JPH11235027A

JPH11235027A - スイッチングレギュレータ

Info

Publication number: JPH11235027A
Application number: JP3026798A
Authority: JP
Inventors: Takashi Ochiai; 孝志落合
Original assignee: Hitachi Metals Ltd; Hitachi Metals Kiko Co Ltd
Current assignee: Neomax Kiko Co Ltd; Proterial Ltd
Priority date: 1998-02-12
Filing date: 1998-02-12
Publication date: 1999-08-27

Abstract

(57)【要約】【課題】起動回路の動作安定性を確保し、連続運転時
の電力損失（ロス）の大幅な低減を達成できる高効率の
スイッチングレギュレータを提供する。【解決手段】第１の出力電圧で起動する第１の起動部
と第２の出力電圧で起動する第２の起動部とが並列に接
続され、上記第１、２の起動部は、第１、２の定電圧素
子をベースに接続した第１、２のトランジスタをそれぞ
れ備え、上記第１、２のトランジスタのエミッタはとも
に制御回路の入力部に接続されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチングによ
って負荷変動に安定な電源を得るスイッチングレギュレ
ータに関する。

【０００２】

【従来の技術】スイッチングレギュレータは、商用電源
から電圧の安定な直流出力を得る装置である。通常のス
イッチングレギュレータにおいては次のようにして直流
出力が得られる。すなわち商用電源電流は整流、平滑し
て直流に変換される。この直流電流は半導体のオン／オ
フによって高速にスイッチングされて高周波電流に変換
される。この高周波電流はトランスの１次側に入力さ
れ、電圧変換されて２次側出力となる。この２次側出力
は再度整流、平滑されて直流の出力となる。

【０００３】さらに、この直流の出力電圧の変動を抑制
するために上記トランスには補助巻線が設けられる。こ
の補助巻線の電圧は基準となる別の電圧と比較され、そ
の電圧比率は制御信号に変換される。この制御信号は、
スイッチング用の上記半導体に加えられ、その半導体の
オンとオフとの時間配分や周波数等を変えることにより
上記出力電圧が制御される。上記補助巻線の電圧から制
御信号を得る手段は、目的とする出力の形態に応じて各
種提案されている。その代表的な手段は制御回路とそれ
を起動させる起動回路で構成される。

【０００４】上記のようなスイッチングレギュレータの
従来例を、特に起動回路に着目して図９乃至図１１によ
り説明する。

【０００５】図９に示すように特開平３−７０４６７号
公報（第１の従来例）には、入力電源に抵抗とコンデン
サの直列回路からなるＣＲ回路を接続し、上記コンデン
サの充電電圧が一定値を超えた時導通する定電圧回路
と、この定電圧回路に流れる電流により導通するトラン
ジスタとを前記ＣＲ回路の出力と前記スイッチング制御
回路の電源入力間に設けて起動回路を構成することが記
載されている。また本従来例では、基準電圧発生素子と
してツェナーダイオードをトランジスタのベースに接続
している。

【０００６】図10に示すように特開平３−１６９２５７
号公報（第２の従来例）には、直流電源の一端と起動回
路との間に接続された抵抗を介して入力される電流を制
限し、かつ一定電圧を出力する定電圧回路を設けた起動
回路を有するＤＣ／ＤＣコンバータが記載されている。
なおスイッチングレギュレータの入力商用電源電流は整
流し平滑していったん直流に変換されるが、変換以降の
回路動作は最終の直流出力まで直流−直流変換器すなわ
ちＤＣ／ＤＣコンバータと見なせる。

【０００７】図11に示すように特開平４−４９８５２号
公報（第3の従来例）には、ＭＯＳトランジスタの駆動
回路が記載されている。なおここでのＭＯＳトランジス
タはスイッチングトランジスタのひとつであり、直流電
流をオン／オフして高周波電流に変換する半導体であ
る。また駆動回路は制御回路と起動回路である。

【０００８】第3の従来例において起動回路部分は、
「インピーダンス素子と・・・・・時定数回路」を設け
ることを提案している。さらに本公報中の実施例による
と上記インピーダンス素子はツェナーダイオードであ
り、上記時定数回路は抵抗とコンデンサとツェナーダイ
オードとなっている。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかるに第１の従来例
の起動回路は、ツェナーダイオードは１個のみ用いて単
一の出力電圧を安定化させようとするものであるから、
入力電源投入時段階的に上昇する電圧源すなわち起動時
必要な電圧源Ｖ１から定常時必要な電圧源Ｖ２への切り
替え機能を持つものではない。従って入力電源投入時の
起動回路はＶ１、Ｖ２の内片方のみに着目して動作させ
ざるを得ない。このことから上記切り替えは確実とは言
えず、また連続運転時に起動回路の電力損失（ロス）の
改善も多くを望めないという問題がある。

【００１０】次に第２の従来例の起動回路もツェナーダ
イオードは１個のみ用いて単一の出力電圧を安定化させ
ようとするものである。したがって入力電源投入時段階
的に上昇する電圧源すなわち起動時必要な電圧源Ｖ１か
ら定常時必要な電圧源Ｖ２への切り替え機能を持つもの
ではない。このことから上記切り替えを確実に行えるわ
けではなく、また連続運転時の動作安定性にも欠けると
いう問題点を有している。

【００１１】また第３の従来例は２つのツェナーダイオ
ードを用い、いずれもトランジスタのベースに接続して
いる点で本発明と関係するが、この起動回路は２つの起
動部からなるものではないし、当然それぞれのツェナー
ダイオードがそれぞれの起動部に属するものではない。
一方のツェナーダイオードは時定数回路を有効に動作さ
せる作用を担うもので、起動時必要な電圧源Ｖ１から定
常時必要な電圧源Ｖ２への切り替えは専ら時定数による
時間的なタイミングで行われる。

【００１２】従ってこのような構成では起動時の何らか
のトラブル、例えば電圧の立ち上がりが遅れたような場
合には有効な対策がとれず上記切り替えは確実とは言え
ない。また例えば一方のツェナーダイオードが故障した
場合のバックアップ機能を持つものでもないし、連続運
転時に起動回路の電力損失（ロス）の改善も多くを望め
ない。

【００１３】この他、実開昭６０−９３４９２号、実開
昭５９−１２６３２０号および特開昭５５−９７１８４
号には、ツェナーダイオードを有する起動回路を備えた
スイッチングレギュレータが記載されている。これらの
従来例では、詳細な説明中に動作の安定性と電力損失の
改善を主張したり、その他の目的や効果において本発明
と関係する部分もあるが、その起動回路はいずれも単一
のツェナーダイオードを用いたものである。上記第１乃
至３の従来例と比較しても動作の安定性や電力損失の改
善という面で特段に優れた構成ではなく、上記問題点を
解決するに至っていない。

【００１４】本発明の目的は、上記従来例の問題点を解
消し、起動回路の動作安定性を確保するとともに連続運
転時の電力損失（ロス）の大幅な低減を達成できるスイ
ッチングレギュレータを提供することである。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め鋭意研究の結果、本発明者らは、著しく構成を改善し
たスイッチングレギュレータに想到したものである。す
なわち本発明は、トランスの１次巻線に接続されたスイ
ッチングトランジスタをオン／オフ制御する制御回路
と、上記トランスから電源を供給して制御回路を起動さ
せる起動回路を備えたスイッチングレギュレータにおい
て、上記起動回路は共通の出力端を有する複数組の起動
部からなり、かつ前記複数組の起動部はそれぞれ、基準
電圧が互いに異なる定電圧素子とトランジスタとを有す
るように構成したスイッチングレギュレータである。

【００１６】また本発明において、上記複数組の起動部
は２組の起動部で構成された構造でもよい。

【００１７】また本発明において、上記起動部はそれぞ
れ、定電圧素子をベースに接続されエミッタがともに制
御回路の入力部に接続されたトランジスタを備えていて
もよい。

【００１８】また本発明において、上記定電圧素子はツ
ェナーダイオード、分圧抵抗、シャントレギュレータ及
び電池のうちの何れかに置き換えることができる。

【００１９】あるいは本発明において、上記定電圧素子
はツェナーダイオードと分圧抵抗またはシャントレギュ
レータとを組合せてもよい。

【００２０】また本発明において、上記定電圧素子はツ
ェナーダイオードまたは分圧抵抗と電池であってもよ
い。

【００２１】あるいは本発明のスイッチングレギュレー
タは、力率改善回路または力率改善素子を備えた構成と
してもよいし、その力率改善回路または力率改善素子
は、アクティブフィルタ回路、アクティブフィルタ素
子、高力率コンバータ、又は力率改善チョークとしても
よい。

【００２２】また本発明は、ＡＣ−ＤＣコンバータ、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−ＡＣインバータ、電源、ス
イッチングレキュレータ、液晶バックライト冷陰極管点
灯回路、ＥＬ板点灯回路、蛍光灯点灯回路、充電回路、
または電気自動車の充電回路に適用することができる。

【００２３】

【発明の実施の形態】以下本発明の詳細を図面により説
明する。本発明の一実施例に係るスイッチングレギュレ
ータの回路を図１に示す。

【００２４】交流電源Ｅは整流器Ｄ６で整流され、一端
ｂがチョークコイルＬ１とダイオードＤ３を介して高周
波トランスＴの１次巻線Ｎ１に接続される。この１次巻
線Ｎ１の他端はＭＯＳ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅ
ｍｉ−ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）型ＦＥＴ（ＦｉｅｌｄＥ
ｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）（Ｍ１）を介して
グランドＧに接続され、グランドＧは直接または抵抗Ｒ
６を介して前記整流器Ｄ６の他端ｃに接続される。ま
た、上記１次巻線Ｎ１及び上記ＭＯＳ型ＦＥＴ（Ｍ１）
と並列に電解コンデンサＣ３を接続する。更に上記ダイ
オードＤ３、上記１次巻線Ｎ１及び上記ＭＯＳ型ＦＥＴ
（Ｍ１）と並列に第２のＭＯＳ型ＦＥＴ（Ｍ２）が接続
される。

【００２５】上記高周波トランスＴの２次巻線Ｎ２の高
周波出力はＤ４、Ｄ５で整流され、チョークコイルＬ２
と電解コンデンサＣ４で平滑されて直流出力となる。

【００２６】さらに整流器Ｄ６の一端ｂは抵抗Ｒ５を介
して制御回路（ブロックで図示）の入力端子ａに接続さ
れ、この出力である２種類の制御信号はそれぞれ前記Ｍ
ＯＳ型ＦＥＴ（Ｍ１）、（Ｍ２）のゲート端子に投入さ
れ、これらのＦＥＴをオン／オフ制御する。

【００２７】前記制御回路を起動する起動回路は、上記
制御回路の入力端子ａとグランドとの間に接続され、か
つ前記高周波トランスＴの第３の巻線（補助巻線）Ｎ３
に接続される。

【００２８】次に、本発明の要部である上記起動回路の
構成について詳細に説明する。前記高周波トランスＴの
第３の巻線（補助巻線）Ｎ３は両端の端子ｄ、ｅと中間
の端子ｆとを有し、端子ｄはグランドＧに接続され、第
１、第２の起動部が端子ｄと端子ｅ、端子ｆとの間にそ
れぞれ形成され、それぞれの起動部の出力はいずれも制
御回路の入力端子ａに接続されている。

【００２９】第１の起動部は、符号でＲ１、Ｄ１、Ｃ
１、Ｒ３、ＺＤ１、Ｑ１より構成される。すなわち上記
端子ｅには順次、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１、電解コン
デンサＣ１が直列に接続されてグランドＧすなわち端子
ｄに接続されている。この結果上記ダイオードＤ１と電
解コンデンサＣ１との接続点ｇには、端子ｄ、ｅ間の電
圧に比例し、高周波トランスＴの二次側出力電圧に比例
する直流出力が得られる。

【００３０】この接続点ｇは第１のトランジスタＱ１の
コレクタに接続され、ベースは第１のツェナーダイオー
ドＺＤ１を介してグランドに接続される。さらにコレク
タはバイアス抵抗Ｒ３を介してベースと接続される。ま
たトランジスタＱ１のエミッタ出力は第１の起動部の出
力として接続点ａに接続され、制御回路へ入力される。

【００３１】上記第１の起動部の回路定数は、上記スイ
ッチングレギュレータの電源投入直後の起動、すなわち
ＦＥＴ（Ｍ２）の始動から例えばアクティブフィルタ回
路起動までの起動運転に最も適切な値となるように適宜
設定される。この起動運転期間は、例えば１００Ｖ商用
電源入力の場合、ｐ点−グランド間の電圧が０〜約１４
０Ｖ（≒１００・√２）であるような期間に相当する。

【００３２】また、第２の起動部は、符号でＲ２、Ｄ
２、Ｃ２、Ｒ４、ＺＤ２、Ｑ２より構成される。上記端
子ｆには順次、抵抗Ｒ２とダイオードＤ２と電解コンデ
ンサＣ２が直列に接続され、さらにグランドＧ（すなわ
ち端子ｄ）に接続されている。上記ダイオードＤ２と電
解コンデンサＣ２との接続点ｈは第２のトランジスタＱ
２のコレクタに接続される。トランジスタＱ２のベース
は第２のツェナーダイオードＺＤ２を介してグランドに
接続され、さらにコレクタはバイアス抵抗Ｒ４を介して
ベースと接続される。またトランジスタＱ２のエミッタ
出力は第２の起動部の出力として接続点ａに接続され、
第１の起動部の出力とともに制御回路へ入力される。

【００３３】このように構成された第２の起動部におい
ても、第１の起動部と同様に電解コンデンサＣ２の電圧
がツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧を超えると
トランジスタＱ２がオン状態となり、接続点ｈ−端子ａ
間が所定の低インピーダンスで接続される。また、接続
点ｈの電圧も高周波トランスＴの入力又は出力電圧に比
例した値である。

【００３４】上記第２の起動部の回路定数は、上記スイ
ッチングレギュレータの起動運転後から定常状態までの
定常運転にあわせる。すなわちＦＥＴ（Ｍ１）の始動か
ら例えばアクティブフィルタ回路が起動し上記スイッチ
ングレギュレータが定常状態になり安定運転に至るまで
の定常運転に最も適切な値となるように設定される。こ
の定常運転までの期間は、例えば１００Ｖ商用電源入力
の場合、ｐ点−グランド間の電圧が約１４０Ｖ〜Ｖｍ
（Ｖｍ＝約１８７〜３８０Ｖ≒１３２・√２〜２６４・
√２Ｖ）であるような期間に相当する。

【００３５】また、回路中の他の位置に適宜、抵抗素
子、容量素子あるいは誘導素子等の受動素子を挿入して
もよいが、図１では発明の本質に係る部品のみを記載し
他の部品をできるだけ省略して説明を簡素化している。

【００３６】さらにトランジスタＱ１、Ｑ２はいわゆる
ＮＰＮ型トランジスタを用いているがＰＮＰ型のトラン
ジスタ又はＦＥＴとすることもできるし、トランジスタ
の設定はいわゆるエミッタフォロワー方式でもよい。た
だし、これらに適合するように周辺部品の定数変更や配
線や極性の変更を要することは言うまでもない。

【００３７】また、ツェナーダイオードは、標準電圧を
設定できる素子であれば、分圧抵抗や電池のようなもの
に一方又は両方を置換してもよい。特にシャントレギュ
レータのような能動素子を用いた場合は、スイッチング
レギュレータの出力電圧の変動に対しても迅速に応答し
運転の安定化ができる。

【００３８】以上のように構成したスイッチングレギュ
レータおよびその起動回路の動作を図２、３を用いて以
下に説明する。まず、負荷の電圧変動はｐ点の電圧変動
に比例するので、例えばアクティブフィルタを有する商
用電源入力のスイッチングレギュレータの場合、電源ス
イッチを投入してから定常運転に至るまでのｐ点の電圧
変動は図２の（イ）のような経過を辿る。すなわち、ス
イッチ投入（時間ｔ＝０）直後からＦＥＴ（Ｍ１）が作
動して起動運転状態に入り、まもなく約１４０Ｖの一定
の電圧値に達する。その後、アクティブフィルタ回路が
起動する時間ｔ＝ｔ１でＦＥＴ（Ｍ２）が作動し、その
後、約３８０Ｖの一定電圧値に達して定常運転状態とな
る。

【００３９】この時、本発明による起動回路の動作は、
第１の起動部、トランジスタＱ１のコレクタ電圧（ｇ
点）は図３（ロ）の経過、第２の起動部、トランジスタ
Ｑ２のコレクタ電圧（ｈ点）は図３（ハ）の経過を辿
る。また、トランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ電圧は端
子ａが共通であるために、図３（ニ）のように、時間ｔ
＝ｔ１以降僅かな電圧（Ｑ１、Ｑ２の設定電圧差であり
Ｑ２のほうが高め）上昇後一定値に安定する。

【００４０】従来の起動回路が１つの起動部からなるス
イッチングレギュレータにおいては、コレクタ電圧もエ
ミッタ電圧も例えば図３（ハ）（ニ）のような経過を辿
る。従って起動は巧くできるが、定常状態時のコレクタ
電圧が高いためトランジスタにくわわる電圧が高くなり
多量の電力損失を継続することとなる、従って、このよ
うな起動回路は、絶え間なく過大のエネルギーをジュー
ル熱として消費することとなる。一方、電圧設定を下げ
（ロ）又はこれに比例した経過を辿らせれば定常運転時
のエネルギーロスは少ないが、起動が円滑に行えない。

【００４１】しかるに本発明においては（ニ）のような
経過を辿るので起動に十分な電圧が印加され、なおかつ
定常運転時のエネルギーロスは少なくてすむ。ここで
は、ツェナーダイオードＺＤ１、２のそれぞれのツェナ
ー電圧ＶＺ１、ＶＺ２は、ＶＺ２＞ＶＺ１と設定され
る。このことにより起動回路の電力は自動的にＱ１から
Ｑ２へ引き継がれ、上述の（ニ）のような動作が得られ
るものである。

【００４２】なお、アクティブフィルタ回路を持ったス
イッチングレギュレータ（本実施例）の場合は、動作を
より確実にするために図４に示すような回路としてもよ
い。

【００４３】本発明の他の実施例である、ＡＣ／ＤＣコ
ンバータを、図５により説明する。本発明をこのコンバ
ータの起動回路に適用するときは、以下に記す第３の起
動部を加えることが望ましい。すなわちこの起動部は、
抵抗Ｒ７、トランジスタＱ３、及びツェナーダイオード
ＺＤ３によって次のように構成される。

【００４４】図１中の抵抗Ｒ５と制御回路の入力端との
間を切り離して抵抗Ｒ５側端子をｑ点とし、制御回路側
端子をｒ点とする。ｑ点はトランジスタＱ３のコレクタ
に接続され、該トランジスタＱ３のベースーグランド間
にはツェナー電圧がＶＺ３（ボルト）であってＶＺ３＜
ＶＺ１＜ＶＺ２であるようなツェナーダイオードが接続
される。コレクタ−ベース間にはバイアス抵抗Ｒ７を設
ける。このようにして得られた出力は、エミッタ端子を
介してr点すなわちａ点に投入される。また、本実施例
中では抵抗Ｒ６は直結（Ｒ６＝０オーム）とする。

【００４５】かかる第３の起動部を接続すると、ツェナ
ーダイオードＺＤ３のツェナー電圧がＶＺ３に至るまで
は第１、２の起動部は、作動しない。従って、電源投入
直後の起動時の電圧立ち上げがほぼ無負荷状態で行われ
るため、起動回路の効率向上ができる。

【００４６】本発明の他の実施例である、ＤＣ／ＤＣコ
ンバータについて、図６を用いて説明する。このコンバ
ータ回路の特徴の一つに、電源入力が直流であるため起
動回路を始めとする各回路構成が単純化できることがあ
げられる。

【００４７】直流電源の正極は高周波トランスの１次巻
線Ｎ１１、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１１）を介してグランドに
接続し、負極に帰還して閉ループを形成している。また
上記高周波トランスの２次巻線Ｎ１２の出力はダイオー
ドＤ１４、Ｄ１５、チョークコイルＬ１２及び電解コン
デンサＣ１４で直流に変換されて直流出力となる。

【００４８】高周波トランスの３次巻線（補助巻線）Ｎ
１３の両端である端子ｓ，ｕ間には第１の起動部が形成
される。すなわち端子ｓはグランドに接続され、端子ｕ
は抵抗Ｒ１１を介してダイオードＤ１１に接続され、さ
らにトランジスタＱ１１のコレクタに接続される。この
トランジスタＱ１１のエミッタは制御回路の入力端に繋
続され、ベースはツェナーダイオードＺＤ１１を介して
グランドＧ又は端子ｓに接続される。

【００４９】第２の起動部は上記直流電源の正極とグラ
ンド間に形成される。すなわち正極は抵抗Ｒ１５を介し
てトランジスタＱ１２のコレクタに接続される。上記ト
ランジスタＱ１２のエミッタは制御回路の入力端とな
り、ベースはツェナーダイオードＺＤ１２を介してグラ
ンドＧ又は端子ｓに接続される。ベース−コレクタ間に
はバイアス抵抗Ｒ１４が配置される。

【００５０】このような第１、２の起動部から入力され
た起動信号は制御回路中で制御信号に変換されて上記Ｍ
ＯＳＦＥＴ（Ｍ１１）のゲートに加えられ、このＦＥＴ
の発振を制御する。

【００５１】このような回路の基本動作は図１の場合と
同様である。また、各抵抗の抵抗値の取扱い方や、ツェ
ナーダイオードに換えて分圧抵抗やシャントレギュレー
タを用いてもよい点や、あるいはトランジスタの形式を
バイポーラ又はＦＥＴにしてもよい点なども、図１の場
合と同様である。

【００５２】なお、分圧抵抗を採用した回路例は図７
に、またシャントレギュレータを採用した回路例は図８
に、いずれもトランジスタ周辺の要部に限定して示す。

【００５３】なお、本発明において、スイッチングレギ
ュレータの構成は図１のものに限らず、次のような構成
であってもよい。例えば入力が直流のＤＣ／ＤＣコンバ
ータ、出力が高周波の各種インバータのように回路の一
部を省略した構成がある。また、力率改善回路または力
率改善素子、ノイズフィルタ、安全や回路保護に係る回
路、電流や電圧の調整回路等のように回路の一部を付加
した構成がある。さらに、ＭＯＳ型ＦＥＴ（Ｍ２）をト
ランジスタと抵抗に置き換えるように機能の等価な別素
子や別回路に置換した構成もある。

【００５４】以上、実施例を以て説明したように、負荷
の起動時から定常時までの電圧立ち上がり状況に合わせ
てツェナーダイオードの定格を選定すれば、本発明の起
動回路を用いることによって、最も高効率での起動運転
及び定常運転が達成できる。特に安定化電源の負荷変動
が大きければ大きいほど効果は著しい。

【００５５】このような本発明の他の適用例としては、
例えば蛍光灯点灯回路（インバータバラスト）の場合、
調光運転時の回路損失を低減できる。また、冷陰極管点
灯回路に本発明を適用した場合には低温環境下での点灯
が確実で、なおかつ点灯後の定常運転ロスが低減でき
る。さらに、ＥＬ板（エレクトロルミネッセンスボー
ド）点灯回路に本発明を適用した場合には起動時の電圧
立ち上げを緩やかにする制御が可能となり、ＥＬ板の寿
命を長くすることができる。

【００５６】あるいは、急速充電回路に本発明を適用し
たところ、従来の重大課題であった急速充電完了後すな
わち定常運転移行後の電力損失をほぼ皆無とすることが
できる。

【００５７】

【発明の効果】本発明によれば、起動時の負荷変動に対
して最も効率的な２つの起動部を自動的に切り替え、制
御回路の入力信号とすることができる。すなわち、起動
回路の動作安定性が確保できるとともに連続運転時の電
力損失（ロス）の大幅な低減が達成できる。従って、高
効率の高周波電源、例えばスイッチングレギュレータや
ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例に係るスイッチングレギュレ
ータの回路図である。

【図２】高周波トランスの入力電圧の立ち上がり特性を
説明する説明図である。

【図３】本発明の一実施例に係るトランジスタのコレク
タ電圧及びエミッタ電圧の立ち上がり特性を示す説明図
である。

【図４】本発明の他の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバー
タの回路図である。

【図５】本発明の他の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバー
タの回路図である。

【図６】本発明の他の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバー
タの回路図である。

【図７】本発明の他の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバー
タの回路図である。

【図８】本発明の他の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバー
タの回路図である。

【図９】従来例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図で
ある。

【図１０】従来例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図
である。

【図１１】従来例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図
である。

【符号の説明】

Ｎ１、２、３高周波トランスの巻き線Ｍ１、２ＭＯＳ型ＦＥＴＱ１、２トランジスタＤ１、２、３ダイオードＺＤ１、２ツェナーダイオードＬ１、２インダクタＣ１、２、３電解コンデンサＲ１、２、３抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】トランスの１次巻線に接続されたスイッ
チングトランジスタをオン／オフ制御する制御回路と、
上記トランスから電源を供給して制御回路を起動させる
起動回路を備えたスイッチングレギュレータにおいて、
上記起動回路は共通の出力端を有する複数組の起動部か
らなり、かつ前記複数組の起動部はそれぞれ、基準電圧
が互いに異なる定電圧素子とトランジスタとを有するこ
とを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項２】上記複数組の起動部は２組の起動部で構
成されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチ
ングレギュレータ。
【請求項３】上記起動部はそれぞれ、定電圧素子をベ
ースに接続されエミッタがともに制御回路の入力部に接
続されたトランジスタを備えていることを特徴とする請
求項１又は２のいずれかに記載のスイッチングレギュレ
ータ。
【請求項４】上記定電圧素子はツェナーダイオード、
分圧抵抗、シャントレギュレータ及び電池のうちの何れ
かであることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに
記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項５】上記定電圧素子はツェナーダイオードと
分圧抵抗またはシャントレギュレータのいずれかである
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のス
イッチングレギュレータ。
【請求項６】上記定電圧素子はツェナーダイオード若
しくは分圧抵抗及び電池であることを特徴とする請求項
１乃至３のいずれかに記載のスイッチングレギュレー
タ。
【請求項７】上記スイッチングレギュレータは力率改
善回路または力率改善素子のいずれかを備えていること
を特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載のスイッ
チングレギュレータ。
【請求項８】上記力率改善回路または力率改善素子
は、アクティブフィルタ回路、アクティブフィルタ素
子、高力率コンバータ及び力率改善チョークのうちの何
れかであることを特徴とする請求項７記載のスイッチン
グレギュレータ。