JPH03141597A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、スイッチング電源装置に間するものであり、
例えば、放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置など
に用いられるものである。

［従来の技術］ 第７図は従来のインバータ装置の概略構成を示している
。以下、その回路構成について説明する。

直流電源Ｅ、には、スイッチング素子Ｔｒ＋を介してイ
ンダクタＬ１が接続されている。スイッチング素子Ｔｒ
１の両端には、逆流阻止用のダイオードＤ１を介して平
滑用のコンデンサＣ１が接続されている。スイッチング
素子Ｔｒ、はチョッパー制御回路５ａにより高周波でス
イッチングされる。スイッチング素子Ｔｒ、がオンのと
きには、直流電源Ｅ＋からインダクタＬＩ、スイッチン
グ素子Ｔｒ１を介して電流が流れて、インダクタＬ、に
電磁エネルギーが蓄積される０次に、スイッチング素子
Ｔ、ｒがオフめときには、インダクタＬ１に蓄積された
電磁エネルギーにより、インダクタＬ１に電流を流し続
ける方向に起電力が発生し、この起電力が直流電源Ｅ、
の電圧と加算されて、ダイオードＤを介してコンデンサ
ＣＩに充電される。これにより、コンデンサＣ１には直
流電源ＥＩよりも高い直流電圧が得られる。以上により
、昇圧型のチョッパー装置１が構成されている。

次に、インバータ装置２では、チョッパー装置１から出
力される直流電力を高周波電力に変換し、限流用のイン
ダクタＬｓを介して負荷３に供給する。インバータ装置
２の構成は特に限定されるものではないが、入力直流電
力をスイッチングするために、１個又は２個以上のスイ
ッチング素子を備えている。このスイッチング素子は、
インバータ制御回路５ｂにより高周波でスイッチングさ
れる。チョッパー装置１及びインバータ装置２における
限流用のインダクタＬ　＋　、　Ｌ　３には、それぞれ
２次巻線Ｌ　２　、　Ｌ　４が設けられている。２次巻
線Ｌ２に得られた電力は、インバータ制御回路５ｂに供
給され、同回路の動作電源とされている。また、２次巻
線Ｌ４に得られた電力は、チョッパー制御回路５ａに供
給され、同回路の動作電源とされている。

［発明が解決しようとする課題］ ところが、上記の従来例においては、チョッパー装置１
の出力電力あるいはインバータ装置２の出力電力が変化
すると、２次巻線Ｌ　２　、　Ｌ　４からの供給電力が
変化するという問題がある。

今、第７図に示す従来例において、インバータ装置２を
除外して、第８図に示すように、チョッパー装置１のみ
について検討する。この装置において、負荷３に対して
多くのエネルギーを与える場合には、スイッチング素子
Ｔｒ＋のオン期間を長くして、インダクタＬＩに流れる
電流１１を増大させる必要がある。ここで、インダクタ
Ｌ１とその２次巻線Ｌ２との相互インダクタンスをＭと
すると、Ｖ　Ｌ２　＝　Ｍ　（Δ１．／Δｔ）となるか
ら、インダクタＬ１に流れる電流１１が増大すると、そ
の２次巻線Ｌ２に得られる電圧ＶＬ２も増大する０反対
に、負荷３に対して与えるエネルギーが少ない場合には
、スイッチング素子Ｔｒ＋のオン期間を短くして、イン
ダクタＬ１に流れる電流■１を減少させる必要があるが
、この場合、インダクタＬ１の２次巻線Ｌ２に得られる
電圧ＶＬ２も減少する。このため、負荷３に供給される
電力と、インダクタＬ１の２次巻線Ｌ２に得られる電圧
ＶＬ２の関係は、第９図に示すようになる。

同様に、第７図に示すインバータ装置２においても、限
流用のインダクタし、の２次巻線Ｌ４に得られる電圧は
、負荷３への供給電力により大きく変動する。したがっ
て、第７図に示す従来例では、チョッパー制御回路５ａ
やインバータ制御回路５ｂに安定した電源供給を行うこ
とができないという問題があった。

本発明はこのような点に濫みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、チョッパー装置とインバータ装
置を備えるスイッチング電源装置において、負荷への供
給電力に拘わらず、チョッパー装置のインダクタとイン
バータ装置のインダクタから安定した電力を得られるよ
うにすることにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１
図に示すように、入力電源を直流電源に変換するチョッ
パー装置１と、チョッパー装置１の出力電力を高周波電
力に変換して負荷３に供給するインバータ装置２とから
なり、インバータ装置２は負荷３への供給電力が増大す
ると共振電流が減少するような共振回路を備えるスイッ
チング電源装置であって、チョッパー装置１のスイッチ
ング電流が流れるインダクタＬ１の２次巻線Ｌ２の出力
と、インバータ装置２の共振電流が流れるインダクタし
、の２次巻線Ｌ４の出力とを合成する合成回路４を備え
ることを特徴とするものである。

ここで、インバータ装置２の回路構成について説明する
。スイッチング素子Ｔ　ｒ　２　、　Ｔ　ｒ　＊の直列
回路はインバータ装置２の直流入力端に接続されている
。一方のスイッチング素子Ｔｒｚには、限流及び共振用
のインダクタし、と、直流カット用のコンデンサＣ８を
介して、共振用のコンデンサＣ９と負荷３の並列回路が
接続されている。スイッチング素子Ｔｒ２．Ｔｒ３は制
御回路５により高周波的に交互にオン・オフされる。ス
イッチング素子Ｔｒ２がオンのときには、コンデンサＣ
１からインダクタし１、コンデンサＣ４及び負荷３、コ
ンデンサＣ８を介して電流が流れる。スイッチング素子
Ｔｒ＝がオンのときには、コンデンサＣ，を電源として
、コンデンサＣ１及び負荷３、インダクタＬ５、スイッ
チング素子Ｔｒ、を介して電流が流れる。これにより、
負荷３には高周波電流が流れる。インダクタＬ３とコン
デンサＣｓは共振回路を構成しており、コンデンサＣ９
の両端に発生する共振電圧が負荷３に印加される。直流
カット用のコンデンサＣ８は、共振用のコンデンサＣ１
よりも容量が大きく、共振には寄与しない。

なお、インバータ装置２は図示された回路構成に限定さ
れるものではなく、負荷３への供給電力が増大すると共
振電流が減少するような共振回路を備えていれば良い。

［作用］ 第２図は本発明に用いるインバータ装置２の共振特性を
示している０図中、Ａは無負荷時の共振特性曲線であり
、ｆＡは無負荷共振周波数である。

また、Ｂは負荷があるときの共振特性曲線であり、ｆ８
は負荷があるときの共振周波数である。負荷があるとき
のインバータ装置２の動作周波数は次のように設定され
る。

（ｉ）無負荷時に遅相モードで動作し、負荷があるとき
も遅相モードで動作するインバータでは、無負荷時の動
作周波数Ｌ（＞ｆＡ）での共振電流を■。

とじ、負荷があるときに共振電流がＩｏとなる動作周波
数をｆｏ（＞ｆａ）とすると、負荷があるときの動作周
波数ｆは、ｆ０≦ｆ≦ｆ１の範囲に設定する。

（ｉｉ）無負荷時に遅相モードで動作し、負荷があると
きは進相モードで動作するインバータでは、無負荷時の
動作周波数Ｌ（＞ｆＡ）での共振電流を工。

とじ、負荷があるときに共振電流が工。となる動作周波
数をｆｏ’（＜ｆａ）とすると、負荷があるときの動作
周波数ｆは、ｒ≦（、＋の範囲に設定する。

（苗）無負荷時に進相モードで動作し、負荷があるとき
は遅相モードで動作するインバータでは、無負荷時の動
作周波数ｆ１′（＜ｆＡ）での共振電流をＩｏとし、負
荷があるときに共振電流がＩｏとなる動作周波数を「。

（＞ｆａ）とすると、負荷があるときの動作周波数ｆは
、ｆ０≦ｆ≦ｆ１”の範囲に設定する。

（ｉｖ）無負荷時に進相モードで動作し、負荷があると
きも進相モードで動作するインバータでは、無負荷時の
動作周波数ｒ１°（＜ｆＡ）での共振電流を１、とじ、
負荷があるときに共振電流がＩｏとなる動作周波数をｆ
。’（＜ｒｅ）とすると、負荷があるときの動作周波数
ｆは、ｒ≦ｆ０゛の範囲に設定する。

以上の（ｉ）〜（ｉｖ）に示す条件を満たすインバータ
装置２では、負荷があるときの共振電流は、無負荷時の
共振電流よりも減少する。一方、チョッパー装置１では
、上述のように、負荷があるときのスイッチング電流は
、無負荷時のスイッチング電流よりも増加する。したが
って、チョッパー装置１のスイッチング電流とインバー
タ装置２の共振電流を合成すれば、安定した出力を得る
ことができる。

し実施例１〕 第３図は本発明の第１実施例の回路図である。

以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅ１に
は、電源スィッチＳＷ１とトランジスタＱを介してイン
ダクタし、が接続されており、トランジスタＱ、の両端
には、逆流阻止用のダイオードＤ、を介して平滑用のコ
ンデンサＣ１が接続されている。トランジスタＱ１はチ
ョッパー制御回路５＆の出力により高周波でスイッチン
グされる。

まず、トランジスタＱ１がオン状態のとき、直流電源Ｅ
、からの直流電流はトランジスタＱ１を介してインダク
タＬＩに流れ、インダクタＬ１にエネルギーが蓄えられ
る０次に、トランジスタＱ１がオフ状態になると、イン
ダクタＬ１はその両端に電圧を発生し、直流電源Ｅ、の
電圧にインダクタＬの両端電圧を加えた電圧が、ダイオ
ードＤ、を介してコンデンサＣＩに印加される。これに
より、直流電源Ｅ１の電圧よりも高い電圧をコンデンサ
Ｃ１に得ることができる０以上によりチョッパー装置１
が構成されている０次に、インバータ装置２の構成につ
いて説明する。

コンデンサＣＩの両端には、トランジスタＱ　２１Ｑ、
の直列回路が並列接続され、各トランジスタＱ　＝　、
　Ｑ　３にはそれぞれダイオードＤ、、Ｄ、が逆並列接
続されている。トランジスタＱ２の両端には、インダク
タＬ　ｏ　、　Ｌ　３、コンデンサＣ１を介して、放電
灯Ｚが接続されている。放電灯Ｚの非電源側にはコンデ
ンサＣ，が並列接続されている。インダクタＬ　ｏ　、
　Ｌ　ｙはコンデンサＣ９と共にＬＣ共振回路を構成し
、負荷電流は振動電流となる。したがって、インダクタ
し、の２次巻線Ｌ５には、負荷に流れる振動電流に応じ
て極性の変化する電圧が誘起され、この誘起電圧をトラ
ンジスタＱ２のベース・エミッタ間に印加して、トラン
ジスタＱ２をスイッチングさせる。トランジスタＱ、の
ベースには、インバータ制御回路５ｂの出力信号が供給
されている。インバータ制御回路５ｂは、トランジスタ
Ｑ３の両端電圧を検出して、トランジスタＱ。

の両端電圧が立ち下がってから所定時間トランジスタＱ
、をオンさせるものである。

このインバータ装置２は、電源スィッチＳＷが投入され
たときに、自励発振動作を開始するための起動回路を備
えている。この起動回路は電源投入によりコンデンサＣ
２が抵抗Ｒ２を介して充電され、その充電電圧がダイア
ックＤ　Ａ　＋のブレークオーバー電圧に達するとダイ
アックＤＡ、がオンし、トランジスタＱ、のベースにダ
イアックＤＡ、を介してベース電流を流してトランジス
タＱ３を最初にオン動作させ、発振動作を開始させるも
のである。トランジスタＱ３がオンになると、その両端
電圧が°’Ｌｏｗ”レベルになる。これにより、インバ
ータ制御回路５ｂがトリガーされて、その出力が’Ｈｉ
ｇｈ”レベルとなり、トランジスタＱ３のオン状態が維
持される。トランジスタＱ、がオンすると、ダイオード
Ｄ、が導通して、コンデンサＣ２は充電されなくなるの
で、起動回路は停止する。このとき、インダクタし、の
２次巻線り、は、トランジスタＱ２のベース・エミッタ
間に逆バイアスの電圧を印加するような極性に巻かれて
いるので、トランジスタＱ２はオフ状態を維持する。

次に、所定時間の経過後に、インバータ制御回路５ｂの
出力は“Ｌｏｗ”レベルとなり、トランジスタＱ、はオ
フ状態になる。トランジスタＱ、がオフすると、トラン
ジスタＱ、のコレクタ電流が減少することによりインダ
クタＬ、、Ｌ、の残留インダクタンスは逆の誘起電圧を
発生し、インダクタＬ０゜Ｌ、に流れる振動電流は同一
方向に流れようとするので、ダイオードＤ、が導通ずる
。また、インダクタし、の２次巻線り、が逆の誘起電圧
を発生することにより、トランジスタＱ２が順バイアス
されて、トランジスタＱ２はオン状層となる。ダイオー
ドＤ、の電流がゼロになると、コンデンサＣ。

の蓄積電荷を電源としてトランジスタＱ２に電流が流れ
る。このとき、インダクタＬ、、Ｌ、のコアは飽和磁束
に向かって直線的に磁化される。やがて、コアが飽和磁
束に達すると、インダクタンスは急激にゼロの方向に向
かい、その結果、トランジスタＱ２のコレクタ電流の時
間変化分は無限大となる。トランジスタＱ２のコレクタ
電流がベース電流のｈｆｅ倍に達すると、トランジスタ
Ｑ２は不飽和状態となり、２次巻線り、により帰還され
るベース電流が減少してトランジスタＱ２はオフする。

トランジスタＱ２がオフした後も、インダクタＬ　ｏ　
、　Ｌ　３に流れる振動電流は同一方向に流れようとす
るので、ダイオードＤ、が導通し、インダクタし１、放
電灯Ｚ、コンデンサＣ８、インダクタＬ０の経路で電流
が流れる。ダイオードＤ、が導通ずると、トランジスタ
Ｑ３の両端電圧はゼロになるので、インバータ制御回路
５ｂがトリガーされて、インバータ制御回路５ｂの出力
が“Ｈｉｇｈ”レベルになり、トランジスタＱ、は順バ
イアスされる。

ダイオードＤ、に流れる振動電流がゼロになった後は、
コンデンサＣ１からインダクタＬ０、コンデンサＣ６、
放電灯Ｚ、インダクタＬ１、トランジスタＱ３の経路で
電流が流れる。以下、上述の動作を繰り返すことにより
、インバータの発振動作が継続される。

インバータ制御回路５ｂは汎用の集積回路（例えば日本
電気製μＰＤ４５３８）よりなる単安定マルチバイブレ
ータＩＣ２を備えている。この単安定マルチバイブレー
タ■Ｃ２は、立ち下がりトリガー入力端子Ｂが″Ｈｉｇ
ｈ”レベルから°’Ｌｏｗ”レベルに変化した後、一定
時間は出力端子ＱがＨｉｇｈ”レベル、出力端子ｑが“
Ｌｏｗ”レベルとなる０本実施例では、トランジスタＱ
、の両端電圧を抵抗Ｒ１゜Ｒ４の直列回路で分圧するこ
とにより検出し、単安定マルチバイブレータＩＣ２のト
リガー信号としている。コンデンサＣ６はノイズ防止用
である。

単安定マルチバイブレータＩＣ２の出力端子Ｑが’Ｈｉ
ｇｈ”レベルになる時間（出力端子ｑが“ＬｏＩＩｌ″
レベルになる時間）は、抵抗Ｒ８とコンデンサＣ７の時
定数で決定される。出力端子Ｑは駆動用のトランジスタ
Ｑ７のベースに接続され、出力端子互は駆動用のトラン
ジスタＱ、のベースに接続されている。トランジスタＱ
７のコレクタは抵抗Ｒ１２を介してコンデンサＣ１ｏの
正極に、トランジスタＱ。

のエミッタはコンデンサＣＩＧの負極に、それぞれ接続
され、トランジスタＱ７のエミッタとトランジスタＱ８
のコレクタは、トランジスタＱ、のベースに接続されて
いる。したがって、単安定マルチバイブレータＩ　Ｃ２
は、トランジスタＱ、のオン期間を決めるためのタイマ
ー回路として動作する。

次に、チョッパー制御回路５ａは汎用のスイッチングレ
ギュレータ制御用の集積回路（例えば三菱電機株式会社
製造のＭ５Ｔ４９４）よりなる発振回路ＩＣ，を備えて
いる。この発振回路ＩＣ，はコンデンサＣ１〜Ｃ１及び
抵抗Ｒ，〜ＲＩＯ，ＲＩ４を接続され、コンデンサＣ３
と抵抗Ｒ１の時定数で決まる周期で出力端子（８番ビン
）を開放状態と接地状態とに交互に切り替える。コンデ
ンサＣ１゜の電圧は、抵抗Ｒ，，Ｒ，の直列回路により
分圧されて、トランジスタＱ６のベースに印加されてお
り、このトランジスタＱ、のベースには発振回路ＩＣ，
の出力端子（８番ビン）が接続されている。したがって
、トランジスタＱ、は発振回路ＩＣ，の発振周期に従っ
てオン・オフされる。トランジスタＱ６のコレクタは抵
抗Ｒ５を介してプルアップされているので、そのコレク
タ電位は発振回路ＩＣ，の発振周期に等しい矩形波電圧
となる。この電圧をトランジスタＱ、、Ｑ５よりなるト
ーテムポール回路を介してチョッパー装置１のトランジ
スタＱ１に供給している。

本実施例にあっては、チョッパー装置１におけるインダ
クタＬ１の２次巻線Ｌ２と、インバータ装置２における
インダクタし３の２次巻線り、を直列接続し、両２次巻
線Ｌ　２　、　Ｌ　＜から出力される電流により、ダイ
オードＤ６と抵抗Ｒ１３を介してコンデンサＣ１゜を充
電し、ツェナーダイオードＺＤでコンデンサＣＩＧの電
圧を規制して、チョッパー制御回路５ａとインバータ制
御回路５ｂの動作電源を得ている。なお、電源スィッチ
ＳＷ、の投入時には、チョッパー装置１が動作していな
いので、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣｌを充電するも
のである。これによりチョッパー制御回路５ａとインバ
ータ制御回路５ｂが動作を開始し、チョッパー装置１が
動作することにより、コンデンサＣ０が充電され、コン
デンサＣ２の電圧が上昇し、ダイアックＤ　Ａ　＋が導
通して、インバータ装置２が動作する。その後は、イン
ダクタＬ　＋　、　Ｌ　３の２次巻線Ｌ２．Ｌ、に得ら
れる起電圧によりコンデンサＣ１゜が充電される。

このように、本実施例にあっては、チョッパー装置１の
スイッチング電流が流れるインダクタＬの２次巻線Ｌ２
に得られる起電圧と、インバータ装置２の共振電流が流
れるインダクタし、の２次巻線Ｒ４に得られる起電圧と
の合成電圧によりコンデンサＣ１゜が充電されるもので
あるから、いずれか一方の電圧が低下しても他方の電圧
は上昇するので、動作電圧の不足が生じることはない。

［実施例２］ 第４図は本発明の第２実施例の回路図である。

本実施例にあっては、チョッパー装置におけるスイッチ
ング電流が流れるインダクタＬ１に一対の２次巻ｉｔ！
　Ｌ　２　、　Ｌ　＠を設け、インバータ装置における
共振電流が流れるインダクタし、にも一対の２次巻線り
、、Ｌ、を設けている。そして、チョッパー装置におけ
るインダクタし、の一方の２次巻線Ｌ２とインバータ装
置におけるインダクタし、の−方の２次巻線り、を直列
接続し、両２次巻線Ｌ２゜Ｒ４の出力を合成して、放電
灯Ｚの一方のフィラメントを予熱すると共に、チョッパ
ー装置におけるインダクタし、の他方の２次巻線Ｌ６と
インバータ装置におけるインダクタし、の他方の２次巻
線り、を直列接続し、両２次巻線Ｌ　ｓ　、　Ｌ　＝の
出力を合成して、放電灯Ｚの他方のフィラメントを予熱
するようにしたものである。

本実施例にあっては、放電灯Ｚの各フィラメントがチョ
ッパー装置に流れるスイッチング電流とインバータ装置
に流れる共振電流の合成電流により予熱されているので
、安定した電流で予熱を行うことができるものである。

なお、制御回路における動作電流不足を補うために、抵
抗ＲＩ５を追加している。

［実施例３］ 第５図は本発明の第３実施例の回路図である。

本実施例にあっては、チョッパー装置におけるインダク
タし、の２次巻線Ｌ２をダイオードＤ２を介してコンデ
ンサＣ５゜に接続し、インバータ装置におけるインダク
タし、の２次巻線Ｌ４をダイオードＤ６を介してコンデ
ンサＣ１゜に接続している０両２次巻線Ｌ　２　、　Ｌ
−の出力電圧のうち、２次巻線Ｌ２の出力電圧の方が高
い場合には、ダイオードＤ２が導通し、コンデンサＣ７
゜は２次巻線Ｌ２の出力により充電され、ダイオードＤ
６は遮断状態となる０反対に、２次状ｆｉＬ、の出力電
圧の方が高い場合には、ダイオードＤ６が導通し、コン
デンサＣ３゜は２次巻線Ｌ４の出力により充電され、ダ
イオードＤ２は遮断状態となる。したがって、本実施例
にあっては、両２次巻線Ｌ　２　、　Ｌ　４の出力電圧
のうち、いずれか高い方の出力電圧によりコンデンサＣ
１゜が充電されることになり、制御回路の電源電圧が低
下することは防止できる。

［実施例４］ 第６図は本発明の第４実施例の回路図である。

本実施例にあっては、チョッパー装置におけるインダク
タＬ、の２次巻線Ｌ２と、インバータ装置におけるイン
ダクタし、の２次巻線Ｌ４を直列接続し、両２次巻線り
、、Ｌ、から出力される電流により、ダイオードＤ、と
抵抗Ｒ１３を介してコンデンサＣを充電し、コンパレー
タＣＰの基準電圧を得ている。スイッチング素子Ｑ、に
は低抵抗Ｒ＋６が直列接続されている。インバータ装置
に過電流が流れると、この低抵抗Ｒ４の両端電圧が増大
し、この電圧がコンデンサＣ１に得られる基準電圧を越
えると、コンパレータＣＰの出力がＬｏｗ”レベルとな
るので、トランジスタＱ、、Ｑ、への給電が停止され、
インバータ装置の発振は停止する。これにより、本実施
例では、インバータ装置に基準値以上の過電流が流れる
ことを防止することができるものである。

［発明の効果コ 本発明にあっては、上述のように、チョッパー装置とイ
ンバータ装置とを組み合わせたスイッチング電源装置に
おいて、負荷への供給電力が増大すると共振電流が減少
するような共振回路をインバータ装置に備え、チョッパ
ー装置のスイッチング電流が流れるインダクタの２次巻
線出力と、インバータ装置の共振電流が流れるインダク
タの２次巻線出力とを合成するようにしたから、チョッ
パー装置及びインバータ装置におけるインダクタの２次
巻線から得られる出力を、負荷への供給電力に拘わらず
安定した出力とすることできるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示すブロック回路図、第２
図は同上の動作説明図、第３図は本発明の第１実施例の
回路図、第４図は本発明の第２実施例の回路図、第５図
は本発明の第３実施例の回路図、第６図は本発明の第４
実施例の回路図、第７図は従来例の概略構成を示すブロ
ック回路図、第８図は同上に用いるチョッパー装置の回
路図、第９図は同上の動作説明図である。 １はチョッパー装置、２はインバータ装置、３は負荷、
４は合成回路、５は制御回路、Ｌ　＋　、　Ｌ　３はイ
ンダクタ、Ｌ、、Ｌ、は２次巻線である。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力電源を直流電源に変換するチョッパー装置と
   、チョッパー装置の出力電力を高周波電力に変換して負
   荷に供給するインバータ装置とからなり、インバータ装
   置は負荷への供給電力が増大すると共振電流が減少する
   ような共振回路を備えるスイッチング電源装置であって
   、チョッパー装置のスイッチング電流が流れるインダク
   タの２次巻線出力と、インバータ装置の共振電流が流れ
   るインダクタの２次巻線出力とを合成する合成回路を備
   えることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. （２）合成回路は大きい方の２次巻線出力を合成出力と
   する回路であることを特徴とする請求項１記載のスイッ
   チング電源装置。
3. （３）合成回路は両２次巻線出力を重畳した出力を合成
   出力とする回路であることを特徴とする請求項１記載の
   スイッチング電源装置。