JP3200871B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JP3200871B2 JP3200871B2 JP14363091A JP14363091A JP3200871B2 JP 3200871 B2 JP3200871 B2 JP 3200871B2 JP 14363091 A JP14363091 A JP 14363091A JP 14363091 A JP14363091 A JP 14363091A JP 3200871 B2 JP3200871 B2 JP 3200871B2
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- Japan
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- transistor
- switching element
- capacitor
- diode
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Landscapes
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、蛍光灯などの放電灯を
インバータ装置によって高周波点灯させる放電灯点灯装
置におけるインバータの制御方式に関するものであり、
特に、インバータの起動方式に関するものである。
インバータ装置によって高周波点灯させる放電灯点灯装
置におけるインバータの制御方式に関するものであり、
特に、インバータの起動方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のインバータ装置の回路図を図７に
示す。この回路は、平滑コンデンサＣ 0 間に形成される
直流電源を入力とし、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 と、それ
らの各エミッタ抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 、及びダイオードＤ1 ，
Ｄ2 で構成された直列インバータによって高周波電圧を
発生し、チョークコイルＬとコンデンサＣ3 の直列共振
回路によって得られた共振電圧を放電灯負荷Ｌａに印加
して高周波点灯させるものである。上記トランジスタＱ
1 ，Ｑ2 は、ベーストランスＢＴによって得られた帰還
電流によりベース抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 を介して交互にオン・
オフされるものであり、自励式のインバータ回路を構成
している。
示す。この回路は、平滑コンデンサＣ 0 間に形成される
直流電源を入力とし、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 と、それ
らの各エミッタ抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 、及びダイオードＤ1 ，
Ｄ2 で構成された直列インバータによって高周波電圧を
発生し、チョークコイルＬとコンデンサＣ3 の直列共振
回路によって得られた共振電圧を放電灯負荷Ｌａに印加
して高周波点灯させるものである。上記トランジスタＱ
1 ，Ｑ2 は、ベーストランスＢＴによって得られた帰還
電流によりベース抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 を介して交互にオン・
オフされるものであり、自励式のインバータ回路を構成
している。
【０００３】また、抵抗Ｒ5 とコンデンサＣ2 及びトリ
ガー素子Ｑ3 は起動回路を構成している。電源投入時、
端子Ｘ，Ｙ間に交流電源の整流出力が印加されると、平
滑コンデンサＣ0 に直流電圧が得られて、抵抗Ｒ5 を介
してコンデンサＣ2 が充電される。コンデンサＣ2 の電
圧がトリガー素子Ｑ3 のブレークオーバー電圧に達する
と、トリガー素子Ｑ3 が導通し、コンデンサＣ2 の電荷
でトランジスタＱ2 にベース電流を流してインバータを
起動させるものである。なお、インバータが起動された
後は、ダイオードＤ3 を介してコンデンサＣ2 の電荷が
放電されるので、起動回路は動作を停止するものであ
る。
ガー素子Ｑ3 は起動回路を構成している。電源投入時、
端子Ｘ，Ｙ間に交流電源の整流出力が印加されると、平
滑コンデンサＣ0 に直流電圧が得られて、抵抗Ｒ5 を介
してコンデンサＣ2 が充電される。コンデンサＣ2 の電
圧がトリガー素子Ｑ3 のブレークオーバー電圧に達する
と、トリガー素子Ｑ3 が導通し、コンデンサＣ2 の電荷
でトランジスタＱ2 にベース電流を流してインバータを
起動させるものである。なお、インバータが起動された
後は、ダイオードＤ3 を介してコンデンサＣ2 の電荷が
放電されるので、起動回路は動作を停止するものであ
る。
【０００４】この従来例はベーストランスＢＴを用いて
２石のトランジスタＱ1 ，Ｑ2 を自励駆動しているの
で、回路構成が簡単で小型且つ安価なインバータ装置を
実現できることから広く普及しているが、その反面、出
力を可変とすることが困難である等、制御性に欠けると
いう問題があった。
２石のトランジスタＱ1 ，Ｑ2 を自励駆動しているの
で、回路構成が簡単で小型且つ安価なインバータ装置を
実現できることから広く普及しているが、その反面、出
力を可変とすることが困難である等、制御性に欠けると
いう問題があった。
【０００５】図８は上記従来例におけるインバータの制
御性を改善した第２の従来例である。まず、ブロック
は補助電源回路であり、平滑コンデンサＣ0から抵抗Ｒ
6 を介して平滑コンデンサＣ5 に低圧の直流電圧を充電
し、過電圧防止用のツェナダイオードＤＺで電圧規制し
て、ブロックとに動作電源を供給している。ブロッ
クは図７の従来例で説明したのと同じ起動回路であ
る。
御性を改善した第２の従来例である。まず、ブロック
は補助電源回路であり、平滑コンデンサＣ0から抵抗Ｒ
6 を介して平滑コンデンサＣ5 に低圧の直流電圧を充電
し、過電圧防止用のツェナダイオードＤＺで電圧規制し
て、ブロックとに動作電源を供給している。ブロッ
クは図７の従来例で説明したのと同じ起動回路であ
る。
【０００６】ブロックはスイッチングトランジスタＱ
2 をＯＮ／ＯＦＦ駆動するための駆動回路であり、トラ
ンジスタＱ4 ，Ｑ5 と抵抗Ｒ11よりなる。ブロックか
らの制御信号がＨｉｇｈレベルのときはトランジスタＱ
4 はＯＮ、トランジスタＱ5 はＯＦＦとなり、スイッチ
ングトランジスタＱ2 をＯＮ駆動する。また、ブロック
からの制御信号がＬｏｗレベルのときはトランジスタ
Ｑ4 はＯＦＦとなり、スイッチングトランジスタＱ2 を
ＯＦＦ駆動する。
2 をＯＮ／ＯＦＦ駆動するための駆動回路であり、トラ
ンジスタＱ4 ，Ｑ5 と抵抗Ｒ11よりなる。ブロックか
らの制御信号がＨｉｇｈレベルのときはトランジスタＱ
4 はＯＮ、トランジスタＱ5 はＯＦＦとなり、スイッチ
ングトランジスタＱ2 をＯＮ駆動する。また、ブロック
からの制御信号がＬｏｗレベルのときはトランジスタ
Ｑ4 はＯＦＦとなり、スイッチングトランジスタＱ2 を
ＯＦＦ駆動する。
【０００７】ブロックは、トランジスタＱ2 のＯＮ／
ＯＦＦ制御信号を発生するための制御回路である。この
回路は、抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 ，Ｒ9 ，Ｒ10と可変抵抗ＶＲ、
単安定マルチバイブレータＭＶ、コンデンサＣ6 ，
Ｃ7 、ダイオードＤ4 及び反転回路Ｎ1 で構成され、ト
ランジスタＱ2 のコレクタ電位の立ち下がりを抵抗
Ｒ7 ，Ｒ8 により検出し、反転回路Ｎ1 により波形整形
して、コンデンサＣ6 と抵抗Ｒ 9 よりなる微分回路によ
り微分して、単安定マルチバイブレータＭＶをトリガー
し、可変抵抗ＶＲとコンデンサＣ7 の時定数で定まる一
定時間だけ、ワンショットのパルス信号を発生し、抵抗
Ｒ10を介して、ブロックにトランジスタＱ2 のＯＮ／
ＯＦＦ制御信号を出力するものである。
ＯＦＦ制御信号を発生するための制御回路である。この
回路は、抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 ，Ｒ9 ，Ｒ10と可変抵抗ＶＲ、
単安定マルチバイブレータＭＶ、コンデンサＣ6 ，
Ｃ7 、ダイオードＤ4 及び反転回路Ｎ1 で構成され、ト
ランジスタＱ2 のコレクタ電位の立ち下がりを抵抗
Ｒ7 ，Ｒ8 により検出し、反転回路Ｎ1 により波形整形
して、コンデンサＣ6 と抵抗Ｒ 9 よりなる微分回路によ
り微分して、単安定マルチバイブレータＭＶをトリガー
し、可変抵抗ＶＲとコンデンサＣ7 の時定数で定まる一
定時間だけ、ワンショットのパルス信号を発生し、抵抗
Ｒ10を介して、ブロックにトランジスタＱ2 のＯＮ／
ＯＦＦ制御信号を出力するものである。
【０００８】この回路では、トランジスタＱ1 はベース
トランスＢＴにより自励駆動し、トランジスタＱ2 は駆
動回路と制御回路により同期駆動したものである。
トランジスタＱ2 のオン時間幅は制御回路の可変抵抗
ＶＲにより制御可能とされており、これによりインバー
タの出力を可変としたものである。図中、Ｃ1 は直流成
分カット用のカップリング・コンデンサであり、Ｃ4 は
共振用及びフィラメント予熱用のコンデンサである。
トランスＢＴにより自励駆動し、トランジスタＱ2 は駆
動回路と制御回路により同期駆動したものである。
トランジスタＱ2 のオン時間幅は制御回路の可変抵抗
ＶＲにより制御可能とされており、これによりインバー
タの出力を可変としたものである。図中、Ｃ1 は直流成
分カット用のカップリング・コンデンサであり、Ｃ4 は
共振用及びフィラメント予熱用のコンデンサである。
【０００９】以下、上記の回路の動作について説明す
る。電源投入時、端子Ｘ，Ｙ間に交流電源の整流出力が
印加されると、コンデンサＣ0 に直流電圧が得られて、
起動回路によりトランジスタＱ2 のベースにトリガー
信号が入力される。一方、補助電源回路のコンデンサ
Ｃ5 に制御電源が確保されて、駆動回路と制御回路
が動作可能な状態となる。トランジスタＱ２のベースに
トリガー信号が入力されるごとに、トランジスタＱ2 が
ＯＮ／ＯＦＦ動作を開始し、インダクタＬとコンデンサ
Ｃ1 ,Ｃ4 から成る直列共振回路に微弱ながら電流が流
れるため、ベーストランスＢＴの２次巻線に起電力を生
じ、これによってトランジスタＱ1 にもベース電流が流
れて、トランジスタＱ1 もＯＮ／ＯＦＦ動作を始める。
トランジスタＱ1 がＯＮのときは、トランジスタＱ2 の
コレクタ電位はほぼ電源電圧と等しくなるが、トランジ
スタＱ1 がＯＦＦした瞬間に、インダクタＬの蓄積エネ
ルギーが負荷ＬａとダイオードＤ2 を介して放出される
ので、トランジスタＱ2 のコレクタ電位はほぼゼロレベ
ルまで立ち下がる。この立ち下がり信号を、抵抗Ｒ7，
Ｒ8 の分圧回路で検出し、反転回路Ｎ1 で反転及び波形
整形し、コンデンサＣ 6 と抵抗Ｒ9 の微分回路でパルス
信号として、単安定マルチバイブレータＭＶに入力すれ
ば、可変抵抗ＶＲとコンデンサＣ4 の時定数で定まる期
間、トランジスタＱ2のＯＮ制御信号を発生させること
ができる。
る。電源投入時、端子Ｘ，Ｙ間に交流電源の整流出力が
印加されると、コンデンサＣ0 に直流電圧が得られて、
起動回路によりトランジスタＱ2 のベースにトリガー
信号が入力される。一方、補助電源回路のコンデンサ
Ｃ5 に制御電源が確保されて、駆動回路と制御回路
が動作可能な状態となる。トランジスタＱ２のベースに
トリガー信号が入力されるごとに、トランジスタＱ2 が
ＯＮ／ＯＦＦ動作を開始し、インダクタＬとコンデンサ
Ｃ1 ,Ｃ4 から成る直列共振回路に微弱ながら電流が流
れるため、ベーストランスＢＴの２次巻線に起電力を生
じ、これによってトランジスタＱ1 にもベース電流が流
れて、トランジスタＱ1 もＯＮ／ＯＦＦ動作を始める。
トランジスタＱ1 がＯＮのときは、トランジスタＱ2 の
コレクタ電位はほぼ電源電圧と等しくなるが、トランジ
スタＱ1 がＯＦＦした瞬間に、インダクタＬの蓄積エネ
ルギーが負荷ＬａとダイオードＤ2 を介して放出される
ので、トランジスタＱ2 のコレクタ電位はほぼゼロレベ
ルまで立ち下がる。この立ち下がり信号を、抵抗Ｒ7，
Ｒ8 の分圧回路で検出し、反転回路Ｎ1 で反転及び波形
整形し、コンデンサＣ 6 と抵抗Ｒ9 の微分回路でパルス
信号として、単安定マルチバイブレータＭＶに入力すれ
ば、可変抵抗ＶＲとコンデンサＣ4 の時定数で定まる期
間、トランジスタＱ2のＯＮ制御信号を発生させること
ができる。
【００１０】以上のような動作により、トランジスタＱ
1 はベーストランスＢＴによって自励駆動され、また、
トランジスタＱ2 はコレクタ電位の立ち下がりに同期し
て一定時間オン駆動され、安定したインバータ動作に入
る。なお、単安定マルチバイブレータＭＶの時定数を可
変抵抗ＶＲで可変とすることにより、トランジスタＱ 2
のオン駆動時間を制御することができ、これによって、
インバータの出力制御が容易となる。
1 はベーストランスＢＴによって自励駆動され、また、
トランジスタＱ2 はコレクタ電位の立ち下がりに同期し
て一定時間オン駆動され、安定したインバータ動作に入
る。なお、単安定マルチバイブレータＭＶの時定数を可
変抵抗ＶＲで可変とすることにより、トランジスタＱ 2
のオン駆動時間を制御することができ、これによって、
インバータの出力制御が容易となる。
【００１１】このような従来例においては、インバータ
の出力を制御可能とすることにより、特に蛍光灯を負荷
とした高周波点灯装置においては、フィラメントの適正
予熱制御や、始動制御、並びに調光制御などが容易とな
る。しかしながら、トランジスタＱ2 の制御及び駆動の
ための回路構成が複雑であるので、制御電源の安定的な
確保が不可欠となる。この結果、駆動回路と制御回路
を動作させるための補助電源回路の電力損失が大き
くなり、発熱を抑えるためにも、装置の形状が大きくな
るという問題がある。
の出力を制御可能とすることにより、特に蛍光灯を負荷
とした高周波点灯装置においては、フィラメントの適正
予熱制御や、始動制御、並びに調光制御などが容易とな
る。しかしながら、トランジスタＱ2 の制御及び駆動の
ための回路構成が複雑であるので、制御電源の安定的な
確保が不可欠となる。この結果、駆動回路と制御回路
を動作させるための補助電源回路の電力損失が大き
くなり、発熱を抑えるためにも、装置の形状が大きくな
るという問題がある。
【００１２】図９は別の従来例の回路図である。ブロッ
クＡは起動回路であり、その構成及び動作は上記各従来
例の場合と同様である。ブロックＢは充放電回路であ
り、ダイオードＤ5 ，Ｄ6 によりコンデンサＣ8を充放
電するように構成されている。ブロックＣは補助電源回
路であり、ブロックＤ，Ｅに直流低電圧を給電するもの
である。つまり、図８の回路では、インバータ入力電源
より、抵抗Ｒ6 を介して得ていた制御用の補助電源を、
図９の回路では、スイッチングトランジスタＱ2 のコレ
クタからコンデンサＣ8 、ダイオードＤ5 を介して得て
いる。そして、コンデンサＣ8 の蓄積電荷は、ダイオー
ドＤ6 を介して放出されるように構成している。したが
って、補助電源回路Ｃにおける電力損失は少なくなる。
クＡは起動回路であり、その構成及び動作は上記各従来
例の場合と同様である。ブロックＢは充放電回路であ
り、ダイオードＤ5 ，Ｄ6 によりコンデンサＣ8を充放
電するように構成されている。ブロックＣは補助電源回
路であり、ブロックＤ，Ｅに直流低電圧を給電するもの
である。つまり、図８の回路では、インバータ入力電源
より、抵抗Ｒ6 を介して得ていた制御用の補助電源を、
図９の回路では、スイッチングトランジスタＱ2 のコレ
クタからコンデンサＣ8 、ダイオードＤ5 を介して得て
いる。そして、コンデンサＣ8 の蓄積電荷は、ダイオー
ドＤ6 を介して放出されるように構成している。したが
って、補助電源回路Ｃにおける電力損失は少なくなる。
【００１３】ブロックＤは駆動回路であり、抵抗Ｒ12，
Ｒ13，Ｒ14とコンデンサＣ9 、トランジスタＱ7 及びダ
イオードＤ7 よりなり、ブロックＥのコンパレータＣＰ
のオープンコレクタ出力が高インピーダンス状態になる
と、抵抗Ｒ14，Ｒ13を介してトランジスタＱ7 にベース
電流が流れて、トランジスタＱ7 がオンになり、ダイオ
ードＤ7 と抵抗Ｒ12及びトランジスタＱ7 を介してトラ
ンジスタＱ6 にベース電流が流れて、トランジスタＱ6
がオンになり、これによって、トランジスタＱ 2 は強制
的にオフされる。
Ｒ13，Ｒ14とコンデンサＣ9 、トランジスタＱ7 及びダ
イオードＤ7 よりなり、ブロックＥのコンパレータＣＰ
のオープンコレクタ出力が高インピーダンス状態になる
と、抵抗Ｒ14，Ｒ13を介してトランジスタＱ7 にベース
電流が流れて、トランジスタＱ7 がオンになり、ダイオ
ードＤ7 と抵抗Ｒ12及びトランジスタＱ7 を介してトラ
ンジスタＱ6 にベース電流が流れて、トランジスタＱ6
がオンになり、これによって、トランジスタＱ 2 は強制
的にオフされる。
【００１４】ブロックＥはタイマー回路であり、抵抗Ｒ
15，Ｒ16，Ｒ17，Ｒ18と可変抵抗ＶＲ、トランジスタＱ
8 ，Ｑ9 、コンデンサＣ10及びオープンコレクタ型のコ
ンパレータＣＰよりなる。オープンコレクタ出力型のコ
ンパレータＣＰの反転入力（−）端子には、補助電源回
路Ｃの電圧を抵抗Ｒ18と可変抵抗ＶＲで分圧した基準電
圧を与え、非反転入力（＋）端子には、抵抗Ｒ15とコン
デンサＣ10よりなる積分回路の積分電圧を与える。積分
用コンデンサＣ10の両端にはトランジスタＱ8 が接続さ
れており、トランジスタＱ8 のベースには、トランジス
タＱ9 が接続されている。そして、トランジスタＱ9 の
ベースは抵抗Ｒ17を介してベーストランスＢＴのトラン
ジスタＱ2 を駆動するための２次巻線に接続されてい
る。このタイマー回路Ｅは、ベーストランスＢＴの２次
巻線出力によりトランジスタＱ2 がオンした時点から一
定時間後に駆動回路ＤによりトランジスタＱ6 をオンさ
せて、強制的にトランジスタＱ2 をオフさせるように動
作する。ベーストランスＢＴの２次巻線出力によりトラ
ンジスタＱ2 がオン駆動されていないときには、トラン
ジスタＱ9 はオフ、トランジスタＱ8 はオンであり、コ
ンデンサＣ10は放電されている。その後、ベーストラン
スＢＴの２次巻線出力によりトランジスタＱ9 がオン、
トランジスタＱ8 がオフになると、コンデンサＣ10が抵
抗Ｒ15を介して充電される。その充電電圧が抵抗Ｒ18と
可変抵抗ＶＲの分圧電圧を越えると、コンパレータＣＰ
の出力がＬｏｗレベルから高インピーダンス状態に変化
し、トランジスタＱ7 ，Ｑ6 がオンになり、トランジス
タＱ2 が強制的にオフされる。
15，Ｒ16，Ｒ17，Ｒ18と可変抵抗ＶＲ、トランジスタＱ
8 ，Ｑ9 、コンデンサＣ10及びオープンコレクタ型のコ
ンパレータＣＰよりなる。オープンコレクタ出力型のコ
ンパレータＣＰの反転入力（−）端子には、補助電源回
路Ｃの電圧を抵抗Ｒ18と可変抵抗ＶＲで分圧した基準電
圧を与え、非反転入力（＋）端子には、抵抗Ｒ15とコン
デンサＣ10よりなる積分回路の積分電圧を与える。積分
用コンデンサＣ10の両端にはトランジスタＱ8 が接続さ
れており、トランジスタＱ8 のベースには、トランジス
タＱ9 が接続されている。そして、トランジスタＱ9 の
ベースは抵抗Ｒ17を介してベーストランスＢＴのトラン
ジスタＱ2 を駆動するための２次巻線に接続されてい
る。このタイマー回路Ｅは、ベーストランスＢＴの２次
巻線出力によりトランジスタＱ2 がオンした時点から一
定時間後に駆動回路ＤによりトランジスタＱ6 をオンさ
せて、強制的にトランジスタＱ2 をオフさせるように動
作する。ベーストランスＢＴの２次巻線出力によりトラ
ンジスタＱ2 がオン駆動されていないときには、トラン
ジスタＱ9 はオフ、トランジスタＱ8 はオンであり、コ
ンデンサＣ10は放電されている。その後、ベーストラン
スＢＴの２次巻線出力によりトランジスタＱ9 がオン、
トランジスタＱ8 がオフになると、コンデンサＣ10が抵
抗Ｒ15を介して充電される。その充電電圧が抵抗Ｒ18と
可変抵抗ＶＲの分圧電圧を越えると、コンパレータＣＰ
の出力がＬｏｗレベルから高インピーダンス状態に変化
し、トランジスタＱ7 ，Ｑ6 がオンになり、トランジス
タＱ2 が強制的にオフされる。
【００１５】この回路では、電源が投入されると、起動
回路Ａによりインバータが動作を始めるが、ベーストラ
ンスＢＴには、トランジスタＱ2 を駆動するための２次
巻線が追加されているので、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 と
もにベーストランスＢＴの２次巻線によって駆動され、
図７の従来例で説明した通りの自励発振動作を行う。イ
ンバータが自励発振動作を開始すると、コンデンサＣ8
とダイオードＤ5 を介して平滑コンデンサＣ5 が充電さ
れ、その充電電圧が充分に高くなると、駆動回路Ｄとタ
イマー回路Ｅが動作可能となる。すなわち、ベーストラ
ンスＢＴによってトランジスタＱ1 がオフするタイミン
グで、トランジスタＱ2 をオンする起電力が生じ、トラ
ンジスタＱ1 がオフ、トランジスタＱ2 がオンとなった
とき、同時に抵抗Ｒ17を介してトランジスタＱ9 がオン
となり、トランジスタＱ8 がオフされるため、抵抗Ｒ15
を介して積分コンデンサＣ10の電位が上昇し、抵抗Ｒ18
と可変抵抗ＶＲで設定された基準電位に達すると、コン
パレータＣＰが動作し、抵抗Ｒ14を介してトランジスタ
Ｑ7 ，Ｑ6 がオンする。これにより、トランジスタＱ2
のベースがトランジスタＱ6 にて短絡され、トランジス
タＱ2 はオフされる。同時に、ベーストランスＢＴによ
ってトランジスタＱ1 がオンし、以下、同様の動作を繰
り返す。
回路Ａによりインバータが動作を始めるが、ベーストラ
ンスＢＴには、トランジスタＱ2 を駆動するための２次
巻線が追加されているので、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 と
もにベーストランスＢＴの２次巻線によって駆動され、
図７の従来例で説明した通りの自励発振動作を行う。イ
ンバータが自励発振動作を開始すると、コンデンサＣ8
とダイオードＤ5 を介して平滑コンデンサＣ5 が充電さ
れ、その充電電圧が充分に高くなると、駆動回路Ｄとタ
イマー回路Ｅが動作可能となる。すなわち、ベーストラ
ンスＢＴによってトランジスタＱ1 がオフするタイミン
グで、トランジスタＱ2 をオンする起電力が生じ、トラ
ンジスタＱ1 がオフ、トランジスタＱ2 がオンとなった
とき、同時に抵抗Ｒ17を介してトランジスタＱ9 がオン
となり、トランジスタＱ8 がオフされるため、抵抗Ｒ15
を介して積分コンデンサＣ10の電位が上昇し、抵抗Ｒ18
と可変抵抗ＶＲで設定された基準電位に達すると、コン
パレータＣＰが動作し、抵抗Ｒ14を介してトランジスタ
Ｑ7 ，Ｑ6 がオンする。これにより、トランジスタＱ2
のベースがトランジスタＱ6 にて短絡され、トランジス
タＱ2 はオフされる。同時に、ベーストランスＢＴによ
ってトランジスタＱ1 がオンし、以下、同様の動作を繰
り返す。
【００１６】図９の従来例では、可変抵抗ＶＲによりコ
ンパレータＣＰの基準電位を変えることによって、トラ
ンジスタＱ2 をオフさせるまでのタイマー時間を変える
ことができ、したがって、インバータの出力制御が容易
となる。この回路では、インバータが安定動作するまで
の間において、図８で述べたような安定した制御電源は
必要でなく、インバータの自励発振動作後、インバータ
の出力の一部で制御電源を得ることができるため、制御
電源回路の電力損失が少なく、装置全体の形状も小型化
できる。
ンパレータＣＰの基準電位を変えることによって、トラ
ンジスタＱ2 をオフさせるまでのタイマー時間を変える
ことができ、したがって、インバータの出力制御が容易
となる。この回路では、インバータが安定動作するまで
の間において、図８で述べたような安定した制御電源は
必要でなく、インバータの自励発振動作後、インバータ
の出力の一部で制御電源を得ることができるため、制御
電源回路の電力損失が少なく、装置全体の形状も小型化
できる。
【００１７】しかしながら、このようなインバータ制御
方式では、トランジスタＱ2 のオン時間幅を自励発振動
作時よりも小さくして、出力を低減するような制御とな
っているので、高出力から低出力まで、制御範囲を広げ
るには、自励発振動作時のトランジスタＱ2 のオン時間
幅、換言すれば、出力を十分大きく設定する必要があ
る。このため、起動回路Ａによってインバータが自励発
振動作を開始するとき、例えば、予めフィラメントを予
熱して始動させる蛍光灯負荷のように、スタンバイされ
ていない状態の負荷に、出力が最大の状態である自励発
振動作時の出力が印加されるので、負荷寿命の短縮、回
路部品へのストレス増大等の問題を生じ、システムの信
頼性の点から好ましくない。
方式では、トランジスタＱ2 のオン時間幅を自励発振動
作時よりも小さくして、出力を低減するような制御とな
っているので、高出力から低出力まで、制御範囲を広げ
るには、自励発振動作時のトランジスタＱ2 のオン時間
幅、換言すれば、出力を十分大きく設定する必要があ
る。このため、起動回路Ａによってインバータが自励発
振動作を開始するとき、例えば、予めフィラメントを予
熱して始動させる蛍光灯負荷のように、スタンバイされ
ていない状態の負荷に、出力が最大の状態である自励発
振動作時の出力が印加されるので、負荷寿命の短縮、回
路部品へのストレス増大等の問題を生じ、システムの信
頼性の点から好ましくない。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した従
来例の欠点に鑑みてなされたものであり、出力を可変制
御できる制御性の高いインバータ装置において、制御電
源回路の小型化と低損失化を図るとともに、電源投入時
の負荷への過大出力を抑制して、信頼性の高いインバー
タ装置を提供することを目的とするものである。
来例の欠点に鑑みてなされたものであり、出力を可変制
御できる制御性の高いインバータ装置において、制御電
源回路の小型化と低損失化を図るとともに、電源投入時
の負荷への過大出力を抑制して、信頼性の高いインバー
タ装置を提供することを目的とするものである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】図１のインバータ装置で
は、上記の課題を解決するために、スイッチングトラン
ジスタＱ2 を駆動するためのベーストランスＢＴの２次
巻線からダイオードＤ 7 を介してコンデンサＣ5 を充電
し、このコンデンサＣ5 の充電電圧を制御回路Ｇの動作
電源電圧としたものである。コンデンサＣ5 を充電する
ダイオードＤ7 には、図２に示すように、低インピーダ
ンスの抵抗Ｒ19を直列的に接続しても良い。また、図３
に示すように、ベーストランスＢＴの２次巻線を巻き上
げて、その巻き上げた端部から、ダイオードＤ7を介し
てコンデンサＣ5 を充電することが好ましい。なお、ス
イッチングトランジスタＱ1 の側にも、図４に示すよう
に、同様の回路を設けても構わない。
は、上記の課題を解決するために、スイッチングトラン
ジスタＱ2 を駆動するためのベーストランスＢＴの２次
巻線からダイオードＤ 7 を介してコンデンサＣ5 を充電
し、このコンデンサＣ5 の充電電圧を制御回路Ｇの動作
電源電圧としたものである。コンデンサＣ5 を充電する
ダイオードＤ7 には、図２に示すように、低インピーダ
ンスの抵抗Ｒ19を直列的に接続しても良い。また、図３
に示すように、ベーストランスＢＴの２次巻線を巻き上
げて、その巻き上げた端部から、ダイオードＤ7を介し
てコンデンサＣ5 を充電することが好ましい。なお、ス
イッチングトランジスタＱ1 の側にも、図４に示すよう
に、同様の回路を設けても構わない。
【００２０】さらに、図５に示すように、インバータ回
路の高周波出力により、制御電源用のコンデンサＣ5 を
充電する場合には、その充電電圧をベーストランスＢＴ
の２次巻線出力のピーク電圧値よりも高く設定すること
が好ましい。また、図６に示すように、制御電源用のコ
ンデンサＣ5 と、過大出力防止用のコンデンサＣ50をダ
イオードＤ9 で分離すれば、ベーストランスＢＴの２次
巻線回路を制御回路の電源とは独立して設計できるの
で、好都合である。
路の高周波出力により、制御電源用のコンデンサＣ5 を
充電する場合には、その充電電圧をベーストランスＢＴ
の２次巻線出力のピーク電圧値よりも高く設定すること
が好ましい。また、図６に示すように、制御電源用のコ
ンデンサＣ5 と、過大出力防止用のコンデンサＣ50をダ
イオードＤ9 で分離すれば、ベーストランスＢＴの２次
巻線回路を制御回路の電源とは独立して設計できるの
で、好都合である。
【００２１】
【作用】図１に示す回路では、スイッチングトランジス
タＱ2 を駆動するためのベーストランスＢＴの２次巻線
出力により、ダイオードＤ7 を介してコンデンサＣ5 を
充電し、このコンデンサＣ5 の充電電圧を制御回路Ｇの
動作電源電圧としているので、電源投入直後には、コン
デンサＣ5 の充電電圧が低いことから、スイッチングト
ランジスタＱ2 の駆動電力がコンデンサＣ5 にバイパス
されることになり、これにより、スイッチングトランジ
スタＱ2 のオン期間が短くなって、インバータ装置は微
弱な発振で動作を開始する。そして、コンデンサＣ5 の
充電電圧が上昇すると、スイッチングトランジスタＱ2
の駆動電力が増加するが、そのときには、スイッチング
トランジスタＱ2がオンした後、一定時間後に制御回路
ＧによりトランジスタＱ6 をオンさせることにより、ス
イッチングトランジスタＱ2 のオン時間を制限し、過大
な出力が生じることはない。本発明の更に詳しい作用に
ついては、以下に述べる実施例の説明において詳述され
る。
タＱ2 を駆動するためのベーストランスＢＴの２次巻線
出力により、ダイオードＤ7 を介してコンデンサＣ5 を
充電し、このコンデンサＣ5 の充電電圧を制御回路Ｇの
動作電源電圧としているので、電源投入直後には、コン
デンサＣ5 の充電電圧が低いことから、スイッチングト
ランジスタＱ2 の駆動電力がコンデンサＣ5 にバイパス
されることになり、これにより、スイッチングトランジ
スタＱ2 のオン期間が短くなって、インバータ装置は微
弱な発振で動作を開始する。そして、コンデンサＣ5 の
充電電圧が上昇すると、スイッチングトランジスタＱ2
の駆動電力が増加するが、そのときには、スイッチング
トランジスタＱ2がオンした後、一定時間後に制御回路
ＧによりトランジスタＱ6 をオンさせることにより、ス
イッチングトランジスタＱ2 のオン時間を制限し、過大
な出力が生じることはない。本発明の更に詳しい作用に
ついては、以下に述べる実施例の説明において詳述され
る。
【００２２】
【実施例】図１は本発明の第１実施例の回路図である。
以下、本実施例の回路構成について説明する。交流電源
の整流出力が印加される電源端子Ｘ，Ｙには、平滑コン
デンサＣ0 が接続されている。平滑コンデンサＣ0 に
は、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 をそれぞれ逆並列接続された
スイッチング用のトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の直列回路が
接続されており、各トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のエミッタ
には、それぞれ抵抗Ｒ 3 ，Ｒ4 が直列的に挿入されてい
る。これらの抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 は、通称エミッタ抵抗と呼
ばれる負帰還抵抗であり、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のオ
ーバードライブ防止用である。トランジスタＱ2 のコレ
クタと電源端子Ｙの間には、ベーストランスＢＴの１次
巻線とインダクタＬを介して、負荷ＬａとコンデンサＣ
3 の並列回路が接続されている。ベーストランスＢＴは
２つの２次巻線を備えている。一方の２次巻線は抵抗Ｒ
1 ，Ｒ3 を介してトランジスタＱ1 のベース・エミッタ
間に接続されている。また、他方の２次巻線は抵抗
Ｒ2 ，Ｒ4 を介してトランジスタＱ2 のベース・エミッ
タ間に接続されると共に、ダイオードＤ7 を介してコン
デンサＣ5 にも接続されている。コンデンサＣ5 に得ら
れる直流低電圧は制御回路Ｇと他の回路Ｆに供給されて
いる。抵抗Ｒ5 とコンデンサＣ2 、トリガー素子Ｑ3 及
びダイオードＤ3 は、上述の図７で説明したのと同様の
起動回路を構成している。
以下、本実施例の回路構成について説明する。交流電源
の整流出力が印加される電源端子Ｘ，Ｙには、平滑コン
デンサＣ0 が接続されている。平滑コンデンサＣ0 に
は、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 をそれぞれ逆並列接続された
スイッチング用のトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の直列回路が
接続されており、各トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のエミッタ
には、それぞれ抵抗Ｒ 3 ，Ｒ4 が直列的に挿入されてい
る。これらの抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 は、通称エミッタ抵抗と呼
ばれる負帰還抵抗であり、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のオ
ーバードライブ防止用である。トランジスタＱ2 のコレ
クタと電源端子Ｙの間には、ベーストランスＢＴの１次
巻線とインダクタＬを介して、負荷ＬａとコンデンサＣ
3 の並列回路が接続されている。ベーストランスＢＴは
２つの２次巻線を備えている。一方の２次巻線は抵抗Ｒ
1 ，Ｒ3 を介してトランジスタＱ1 のベース・エミッタ
間に接続されている。また、他方の２次巻線は抵抗
Ｒ2 ，Ｒ4 を介してトランジスタＱ2 のベース・エミッ
タ間に接続されると共に、ダイオードＤ7 を介してコン
デンサＣ5 にも接続されている。コンデンサＣ5 に得ら
れる直流低電圧は制御回路Ｇと他の回路Ｆに供給されて
いる。抵抗Ｒ5 とコンデンサＣ2 、トリガー素子Ｑ3 及
びダイオードＤ3 は、上述の図７で説明したのと同様の
起動回路を構成している。
【００２３】次に、制御回路の構成について説明する。
トランジスタＱ2 のベースと電源端子Ｙの間には、トラ
ンジスタＱ6 のコレクタ・エミッタ間が接続されてい
る。このトランジスタＱ6 は、定常時にトランジスタＱ
2 のＯＮデューティを制御するためのもので、制御回路
Ｇによって駆動される。制御回路Ｇでは、コンデンサＣ
5 の電圧を抵抗Ｒ18と可変抵抗ＶＲで分圧して、コンパ
レータＣＰの反転入力端子（−）に基準電圧として印加
している。また、コンデンサＣ5 の電圧により、抵抗Ｒ
15を介してコンデンサＣ10を充電し、このコンデンサＣ
10の充電電圧を、コンパレータＣＰの非反転入力端子
（＋）に印加している。コンデンサＣ10の両端には、充
電電荷を放電するためのトランジスタＱ8 が並列接続さ
れている。トランジスタＱ8 のベースには、抵抗Ｒ16を
介してコンデンサＣ5 によりバイアスを与えられてい
る。トランジスタＱ8 のベース・エミッタ間には、トラ
ンジスタＱ9 が接続されている。トランジスタＱ9 のベ
ース・エミッタ間には、抵抗Ｒ17を介してベーストラン
スＢＴの２次巻線が接続されている。コンパレータＣＰ
は、オープンコレクタ出力型であり、コンデンサＣ10の
充電電圧が可変抵抗ＶＲの基準電圧未満であるときに
は、コンパレータＣＰの出力はＬｏｗレベルとなり、コ
ンデンサＣ10の充電電圧が可変抵抗ＶＲの基準電圧以上
であるときには、コンパレータＣＰの出力は高インピー
ダンス状態となる。コンパレータＣＰの出力は、トラン
ジスタＱ7 のベースに接続されている。トランジスタＱ
7 のコレクタとベースは、それぞれ抵抗Ｒ12とＲ14を介
してコンデンサＣ5 の正端子に接続されている。トラン
ジスタＱ7 のエミッタは、抵抗Ｒ13を介してコンデンサ
Ｃ5 の負端子に接続されると共に、トランジスタＱ6 の
ベースに接続されている。
トランジスタＱ2 のベースと電源端子Ｙの間には、トラ
ンジスタＱ6 のコレクタ・エミッタ間が接続されてい
る。このトランジスタＱ6 は、定常時にトランジスタＱ
2 のＯＮデューティを制御するためのもので、制御回路
Ｇによって駆動される。制御回路Ｇでは、コンデンサＣ
5 の電圧を抵抗Ｒ18と可変抵抗ＶＲで分圧して、コンパ
レータＣＰの反転入力端子（−）に基準電圧として印加
している。また、コンデンサＣ5 の電圧により、抵抗Ｒ
15を介してコンデンサＣ10を充電し、このコンデンサＣ
10の充電電圧を、コンパレータＣＰの非反転入力端子
（＋）に印加している。コンデンサＣ10の両端には、充
電電荷を放電するためのトランジスタＱ8 が並列接続さ
れている。トランジスタＱ8 のベースには、抵抗Ｒ16を
介してコンデンサＣ5 によりバイアスを与えられてい
る。トランジスタＱ8 のベース・エミッタ間には、トラ
ンジスタＱ9 が接続されている。トランジスタＱ9 のベ
ース・エミッタ間には、抵抗Ｒ17を介してベーストラン
スＢＴの２次巻線が接続されている。コンパレータＣＰ
は、オープンコレクタ出力型であり、コンデンサＣ10の
充電電圧が可変抵抗ＶＲの基準電圧未満であるときに
は、コンパレータＣＰの出力はＬｏｗレベルとなり、コ
ンデンサＣ10の充電電圧が可変抵抗ＶＲの基準電圧以上
であるときには、コンパレータＣＰの出力は高インピー
ダンス状態となる。コンパレータＣＰの出力は、トラン
ジスタＱ7 のベースに接続されている。トランジスタＱ
7 のコレクタとベースは、それぞれ抵抗Ｒ12とＲ14を介
してコンデンサＣ5 の正端子に接続されている。トラン
ジスタＱ7 のエミッタは、抵抗Ｒ13を介してコンデンサ
Ｃ5 の負端子に接続されると共に、トランジスタＱ6 の
ベースに接続されている。
【００２４】以下、本実施例の動作について説明する。
電源が投入されると、抵抗Ｒ5 を介してコンデンサＣ2
が充電され、その充電電圧がトリガー素子Ｑ3 のブレー
クオーバー電圧に達すると、トリガー素子Ｑ3 が導通
し、コンデンサＣ2 の電荷をトランジスタＱ2 のベース
に供給し、この動作の繰り返しによって、トランジスタ
Ｑ2 は間欠的にＯＮ／ＯＦＦする。これによって、イン
ダクタＬとコンデンサＣ 3 の直列共振回路に微弱な電流
が生じ、この電流によってベーストランスＢＴの２次巻
線に起電力を発生し、トランジスタＱ1もＯＮ／ＯＦＦ
動作を開始し、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 が交互にＯＮ／
ＯＦＦを継続して、インバータが起動する。このとき、
ベーストランスＢＴのトランジスタＱ2 側の２次巻線
は、ダイオードＤ7 を介して容量の大きい平滑コンデン
サＣ5 に接続されているため、コンデンサＣ5 の電位が
低い間は、２次巻線の起電力も充分上昇せず、したがっ
て、ダイオードＤ7 とコンデンサＣ5 の回路が無い場合
に比べて、トランジスタＱ2 のＯＮデューティは小さく
なり、インバータの発振出力も抑制される。やがて、平
滑コンデンサＣ5の電位が充分確保されると、前述のコ
ンパレータＣＰを有する制御回路Ｇが動作し、可変抵抗
ＶＲで設定したＯＮデューティでトランジスタＱ 2 が制
御される。すなわち、トランジスタＱ2 にベース電流が
供給されるタイミングでトランジスタＱ9 がオン、トラ
ンジスタＱ8 がオフして、コンデンサＣ10が充電を開始
し、一定時間経過後にコンパレータＣＰの出力によりト
ランジスタＱ7 ，Ｑ6 をオンして強制的にトランジスタ
Ｑ2 をオフ、トランジスタＱ1 をオンさせるものであ
る。なお、図中の回路ブロックＦは、その他の制御回路
を表す。
電源が投入されると、抵抗Ｒ5 を介してコンデンサＣ2
が充電され、その充電電圧がトリガー素子Ｑ3 のブレー
クオーバー電圧に達すると、トリガー素子Ｑ3 が導通
し、コンデンサＣ2 の電荷をトランジスタＱ2 のベース
に供給し、この動作の繰り返しによって、トランジスタ
Ｑ2 は間欠的にＯＮ／ＯＦＦする。これによって、イン
ダクタＬとコンデンサＣ 3 の直列共振回路に微弱な電流
が生じ、この電流によってベーストランスＢＴの２次巻
線に起電力を発生し、トランジスタＱ1もＯＮ／ＯＦＦ
動作を開始し、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 が交互にＯＮ／
ＯＦＦを継続して、インバータが起動する。このとき、
ベーストランスＢＴのトランジスタＱ2 側の２次巻線
は、ダイオードＤ7 を介して容量の大きい平滑コンデン
サＣ5 に接続されているため、コンデンサＣ5 の電位が
低い間は、２次巻線の起電力も充分上昇せず、したがっ
て、ダイオードＤ7 とコンデンサＣ5 の回路が無い場合
に比べて、トランジスタＱ2 のＯＮデューティは小さく
なり、インバータの発振出力も抑制される。やがて、平
滑コンデンサＣ5の電位が充分確保されると、前述のコ
ンパレータＣＰを有する制御回路Ｇが動作し、可変抵抗
ＶＲで設定したＯＮデューティでトランジスタＱ 2 が制
御される。すなわち、トランジスタＱ2 にベース電流が
供給されるタイミングでトランジスタＱ9 がオン、トラ
ンジスタＱ8 がオフして、コンデンサＣ10が充電を開始
し、一定時間経過後にコンパレータＣＰの出力によりト
ランジスタＱ7 ，Ｑ6 をオンして強制的にトランジスタ
Ｑ2 をオフ、トランジスタＱ1 をオンさせるものであ
る。なお、図中の回路ブロックＦは、その他の制御回路
を表す。
【００２５】本発明によれば、電源投入時にインバータ
が自励動作を行うとき、ベーストランスＢＴの２次巻線
にダイオードＤ7 を介して制御回路電源用の平滑コンデ
ンサＣ5 を接続するため、スイッチングトランジスタＱ
2 のベース電流が抑制され、したがって、微弱な発振か
ら動作を始めることができる。上記平滑コンデンサＣ 5
が充電され、電位が上昇するにつれて流れ込む電流が減
少するので、トランジスタＱ2 のベース電流が徐々に増
えて、強い発振へ移行する。また、平滑コンデンサＣ5
に充分な電位が得られると、制御回路Ｇが作動して、ト
ランジスタＱ2 のＯＮデューティを予め設定したインバ
ータ出力が得られるように制御するので、電源投入時
に、負荷Ｌａに過大な出力が印加されることを防止で
き、しかもトランジスタＱ2 のオン時間幅の制御によっ
てインバータの発振出力を広範囲に変化させることがで
きる。
が自励動作を行うとき、ベーストランスＢＴの２次巻線
にダイオードＤ7 を介して制御回路電源用の平滑コンデ
ンサＣ5 を接続するため、スイッチングトランジスタＱ
2 のベース電流が抑制され、したがって、微弱な発振か
ら動作を始めることができる。上記平滑コンデンサＣ 5
が充電され、電位が上昇するにつれて流れ込む電流が減
少するので、トランジスタＱ2 のベース電流が徐々に増
えて、強い発振へ移行する。また、平滑コンデンサＣ5
に充分な電位が得られると、制御回路Ｇが作動して、ト
ランジスタＱ2 のＯＮデューティを予め設定したインバ
ータ出力が得られるように制御するので、電源投入時
に、負荷Ｌａに過大な出力が印加されることを防止で
き、しかもトランジスタＱ2 のオン時間幅の制御によっ
てインバータの発振出力を広範囲に変化させることがで
きる。
【００２６】図２は図１におけるベーストランスＢＴ、
ダイオードＤ7 、制御回路Ｇ、平滑コンデンサＣ5 の部
分の回路構成を改良した第２の実施例の要部回路図であ
る。この実施例では、ダイオードＤ7 と直列に、低イン
ピーダンス素子（抵抗Ｒ19又はインダクタンス）を接続
したものである。これは電源投入時の異常発振を防止す
る効果がある。この異常発振については、電源投入時
に、ベーストランスＢＴの２次巻線が一瞬ダイオードＤ
7 とコンデンサＣ5 で短絡され、過大電流が発生するこ
とにより、寄生振動が生じるためと推定される。本実施
例では、低インピーダンス素子の挿入により、過大電流
の発生を防止し、異常発振に陥ることを防止しているも
のである。
ダイオードＤ7 、制御回路Ｇ、平滑コンデンサＣ5 の部
分の回路構成を改良した第２の実施例の要部回路図であ
る。この実施例では、ダイオードＤ7 と直列に、低イン
ピーダンス素子（抵抗Ｒ19又はインダクタンス）を接続
したものである。これは電源投入時の異常発振を防止す
る効果がある。この異常発振については、電源投入時
に、ベーストランスＢＴの２次巻線が一瞬ダイオードＤ
7 とコンデンサＣ5 で短絡され、過大電流が発生するこ
とにより、寄生振動が生じるためと推定される。本実施
例では、低インピーダンス素子の挿入により、過大電流
の発生を防止し、異常発振に陥ることを防止しているも
のである。
【００２７】図３は本発明の第３の実施例の要部回路図
である。この実施例では、図２におけるベーストランス
ＢＴの２次巻線を更に巻き上げて、その巻き上げた端部
に、ダイオードＤ7 と抵抗Ｒ19及びコンデンサＣ5 の直
列回路を接続したものである。この回路構成は、制御回
路Ｇの電源電圧をより高く設定したい場合に有効であ
る。
である。この実施例では、図２におけるベーストランス
ＢＴの２次巻線を更に巻き上げて、その巻き上げた端部
に、ダイオードＤ7 と抵抗Ｒ19及びコンデンサＣ5 の直
列回路を接続したものである。この回路構成は、制御回
路Ｇの電源電圧をより高く設定したい場合に有効であ
る。
【００２８】図４は本発明の第４の実施例の要部回路図
である。この実施例では、図１におけるベーストランス
ＢＴのトランジスタＱ1 側の２次巻線にも、トランジス
タＱ 2 側の２次巻線と同様に、ダイオードＤ70とコンデ
ンサＣ50及び制御回路Ｇ0 よりなる回路を付加したもの
である。この回路構成では、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 と
もにＯＮデューティを変えることが可能となり、また、
ＯＮデューティを同時に変えることによる周波数制御も
可能となり、インバータの出力制御性が一層良好とな
る。
である。この実施例では、図１におけるベーストランス
ＢＴのトランジスタＱ1 側の２次巻線にも、トランジス
タＱ 2 側の２次巻線と同様に、ダイオードＤ70とコンデ
ンサＣ50及び制御回路Ｇ0 よりなる回路を付加したもの
である。この回路構成では、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 と
もにＯＮデューティを変えることが可能となり、また、
ＯＮデューティを同時に変えることによる周波数制御も
可能となり、インバータの出力制御性が一層良好とな
る。
【００２９】図５は本発明の第５実施例の回路図であ
る。インバータ主回路の構成は、図１の実施例と同様で
ある。ただし、制御回路の電源となるコンデンサＣ
5 は、スイッチングトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の接続点か
ら、コンデンサＣ8 とダイオードＤ 5 を介して充電して
いる。コンデンサＣ8 の電荷はダイオードＤ6 により放
電される。また、ベーストランスＢＴのトランジスタＱ
2 側の２次巻線は巻き上げられて、その巻き上げた端部
はダイオードＤ7 ，Ｒ19を介してコンデンサＣ5 に接続
されている。さらに、抵抗Ｒ2 を介してトランジスタＱ
2 のベースに接続されるタップは、ダイオードＤ8 を介
してコンデンサＣ11に接続されており、コンデンサＣ11
の充電電圧は、抵抗Ｒ12とトランジスタＱ7 を介してト
ランジスタＱ6 のベース駆動電源とされている。その他
の回路構成については、図１の実施例と同じである。
る。インバータ主回路の構成は、図１の実施例と同様で
ある。ただし、制御回路の電源となるコンデンサＣ
5 は、スイッチングトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の接続点か
ら、コンデンサＣ8 とダイオードＤ 5 を介して充電して
いる。コンデンサＣ8 の電荷はダイオードＤ6 により放
電される。また、ベーストランスＢＴのトランジスタＱ
2 側の２次巻線は巻き上げられて、その巻き上げた端部
はダイオードＤ7 ，Ｒ19を介してコンデンサＣ5 に接続
されている。さらに、抵抗Ｒ2 を介してトランジスタＱ
2 のベースに接続されるタップは、ダイオードＤ8 を介
してコンデンサＣ11に接続されており、コンデンサＣ11
の充電電圧は、抵抗Ｒ12とトランジスタＱ7 を介してト
ランジスタＱ6 のベース駆動電源とされている。その他
の回路構成については、図１の実施例と同じである。
【００３０】上述の第１乃至第４の実施例では、ベース
トランスＢＴの２次巻線よりダイオードＤ7 を介してコ
ンデンサＣ5 を充電することにより、制御回路の電源を
得ていたが、本実施例では、コンデンサＣ8 とダイオー
ドＤ5 を介する経路でコンデンサＣ5 を充電している。
ベーストランスＢＴの２次巻線の定常時の誘起電圧（ピ
ーク値）を、制御回路の電源電圧よりも低く設定するこ
とにより、ダイオードＤ7 と抵抗Ｒ19を介してコンデン
サＣ5 を充電する回路は、電源投入の過渡時にのみ機能
させ、定常時にはコンデンサＣ8 を介する充電経路によ
り充分な電圧をコンデンサＣ5 に確保すれば、ダイオー
ドＤ7 がダイオードスイッチとして機能し、定常時に、
制御電源とベーストランスＢＴの２次巻線回路とを遮断
する。このように構成することにより、ベーストランス
ＢＴを含むベース回路設計と制御回路及び制御電源回路
の設計を分離して行うことができ、設計余裕度の向上、
設計簡易化が可能となる。
トランスＢＴの２次巻線よりダイオードＤ7 を介してコ
ンデンサＣ5 を充電することにより、制御回路の電源を
得ていたが、本実施例では、コンデンサＣ8 とダイオー
ドＤ5 を介する経路でコンデンサＣ5 を充電している。
ベーストランスＢＴの２次巻線の定常時の誘起電圧（ピ
ーク値）を、制御回路の電源電圧よりも低く設定するこ
とにより、ダイオードＤ7 と抵抗Ｒ19を介してコンデン
サＣ5 を充電する回路は、電源投入の過渡時にのみ機能
させ、定常時にはコンデンサＣ8 を介する充電経路によ
り充分な電圧をコンデンサＣ5 に確保すれば、ダイオー
ドＤ7 がダイオードスイッチとして機能し、定常時に、
制御電源とベーストランスＢＴの２次巻線回路とを遮断
する。このように構成することにより、ベーストランス
ＢＴを含むベース回路設計と制御回路及び制御電源回路
の設計を分離して行うことができ、設計余裕度の向上、
設計簡易化が可能となる。
【００３１】図６は本発明の第６実施例の要部回路図で
ある。本実施例では、図５の回路において、制御回路Ｇ
の電源供給用の平滑コンデンサＣ5 とは別に、電源投入
時の過大出力防止用のコンデンサＣ50を設けて、ダイオ
ードＤ7 と抵抗Ｒ19を介してベーストランスＢＴの出力
により充電している。コンデンサＣ50はダイオードＤ 9
と抵抗Ｒ20を介してコンデンサＣ5 に接続されている。
コンデンサＣ5 には電圧規制用のツェナダイオードＤＺ
が並列接続されている。この回路構成では、電源投入時
の過大出力防止用のコンデンサＣ50の容量を、制御電源
用のコンデンサＣ5 の容量とは独立して設定することが
でき、過大出力防止回路の設計を容易とすることができ
る。
ある。本実施例では、図５の回路において、制御回路Ｇ
の電源供給用の平滑コンデンサＣ5 とは別に、電源投入
時の過大出力防止用のコンデンサＣ50を設けて、ダイオ
ードＤ7 と抵抗Ｒ19を介してベーストランスＢＴの出力
により充電している。コンデンサＣ50はダイオードＤ 9
と抵抗Ｒ20を介してコンデンサＣ5 に接続されている。
コンデンサＣ5 には電圧規制用のツェナダイオードＤＺ
が並列接続されている。この回路構成では、電源投入時
の過大出力防止用のコンデンサＣ50の容量を、制御電源
用のコンデンサＣ5 の容量とは独立して設定することが
でき、過大出力防止回路の設計を容易とすることができ
る。
【００３２】
【発明の効果】請求項１記載の発明では、直列に接続さ
れた第１及び第２のスイッチング素子を電流帰還用トラ
ンスの１対の２次巻線出力により駆動して自励発振する
インバータ装置において、少なくとも一方のスイッチン
グ素子のオン時点を検出する検出回路と、オン時点から
一定時間後に前記一方のスイッチング素子を強制的にオ
フさせるためのタイマー回路の動作電源を平滑コンデン
サから供給し、この平滑コンデンサを前記一方のスイッ
チング素子を駆動するためのトランスの２次巻線出力に
よりダイオードを介して充電するように構成にしたの
で、電源投入直後、検出回路とタイマー回路に動作電源
を与える平滑コンデンサの電圧が低いときには、前記一
方のスイッチング素子の駆動電力が抑制され、したがっ
て、微弱な発振から動作を開始できるという効果があ
る。また、前記平滑コンデンサが充電されて、その充電
電位が上昇するにつれて、前記平滑コンデンサに流れ込
む電流が減少するので、スイッチング素子に供給される
駆動電力が徐々に増加し、次第に強い発振へ移行する
が、平滑コンデンサに充分な電圧が得られると、検出回
路とタイマー回路が作動して、予め設定されたインバー
タ出力が得られるように、スイッチング素子のオン期間
を制御されるので、電源投入時から定常時に至るまで、
負荷に過大出力が印加されることを防止でき、しかもタ
イマー回路の制御によってインバータの出力を広範囲に
制御できるという利点がある。
れた第１及び第２のスイッチング素子を電流帰還用トラ
ンスの１対の２次巻線出力により駆動して自励発振する
インバータ装置において、少なくとも一方のスイッチン
グ素子のオン時点を検出する検出回路と、オン時点から
一定時間後に前記一方のスイッチング素子を強制的にオ
フさせるためのタイマー回路の動作電源を平滑コンデン
サから供給し、この平滑コンデンサを前記一方のスイッ
チング素子を駆動するためのトランスの２次巻線出力に
よりダイオードを介して充電するように構成にしたの
で、電源投入直後、検出回路とタイマー回路に動作電源
を与える平滑コンデンサの電圧が低いときには、前記一
方のスイッチング素子の駆動電力が抑制され、したがっ
て、微弱な発振から動作を開始できるという効果があ
る。また、前記平滑コンデンサが充電されて、その充電
電位が上昇するにつれて、前記平滑コンデンサに流れ込
む電流が減少するので、スイッチング素子に供給される
駆動電力が徐々に増加し、次第に強い発振へ移行する
が、平滑コンデンサに充分な電圧が得られると、検出回
路とタイマー回路が作動して、予め設定されたインバー
タ出力が得られるように、スイッチング素子のオン期間
を制御されるので、電源投入時から定常時に至るまで、
負荷に過大出力が印加されることを防止でき、しかもタ
イマー回路の制御によってインバータの出力を広範囲に
制御できるという利点がある。
【００３３】請求項２の発明では、第３のダイオードと
直列に低インピーダンス素子を接続したことにより、電
源投入直後の異常発振を防止できるという効果がある。
直列に低インピーダンス素子を接続したことにより、電
源投入直後の異常発振を防止できるという効果がある。
【００３４】請求項３の発明では、前記一方のスイッチ
ング素子を駆動するための前記トランスの２次巻線を巻
き上げた端子に第３のダイオードを接続したことによ
り、検出回路やタイマー回路の電源電圧を高く設定でき
るという効果がある。
ング素子を駆動するための前記トランスの２次巻線を巻
き上げた端子に第３のダイオードを接続したことによ
り、検出回路やタイマー回路の電源電圧を高く設定でき
るという効果がある。
【００３５】請求項４の発明では、第１及び第２のスイ
ッチング素子の動作により発生する高周波電圧の一部を
整流して前記平滑コンデンサを充電する経路を構成し、
その充電電圧は前記トランスの２次巻線電圧の波高値以
上に設定したことにより、定常時に２次巻線回路を制御
用電源と分離できるという効果がある。
ッチング素子の動作により発生する高周波電圧の一部を
整流して前記平滑コンデンサを充電する経路を構成し、
その充電電圧は前記トランスの２次巻線電圧の波高値以
上に設定したことにより、定常時に２次巻線回路を制御
用電源と分離できるという効果がある。
【００３６】請求項５の発明では、第３のダイオードと
直列に同方向のダイオードを接続し、ダイオードの接続
点と接地点の間に過大出力防止用の平滑コンデンサを接
続したことにより、制御用の電源となる平滑コンデンサ
と、過大出力防止用の平滑コンデンサの設計を分離して
行うことができるという効果がある。
直列に同方向のダイオードを接続し、ダイオードの接続
点と接地点の間に過大出力防止用の平滑コンデンサを接
続したことにより、制御用の電源となる平滑コンデンサ
と、過大出力防止用の平滑コンデンサの設計を分離して
行うことができるという効果がある。
【００３７】請求項６の発明では、他方のスイッチング
素子についても同様の回路構成を採用したので、周波数
制御が可能となり、インバータ装置の出力可変範囲が広
くなり、また、両方のスイッチング素子の過大電流を防
止できるので、電源投入直後の過大な出力を確実に防止
できるという効果がある。
素子についても同様の回路構成を採用したので、周波数
制御が可能となり、インバータ装置の出力可変範囲が広
くなり、また、両方のスイッチング素子の過大電流を防
止できるので、電源投入直後の過大な出力を確実に防止
できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】本発明の第２実施例の要部回路図である。
【図３】本発明の第３実施例の要部回路図である。
【図４】本発明の第４実施例の要部回路図である。
【図５】本発明の第５実施例の回路図である。
【図６】本発明の第６実施例の要部回路図である。
【図７】従来例の回路図である。
【図８】他の従来例の回路図である。
【図９】別の従来例の回路図である。
Ｃ0 平滑コンデンサ Ｑ1 トランジスタ Ｑ2 トランジスタ Ｌ インダクタ Ｃ3 コンデンサ Ｃ5 コンデンサ Ｌａ 負荷 ＢＴ ベーストランス Ｇ 制御回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山田 晃司 大阪府門真市大字門真1048番地 松下電 工株式会社内 (56)参考文献 特開 昭62−77860（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−249475（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−110962（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H05B 41/24
Claims (6)
- 【請求項１】 直流の入力電源と、この入力電源間に
接続した第１及び第２のスイッチング素子の直列回路
と、第１及び第２のスイッチング素子にそれぞれ逆並列
に接続された第１及び第２のダイオードと、第１及び第
２のスイッチング素子の接続点と上記直流入力電源の一
端間に接続された負荷と、第１及び第２のスイッチング
素子の各制御端子間にそれぞれ接続された一対の２次巻
線を有し１次巻線を負荷電流路に挿入されたトランス
と、少なくとも一方のスイッチング素子の制御端子間に
接続された第３のスイッチング素子と、前記一方のスイ
ッチング素子が導通状態であることを検出する検出回路
と、前記検出時より一定時間後に第３のスイッチング素
子を導通させるタイマー回路と、少なくとも前記検出回
路とタイマー回路を含む制御回路の電源となる平滑コン
デンサと、前記一方のスイッチング素子の制御端子間に
接続された前記トランスの２次巻線出力により前記平滑
コンデンサを充電する第３のダイオードとを備え、電源
投入後、前記平滑コンデンサの充電電圧が前記制御回路
の動作可能電圧に達するまでの間は、第３のダイオード
を介して前記一方のスイッチング素子の駆動電力が前記
平滑コンデンサにバイパスされることにより前記一方の
スイッチング素子のオン期間が制限され、前記平滑コン
デンサの充電電圧が前記制御回路の動作可能電圧に達し
た後は、第３のスイッチング素子の導通により前記一方
のスイッチング素子のオン期間が制限されることを特徴
とするインバータ装置。 - 【請求項２】 第３のダイオードと直列に低インピー
ダンス素子を接続したことを特徴とする請求項１記載の
インバータ装置。 - 【請求項３】 前記一方のスイッチング素子を駆動す
るための前記トランスの２次巻線を巻き上げた端子に第
３のダイオードを接続したことを特徴とする請求項１又
は２のいずれかに記載のインバータ装置。 - 【請求項４】 第１及び第２のスイッチング素子の動
作により発生する高周波電圧の一部を整流して前記平滑
コンデンサを前記トランスの２次巻線電圧の波高値以上
に充電する経路を構成したことを特徴とする請求項１〜
３のいずれか１項に記載のインバータ装置。 - 【請求項５】 第３のダイオードと直列に同方向のダ
イオードを接続し、ダイオードの接続点と接地点の間に
過大出力防止用の平滑コンデンサを接続したことを特徴
とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のインバータ
装置。 - 【請求項６】 他方のスイッチング素子の制御端子間
に接続された第４のスイッチング素子と、前記他方のス
イッチング素子が導通状態であることを検出する第２の
検出回路と、前記検出時より一定時間後に第４のスイッ
チング素子を導通させる第２のタイマー回路と、少なく
とも第２の検出回路と第２のタイマー回路を含む第２の
制御回路の電源となる第２の平滑コンデンサと、前記他
方のスイッチング素子を駆動するための前記トランスの
２次巻線出力により前記第２の平滑コンデンサを充電す
る第４のダイオードとを備えることを特徴とする請求項
１〜５のいずれか１項に記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14363091A JP3200871B2 (ja) | 1991-06-15 | 1991-06-15 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14363091A JP3200871B2 (ja) | 1991-06-15 | 1991-06-15 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04368798A JPH04368798A (ja) | 1992-12-21 |
| JP3200871B2 true JP3200871B2 (ja) | 2001-08-20 |
Family
ID=15343226
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14363091A Expired - Fee Related JP3200871B2 (ja) | 1991-06-15 | 1991-06-15 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3200871B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08288080A (ja) * | 1995-04-17 | 1996-11-01 | Nakano Denki Seisakusho:Kk | 放電灯点灯装置 |
-
1991
- 1991-06-15 JP JP14363091A patent/JP3200871B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04368798A (ja) | 1992-12-21 |
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