JP2571524Y2

JP2571524Y2 - 照明負荷制御装置

Info

Publication number: JP2571524Y2
Application number: JP1989075906U
Authority: JP
Inventors: 浩行迫
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1989-06-27
Filing date: 1989-06-27
Publication date: 1998-05-18
Anticipated expiration: 2004-06-27
Also published as: JPH0315500U

Description

【考案の詳細な説明】［産業上の利用分野］本考案は、照明負荷を高周波で調光点灯させる照明負
荷制御装置に関するものである。

［従来の技術］第３図は従来の照明負荷制御装置（特願昭63-297276
号参照）の回路図である。以下、その回路構成について
説明する。直流電源Ｅ₁の両端には、主スイッチング素
子たるトランジスタＱ₂,Q₃の直列回路が並列接続され、
各トランジスタＱ₂,Q₃にはそれぞれダイオードＤ₁,D₂が
逆並列接続されている。トランジスタＱ₂の両端には、
直流成分をカットするための結合コンデンサCdと、負荷
電流を帰還するための電流トランスCTとを介して、負荷
回路Ｚが接続されている。負荷回路Ｚは、放電灯よりな
る照明負荷２と、限流及び共振用のインダクタＬ₁、共
振用のコンデンサＣ₂、共振及び予熱電流通電用のコン
デンサＣ₃を含むLC共振回路にて構成されており、負荷
電流は振動電流となる。この振動電流は電流トランスCT
の１次巻線を介して流れる。したがって、電流トランス
CTの２次巻線には、負荷回路Ｚに流れる振動電流に応じ
て極性の変化する電圧が誘起され、この誘起電圧を抵抗
Ｒ₂を介してトランジスタＱ₂のベース・エミッタ間に印
加して、トランジスタＱ₂をスイッチングさせる。トラ
ンジスタＱ₃のベースには、制御回路３の出力信号が供
給されている。制御回路３においては、トランジスタＱ
₃の両端電圧を抵抗Ｒ₃,R₄により検出して、トランジス
タＱ₃の両端電圧が立ち下がってから所定時間トランジ
スタＱ₃をオンさせるものである。

この高周波変換回路１は、直流電源Ｅ₁が投入された
ときに、自励発振動作を開始するための起動回路STを備
えている。この起動回路STは電源投入によりコンデンサ
Ｃ₁が抵抗Ｒ₁を介して充電され、その充電電圧が２端子
サイリスタＱ₁のブレークオーバー電圧に達すると２端
子サイリスタＱ₁がオンし、トランジスタＱ₃のベースに
２端子サイリスタＱ₁を介してベース電流を流してトラ
ンジスタＱ₃を最初にオン動作させ、発振動作を開始さ
せるものである。

以下、第３図従来例の動作について説明する。電源を
投入すると、起動回路STによりトランジスタＱ₃がオン
となり、その両端電圧が“Low"レベルになる。これによ
り、制御回路３がトリガーされて、その出力が“High"
レベルとなり、トランジスタＱ₃のオン状態が維持され
る。トランジスタＱ₃がオンすると、ダイオードＤ₀が導
通して、コンデンサＣ₁は充電されなくなるので、起動
回路STは停止する。このとき、電流トランスCTの２次巻
線は、トランジスタＱ₂のベース・エミッタ間に逆バイ
アスの電圧を印加するような極性に巻かれ、トランジス
タＱ₂はオフ状態を維持する。次に、調光回路４で設定
された所定時間の経過後に、制御回路３の出力は“Low"
レベルとなり、トランジスタＱ₃はオフ状態になる。ト
ランジスタＱ₃がオフすると、トランジスタＱ₃のコレク
タ電流が減少することによりインダクタＬ₁の残留イン
ダクタンスは逆の誘起電圧を発生し、インダクタＬ₁に
流れる振動電流は同一方向に流れようとするので、ダイ
オードＤ₁が導通する。また、電流トランスCTの２次巻
線が逆の誘起電圧を発生することにより、トランジスタ
Ｑ₂が順バイアスされて、トランジスタＱ₂はオン状態と
なる。ダイオードＤ₁の電流がゼロになると、コンデン
サCdの蓄積電荷を電源としてトランジスタＱ₂に電流が
流れる。このとき、インダクタＬ₁のコアは飽和磁束に
向かって直線的に磁化される。やがて、コアが飽和磁束
に達すると、インダクタンスは急激にゼロの方向に向か
い、その結果、トランジスタＱ₂のコレクタ電流の時間
変化分は無限大となる。トランジスタＱ₂のコレクタ電
流がベース電流のhfe倍に達すると、トランジスタＱ₂は
不飽和状態となり、電流トランスCTから帰還されるベー
ス電流が減少してトランジスタＱ₂はオフする。トラン
ジスタＱ₂がオフした後も、インダクタＬ₁に流れる振動
電流は同一方向に流れるようとするので、ダイオードＤ
₂が導通し、負荷回路Ｚ、コンデンサCd、直流電源Ｅ₁の
経路で電流が流れる。ダイオードＤ₂が導通すると、ト
ランジスタＱ₃の両端電圧はゼロになるので、制御回路
３がトリガーされて、制御回路３の出力が“High"レベ
ルになり、トランジスタＱ₃は順バイアスされる。ダイ
オードＤ₂に流れる振動電流がゼロになった後は、直流
電源Ｅ₁より、コンデンサCd、負荷回路Ｚ、トランジス
タＱ₃の経路で電流が流れる。以下、上述の動作を繰り
返すことにより、インバータの発振動作が継続される。

ここで、調光回路４から制御回路３に供給される調光
信号として、例えば第４図に示すような周波数ｆ（＝1/
T）が一定デ、オン・デューティ（１周期に占めるオン
時間の割合）が可変とされた信号を用いる場合について
検討する。図中、Ｓ₁はオン・デューティ（ｔ₁/T）×10
0＝10％の信号、Ｓ₁₀はオン・デューティ（ｔ₂/T）×10
0＝90％の信号である。つまり、Ｓ₁,S₁₀とは、例えば調
光回路４のボリュームつまみ等により光出力を調整した
場合に、調光信号のオン・デューティがそれぞれ10％,9
0％となるような調光信号である。

第５図は、調光回路４から出力される調光信号Ｓ₁〜
Ｓ₁₀と、そのオン・デューティとの関係を示している。
つまり、調光信号をＳ₁〜Ｓ₁₀の範囲で調査とすると、
調光信号のオン・デューティは10％〜90％の範囲で直線
的に変化する。

第６図は、上述のようなオン・デューティが可変とさ
れた調光信号を受けて、オン・デューティの変化に対し
て光出力が直線的に変化するように調光制御を行うため
の制御回路３の構成を例示している（平成１年特許願第
105182号参照）。この制御回路３は汎用の集積回路（例
えば日本電気製μPD4538）よりなる単安定マルチバイブ
レータIC₁を備えている。この単安定マルチバイブレー
タIC₁は、立ち下がりトリガー入力端子Ｂが“High"レベ
ルから“Low"レベルに変化した後、一定時間は出力端子
Ｑが“High"レベル、出力端子が“Low"レベルとな
る。第６図に示す回路では、トランジスタＱ₃の両端電
圧を抵抗Ｒ₃,R₄の直列回路で分圧することにより検出
し、単安定マルチバイブレータIC₁のトリガー信号とし
ている。単安定マルチバイブレータIC₁の出力端子Ｑが
“High"レベルになる時間（出力端子が“Low"レベル
になる時間）は、抵抗Ｒ₅とコンデンサＣ₄の時定数で決
定される。出力端子Ｑは駆動用のトランジスタＱ₄のベ
ースに接続され、出力端子は駆動用のトランジスタＱ
₅のベースに接続されている。トランジスタＱ₄のコレク
タは直流電源Ｅ₂の正極に、トランジスタＱ₅のエミッタ
は直流電源Ｅ₂の負極に、それぞれ接続され、トランジ
スタＱ₄のエミッタとトランジスタＱ₅のコレクタは、ト
ランジスタＱ₃のベースに接続されている。したがっ
て、単安定マルチバイブレータIC₁は、トランジスタＱ₃
のオン期間を決めるためのタイマー回路として動作す
る。単安定マルチバイブレータIC₁の時定数設定用の抵
抗Ｒ₅とコンデンサＣ₄の接続点には、ダイオードＤ₃及
び抵抗Ｒ₆を介してオペアンプIC₂の出力が接続されてい
る。オペアンプIC₂は反転入力端子を出力端子に接続さ
れたインピーダンス変換器であり、非反転入力端子に印
加されたコンデンサＣ₅の電圧を低インピーダンス化し
て出力する。コンデンサＣ₅には電荷放電用の抵抗Ｒ₇が
並列接続されており、ダイオードD₄を介してオペアンプ
IC₃の出力電圧により充電される。オペアンプIC₃は反転
入力端子を出力端子に接続されたインピーダンス変換器
であり、非反転入力端子に印加されたコンデンサＣ₆の
電圧を低インピーダンス化して出力する。コンデンサＣ
₆は、抵抗Ｒ₆を介して直流電源Ｅ₂からの電流により充
電され、両端に並列接続されたトランジスタＱ₆がオン
したときに、電荷を放電される。トランジスタＱ₆のベ
ースには、直流電源Ｅ₂の電圧を抵抗Ｒ₁₀,R₉により分圧
して得られた電圧により順バイアスが与えられる。抵抗
Ｒ₉の両端にはトランジスタＱ₇が並列接続されており、
トランジスタＱ₇が調光回路４の出力によりオンされた
ときには、トランジスタＱ₆の順バイアスは消失し、ト
ランジスタＱ₆はオフする。このとき、コンデンサＣ₆は
抵抗Ｒ₈からの電流により充電され、その充電電圧Ｖ₁は
非線形的に上昇する。このコンデンサＣ₆の充電電圧Ｖ₁
の波形は、周波数がｆ（＝1/T）で、電圧上昇期間が調
光信号Snにおけるオン時間幅に等しい三角波となる。故
に、調光信号Snにおけるオン時間幅が長くなるにつれ
て、コンデンサＣ₆の充電電圧Ｖ₁のピーク値は高くなる
が、ピーク値の増加率は小さくなる。オペアンプIC₂,IC
₃とダイオードＤ₄とコンデンサＣ₅及び抵抗Ｒ₇は、コン
デンサＣ₆の充電電圧Ｖ₁のピーク保持回路を構成してお
り、その出力電圧V₂は、コンデンサＣ₆の充電電圧Ｖ₁の
ピークの直流電圧となる。このため、出力電圧Ｖ₂は、
第７図に示すように、調光回路４の調光信号におけるオ
ン・デューティに対して、非線形的に変化する電圧とな
る。図中、調光信号のオン・デューティが10％のときに
はＶ₂＝Ｖ₂ａ、90％のときにはＶ₂＝Ｖ₂ｂとなってい
る。また、抵抗Ｒ₆は制御抵抗であり、上記出力電圧Ｖ₂
により抵抗Ｒ₅と並列的に電流経路を形成し、出力電圧
Ｖ₂の上昇に応じてコンデンサＣ₄の充電電流を増加させ
て、単安定マルチバイブレータIC₁の時定数を小さく制
御するものである。

第６図に示す回路においては、調光信号におけるオン
・デューティの変化に対して、ランプ電流（光出力）は
ほぼ比例的に変化する（第８図参照）。つまり、第４図
に示すような、調光回路４からの調光信号Ｓ₁〜Ｓ₁₀に
おけるオン・デューティの直線的な変化に対して、ラン
プ電流（光出力）も、ほぼ直線的に変化するものであ
る。

［考案が解決しようとする課題］上述の第６図に示す回路においては、回路素子のばら
つきにより、調光信号のオン・デューティの変化に対す
るランプ電流の変化特性が第９図に示すようにばらつく
ことがある。回路素子のばらつきとしては、例えば、単
安定マルチバイブレータIC₁の時定数設定用の抵抗Ｒ₅や
コンデンサＣ₄のばらつき、高周波変換回路１における
トランジスタＱ₂,Q₃や共振用のコンデンサＣ₂,C₃及びイ
ンダクタＬ₁，電流トランスCTなどのばらつきがある。
従来、このようなばらつきを補正するために、トランジ
スタＱ₂のベース抵抗Ｒ₂を可変にしたり、抵抗Ｒ₅を可
変にしたりすることにより、光出力の最大値や最小値の
ばらつきを低減することが試みられている。ところが、
上述のように、調光信号のオン・デューティの変化に対
して光出力が連続的に変化する照明負荷制御装置にあっ
ては、制御回路３の調光制御に関与する回路部品のばら
つき、例えば、抵抗Ｒ₈やコンデンサＣ₆のばらつきによ
って、コンデンサＣ₆の充電電圧Ｖ₁に影響が生じて、制
御電圧Ｖ₂のカーブが第10図に示すようにばらつくこと
になる。このため、光出力の最大値や最小値のばらつき
を低減しても、調光信号のオン・デューティの変化に対
する光出力の変化は、第11図に示すようにばらつくこと
がある。このような調光特性のばらつきが存在すると、
室内の複数の照明負荷を１つの調光信号で同時に調光制
御したときに、光出力の最大値と最小値が一致しても中
間値が一致しないことがあり、光出力の格差が目立ちや
すくなるという問題がある。

本考案はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、調光信号の直線的な調整に対
して光出力をほぼ直線的に変化させることが可能な照明
負荷制御装置において、光出力のばらつきを低減するこ
とにある。

［課題を解決するための手段］本考案にあっては、上記の課題を解決するために、第
１図に示すように、直流電源Ｅ₁と、この直流電源Ｅ₁か
ら得られる直流電圧を高周波電圧に変換する高周波変換
回路１と、高周波変換回路１から得られる高周波電圧を
印加される照明負荷２と、与えられた調光信号に応じて
照明負荷２の光出力を連続的に可変とする制御手段と、
調光信号のパラメータの変化に対して照明負荷２の光出
力を比例的に変化させるように補正する補正手段５とを
備える複数の照明器具と、室内の複数の照明器具を１つ
の調光信号で同時に調光制御するための１つの調光回路
４とから構成され、調光信号により設定される各照明器
具の光出力の最小値はゼロよりも大きく、この光出力の
最小値を調節可能な第１の調節手段７と、前記補正手段
５による補正のばらつきを補償するように光出力を調節
可能な第２の調節手段６を各照明器具に備えることを特
徴とするのである。

また、第２図に示すように、各照明器具に、光出力の
最大値を調節可能な第３の調節手段８を更に備えること
が好ましい。

［作用］本考案にあっては、このように、複数の照明器具を１
つの調光信号で同時に調光制御することを前提とするも
のであり、調光信号のパラメータの変化に対して照明負
荷２の光出力を比例的に変化させるように補正する補正
手段５を各照明器具に備え、この補正手段５による補正
のばらつきを補償するように光出力を調節可能な調節手
段６を各照明器具に備えると共に、調光信号により設定
される各照明器具の光出力の最小値（ゼロよりも大き
い）を調節可能な調節手段７をも各照明器具に備え、更
に好ましくは、各照明器具に、光出力の最大値を調節可
能な第３の調節手段８を備えるものであるから、調光レ
ベルに関係なく、各照明負荷２の光出力の格差が低減さ
れるものである。

［実施例１］第１図は本考案の第１実施例の回路図である。本実施
例とい第６図従来例との相違点について説明すると、第
６図従来例においては、調光回路４からの調光信号にお
けるオン時間幅に応じて、コンデンサＣ₆の充電電圧Ｖ₁
のピーク値を非線形的に変化させるために、固定抵抗Ｒ
₈を介してコンデンサＣ₆を充電しているが、本実施例で
は、可変抵抗VR₈を介してコンデンサＣ₆を充電してい
る。このため、コンデンサＣ₆の充電電圧Ｖ₁は非線形的
に増加するが、その増加率のばらつきは可変抵抗VR₈の
調整により解消することができる。また、第６図従来例
においては、制御電圧Ｖ₂により単安定マルチバイブレ
ータIC₁の時定数を変化させているが、本実施例では、
その変化率を可変抵抗VR₆により調整可能としている。

以下、本実施例の動作について説明する。まず、調光
信号のオン・デューティが90％のときは、制御電圧Ｖ₂
は可変抵抗VR₈やコンデンサＣ₆の時定数のばらつきに関
係なく、Ｖ₂＝Ｖ₂ｂ（第７図参照）となり、そのとき、
ランプ電流は最小となる（第８図参照）。したがって、
この状態で可変抵抗VR₆を調整することにより、ランプ
電流の最小値、換言すれば光出力の最小値のばらつきを
解消できる。

次に、第11図に示すような調光カーブのばらつきを解
消するには、第10図に示すような制御電圧Ｖ₂のばらつ
きを解消する必要がある。そのためには、調光信号のオ
ン・デューティを制御電圧Ｖ₂に変換する回路の時定数
を可変抵抗VR₈により調整すれば良い。具体的には、調
光カーブの中間点（オン・デューティが50％の状態）
で、制御電圧Ｖ₂のばらつきがなくなるように、可変抵
抗VR₈を調整するものである。これにより、複数の照明
負荷２を同じ調光信号で調光制御したときの光出力のば
らつきを解消することができる。その他の動作について
は、第６図に示す従来例と同様である。

なお、本実施例においては、調光信号のオン・デュー
ティを変化させているが、調光信号のパラメータはオン
・デューティに限定されるものではなく、例えば、調光
信号電圧であっても良く、要は調光信号のパラメータの
変化に対して光出力が比例的に変化する装置であれば、
本考案を適用できる。

［実施例２］第２図は本考案の第２実施例の回路図である。本実施
例にあっては、第１図に示す実施例において、更に単安
定マルチバイブレータIC₁の時定数を可変抵抗VR₅により
調整可能としたものである。

本実施例においては、オン・デューティが90％のとき
に、可変抵抗VR₆により光出力の最小値を調整するこ
と、並びに、オン・デューティが50％のときに、可変抵
抗VR₈により光出力の中間値を調整することについて
は、第１図に示す実施例と同様である。本実施例では、
さらに、オン・デューティが10％のときに、可変抵抗VR
₅により光出力の最大値を調整することが、第１図に示
す実施例と相違する。調光信号のオン・デューティが10
％のときには、制御電圧Ｖ₂は最小となり、制御電圧Ｖ₂
は光出力にはほとんど関与しなくなる。この状態で可変
抵抗VR₅を調整することにより、単安定マルチバイブレ
ータの時定数のばらつきを解消し、光出力の最大値のば
らつきを解消するものである。このように調整すること
によって、更に確実に光出力のばらつきを解消すること
ができるものである。

上述の実施例においては、高周波変換回路１としてハ
ーフブリッジ式のインバータ回路を適用したが、これに
限らず、一石式のインバータ回路や定電流チョークを備
えるブッシュプル式のインバータ回路、又はその他のイ
ンバータ回路を用いても良い。さらに、インバータ回路
の制御方式についてもデューティ制御についてのみ説明
したが、周波数制御や、その他の制御方式を用いても良
い。

［考案の効果］本考案に係る照明負荷制御装置にあっては、調光信号
のパラメータの変化に対して照明負荷の光出力を比例的
に変化させるように補正する補正手段を各照明器具に設
けたから、所望の光出力を得るための調光操作を容易に
行うことができ、しかも、この補正手段による補正のば
らつきを補償するための調節手段を設けたから、複数の
照明負荷を同じ調光信号を用いて同時に調光制御したと
きに、各照明負荷の光出力の格差が生じにくいという効
果がある。また、特に請求項１の考案によれば、調光信
号により設定される各照明負荷の光出力の最小値はゼロ
よりも大きく、この光出力の最小値を調節可能な調節手
段を備えるものであるから、低照度における光出力の格
差が目立ちにくく、実質的には各照明器具の間で光出力
のばらつきを感じないようにすることができる。さらに
また、請求項２の考案によれば、各照明器具に、光出力
の最大値を調節可能な調節手段を備えるものであるか
ら、ほぼ完全に各照明器具の間で光出力のばらつきを無
くすことができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の第１実施例の回路図、第２図は本考案
の第２実施例の回路図、第３図は従来例の回路図、第４
図及び第５図は同上の動作説明図、第６図は他の従来例
の回路図、第７図乃至第11図は同上の動作説明図であ
る。１は高周波変換回路、２は照明負荷、３は制御回路、４
は調光回路、５は補正回路、６は第２の調節手段、７は
第１の調節手段、８は第３の調節手段である。

Claims

(57)【実用新案登録請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、この直流電源から得られる直
流電圧を高周波電圧に変換する高周波変換回路と、高周
波変換回路から得られる高周波電圧を印加される照明負
荷と、与えられた調光信号に応じて照明負荷の光出力を
連続的に可変とする制御手段と、調光信号のパラメータ
の変化に対して照明負荷の光出力を比例的に変化させる
ように補正する補正手段とを備える複数の照明器具と、
室内の複数の照明器具を１つの調光信号で同時に調光制
御するための１つの調光手段とから構成され、調光信号
により設定される各照明器具の光出力の最小値はゼロよ
りも大きく、この光出力の最小値を調節可能な第１の調
節手段と、前記補正手段による補正のばらつきを補償す
るように光出力を調節可能な第２の調節手段を各照明器
具に備えることを特徴とする照明負荷制御装置。
【請求項２】各照明器具に、光出力の最大値を調節可能
な第３の調節手段を更に備えることを特徴とする請求項
１記載の照明負荷制御装置。