電圧ｖｂを
補正して制御信号電圧Ｖｃに変換している。この制御信
号電圧Ｖｃは、調光用抵抗■Ｒの抵抗値の変化に対して
比例的に変化するのではなく、第１図（ｃ）に示すよう
に、非線形的に変化する。そして、最終的には、調光用
抵抗ＶＲの抵抗値の変化に対して照明負荷２の光出力は
、第１図（ｄ）に示すように、比例的に変化する。

第２図は本発明に対する比較例であり、補正回路５を備
えていない、このため、調光回路４から出力される調光
信号電圧Ｖｂ（第２図（ｂ）参照）がそのまま制御信号
電圧となっている。したがって、最終的な照明負荷２の
光出力は第２図（ｅ）に示すように、調光用抵抗ＶＲの
抵抗値の変化に対して非線形的に変化することになる。

第１図（ｄ）と第２図（ｅ）の特性を比較すれば明らか
なように、本発明にあっては、調光用抵抗ＶＲの抵抗値
の変化に対して照明負荷２の光出力が比例的に変化する
ので、所望の光出力を得るための調光操作が容易となる
。

［実施例１］第３図は本発明の第１実施例の回路図である。

本実施例と第１３図従来例との相違点について説明する
と、第１３図従来例においては、調光回路４からの調光
信号におけるオン時間幅ｔｎに応じて、コンデンサＣ，
の充電電圧Ｖ、のビーク値を直線的に変化させるために
、トランジスタＱｓ、Ｑｓでカレントミラー回路８を構
成しているが、本実施例においては、抵抗Ｒ３を介して
可変電流によりコンデンサＣ６を充電している。このた
め、コンデンサＣ６の充電電圧■１は直線的に増加する
のではなく、非線形的に増加する。

第４図は、本実施例において調光回路４がら供給される
調光信号のオン・デユーティの変化に対する出力電圧■
２の変化を示しており、前者の変化に対して後者は非線
形的に変化する。このため、第５図に示すように、調光
信号におけるオン・デユーティの変化に対してランプ電
流（光出力）はほぼ比例的に変化する。つまり、第６図
に示すような、調光回路４からの調光信号８１〜ＳＩＯ
におけるオン・デユーティの直線的な変化に対して、ラ
ンプ電流（光出力）も、はぼ直線的に変化するものであ
る。

なお、本実施例においては、調光信号のオンデユーテイ
に対して出力電圧■２を連続的に変化させているが、第
７図に示すように段階的に変化させても良い、また、調
光信号のパラメータはオン・デユーティに限定されるも
のではなく、例えば、調光信号電圧であっても良く、要
は調光信号のパラメータの変化に対して光出力が比例的
に変化するように構成されていれば良い。

［実施例２］第８図は本発明の第２実施例の回路図である。

本実施例は、調光回路４からの調光信号がアナログ的な
信号電圧である場合に本発明を適用したものである。第
９図は本実施例において、調光回路４から出力される調
光信号の一例を示している。

この調光回路４では、各調光信号Ｓ、〜Ｓ　１０に対応
して、それぞれ１■〜１０■のアナログ的な信号電圧Ｖ
３が出力されている。調光回路４から得られる信号電圧
■、は、オペアンプＩ　Ｃｓよりなるインピーダンス変
換器により低インピーダンス化されて、コンパレータＩ
Ｃ，の反転入力端子に印加される。コンパレータＩＣ，
の非反転入力端子には、コンデンサＣ６の充電電圧■１
が印加されている。コンデンサＣ６の充電電圧Ｖ１は、
抵抗Ｒ８とコンデンサＣ６の時定数で決まる速度で上昇
する。この充電電圧■１が調光回路４からの信号電圧■
、よりも高くなると、コンパレータＩＣ，の出力端子は
°ｌ　Ｌ　ｏｌ、ｌ＋ルベルから“Ｈｉｇｈ””レベル
に変化する。これにより、コンデンサＣ２が抵抗Ｒ１を
介して充電され、その充電電圧によりトランジスタＱ、
。がオンされて、コンデンサＣ６が放電され、充電電圧
■、が下がる。これにより、コンパレータＩＣ，の出力
端子は’Ｈｉｇｈ”レベルから“Ｌｏｗ”レベルに変化
するが、トランジスタＱ　＋　ｏをオンさせるのに要す
る順バイアス電圧はコンデンサＣ７により暫時保持され
、コンデンサＣ６の放電を終えるまでは、トランジスタ
Ｑ１ｏはオン状態を維持する。その後、コンデンサＣ７
はトランジスタＱ１゜と抵抗Ｒ１□により放電され、ト
ランジスタＱ１０がオフとなり、コンデンサＣ６の電圧
は再び上昇する。これにより、コンデンサＣ，には三角
波電圧が得られる。その他の構成及び動作については、
実施例１と同様である。

上述の実施例においては、高周波変換回路１としてハー
フブリッジ式のインバータ回路を適用したが、これに限
らず、一方式のインバータ回路や定電流チョークを備え
るプッシュプル式のインバータ回路、又はその他のイン
バータ回路を用いても良い、さらに、インバータ回路の
制御方式についてもデユーティ制御についてのみ説明し
たが、周波数制御や、その他の制御方式を用いても良い
。

［発明の効果］本発明に係る照明負荷制御装置にあっては、調光信号の
パラメータの変化に対して照明負荷の光出力を比例的に
変化させるように補正する手段を設けたから、所望の光
出力を得るための調光操作を容易に行うことができると
いう効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａ）は本発明の基本構成を示すブロック回路図
、同図（ｂ）乃至（ｄ）は同上の動作説明図、第２図（
ａ）は本発明に対する比較例の概略構成を示すブロック
回路図、同図（ｂ）及び（ｃ）は同上の動作説明図、第
３図は本発明の第１実施例の回路図、第４図乃至第７図
は同上の動作説明図、第８図は本発明の第２実施例の回
路図、第９図は同上の動作説明図、第１０図は従来例の
ブロック回路図、第１１図は他の従来例のブロック回路
図、第１２図は同上の動作説明図、第・１３図は別の従
来例の具体回路図、第１４図乃至第１７図は同上の動作
説明図である。１は高周波変換回路、２は照明負荷、３は制御回路、４
は調光回路、５は補正回路である。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）直流電源と、この直流電源から得られる直流電圧
を高周波電圧に変換する高周波変換回路と、高周波変換
回路から得られる高周波電圧を印加される照明負荷と、
照明負荷の光出力を連続的に可変とする制御手段と、制
御手段に照明負荷の光出力を設定する調光信号を与える
調光手段とを備える照明負荷制御装置において、調光信
号のパラメータの変化に対して照明負荷の光出力を比例
的に変化させるように補正する手段を設けたことを特徴
とする照明負荷制御装置。