JP2842891B2 - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源Info
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- JP2842891B2 JP2842891B2 JP1142368A JP14236889A JP2842891B2 JP 2842891 B2 JP2842891 B2 JP 2842891B2 JP 1142368 A JP1142368 A JP 1142368A JP 14236889 A JP14236889 A JP 14236889A JP 2842891 B2 JP2842891 B2 JP 2842891B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本発明は、複数の出力回路を有する多出力スイッチン
グ電源に関し、複数の出力回路うちの一つがパルス幅制
御系によって安定化された制御出力となっていて、他の
出力回路は非制御出力となっている場合に、制御出力を
生じる出力回路に、その電流を検出してスイッチング周
波数を制御する周波数制御系を備えさせることにより、
制御出力が軽負荷になったときに、スイッチング周波数
を上昇させて、チョークコイル等によるインダクタの電
流連続性を維持し、非制御出力を安定化できるようにし
たものである。
グ電源に関し、複数の出力回路うちの一つがパルス幅制
御系によって安定化された制御出力となっていて、他の
出力回路は非制御出力となっている場合に、制御出力を
生じる出力回路に、その電流を検出してスイッチング周
波数を制御する周波数制御系を備えさせることにより、
制御出力が軽負荷になったときに、スイッチング周波数
を上昇させて、チョークコイル等によるインダクタの電
流連続性を維持し、非制御出力を安定化できるようにし
たものである。
＜従来の技術＞ 多出力スイッチング電源においては、コスト低減、小
型化等の要望から、複数個ある出力回路のうちの一つに
帰還制御系を備え、帰還制御系によってメインのスイッ
チング素子にパルス幅制御を加えることにより、安定し
た直流出力電圧を得るようにすると共に、他は帰還制御
系を備えず、帰還制御系によるスイッチング素子の時比
率制御のもとで、変圧器の巻数比によって定まる直流出
力電圧を得る回路構成とするのが一般的である。
型化等の要望から、複数個ある出力回路のうちの一つに
帰還制御系を備え、帰還制御系によってメインのスイッ
チング素子にパルス幅制御を加えることにより、安定し
た直流出力電圧を得るようにすると共に、他は帰還制御
系を備えず、帰還制御系によるスイッチング素子の時比
率制御のもとで、変圧器の巻数比によって定まる直流出
力電圧を得る回路構成とするのが一般的である。
第６図は従来の多出力スイッチング電源の回路図であ
る。第６図において、１は商用交流電源を整流平滑する
等して得られた直流電源、２は電界効果トランジスタま
たはバイポーラトランジスタ等でなるスイッチング素
子、３は変圧器、40、41は出力回路、５は制御回路であ
る。
る。第６図において、１は商用交流電源を整流平滑する
等して得られた直流電源、２は電界効果トランジスタま
たはバイポーラトランジスタ等でなるスイッチング素
子、３は変圧器、40、41は出力回路、５は制御回路であ
る。
スイッチング素子２は変圧器３の入力巻線31に接続し
ており、そのスイッチング動作により直流入力電圧EIN
をスイッチングし、スイッチング出力を変圧器３の複数
の出力巻線320、321に取出すようになっている。
ており、そのスイッチング動作により直流入力電圧EIN
をスイッチングし、スイッチング出力を変圧器３の複数
の出力巻線320、321に取出すようになっている。
出力巻線320に接続された出力回路40は、フォワード
整流用のダイオード401、フライホイール整流用のダイ
オード402、チョークコイル403及び平滑用のコンデンサ
404で構成されるチョークインプット型整流平滑回路と
なっていて、出力端子405、406により直流出力電圧E01
を得るようになっている。出力回路40は、その直流出力
電圧E01の一部を、パルス幅変調制御を行なう制御回路
５に入力し、この制御回路５の出力をスイッチング素子
２の入力側に帰還させることにより、スイッチング素子
２の時比率を制御し、出力端子405、406から出力される
直流出力電圧E01を、高精度で安定化する回路となって
いる。
整流用のダイオード401、フライホイール整流用のダイ
オード402、チョークコイル403及び平滑用のコンデンサ
404で構成されるチョークインプット型整流平滑回路と
なっていて、出力端子405、406により直流出力電圧E01
を得るようになっている。出力回路40は、その直流出力
電圧E01の一部を、パルス幅変調制御を行なう制御回路
５に入力し、この制御回路５の出力をスイッチング素子
２の入力側に帰還させることにより、スイッチング素子
２の時比率を制御し、出力端子405、406から出力される
直流出力電圧E01を、高精度で安定化する回路となって
いる。
出力巻線321に接続された出力回路41も、フォワード
整流用のダイオード411、フライホイール整流用のダイ
オード412、チョークコイル413及び平滑用のコンデンサ
414で構成されるチョークインプット型整流平滑回路と
なっている。出力回路41は帰還制御系を持たず、帰還制
御系によるスイッチング素子２のパルス幅制御のもと
で、変圧器３の出力巻線320と出力巻線321との巻線比α
で定まる直流出力電圧E02を得るようになっている。
整流用のダイオード411、フライホイール整流用のダイ
オード412、チョークコイル413及び平滑用のコンデンサ
414で構成されるチョークインプット型整流平滑回路と
なっている。出力回路41は帰還制御系を持たず、帰還制
御系によるスイッチング素子２のパルス幅制御のもと
で、変圧器３の出力巻線320と出力巻線321との巻線比α
で定まる直流出力電圧E02を得るようになっている。
スイッチング素子のオン時間幅をTON、オフ時間幅をT
OFF、変圧器３の入力巻線31の巻き数をN1、出力巻線32
0、321の各巻き数をN2、N3、直流電源１か与えられる直
流入力電圧をEINとすると、チョークコイル403、413の
電流連続領域では、次の式が成立する。
OFF、変圧器３の入力巻線31の巻き数をN1、出力巻線32
0、321の各巻き数をN2、N3、直流電源１か与えられる直
流入力電圧をEINとすると、チョークコイル403、413の
電流連続領域では、次の式が成立する。
E01＝（N2/N1）・（TON/TON＋TOFF）・EIN （１） E02＝（N3/N1）・（TON/TON＋TOFF）・EIN （２） パルス幅制御による出力安定化は、スイッチング素子
２のオン時間幅TONを制御することにより、直流出力電
圧E01、E02を一定に保つものである。
２のオン時間幅TONを制御することにより、直流出力電
圧E01、E02を一定に保つものである。
第７図は別の従来例を示し、出力回路40のチョークコ
イル403に、出力回路41のチョークコイル413を結合させ
て、出力回路41の直流出力電圧E02を安定化する。
イル403に、出力回路41のチョークコイル413を結合させ
て、出力回路41の直流出力電圧E02を安定化する。
第６図及び第７図に示したスイッチング電源は、フォ
ワードコンバータ方式となっており、スイッチング素子
２をオン期間に、整流ダイオード401、411を通して負荷
側にエネルギーを伝送し、スイッチング素子２のオフ期
間には、オン期間にチョークコイル403、413に蓄積され
たエネルギーを、整流ダイオード402、412を通して負荷
側に伝送する。
ワードコンバータ方式となっており、スイッチング素子
２をオン期間に、整流ダイオード401、411を通して負荷
側にエネルギーを伝送し、スイッチング素子２のオフ期
間には、オン期間にチョークコイル403、413に蓄積され
たエネルギーを、整流ダイオード402、412を通して負荷
側に伝送する。
第８図はフライバック．コンバータ方式のスイッチン
グ電源を示している。フライバックコンバータ方式のス
イッチング電源は、変圧器３の出力巻線320、321をチョ
ークコイルとして利用し、スイッチング素子２のオン期
間に変圧器３に蓄積されたエネルギーを、スイッチング
素子２のオフ期間にダイオード407、417を通して負荷側
に伝送する。408、418は平滑用のコンデンサである。
グ電源を示している。フライバックコンバータ方式のス
イッチング電源は、変圧器３の出力巻線320、321をチョ
ークコイルとして利用し、スイッチング素子２のオン期
間に変圧器３に蓄積されたエネルギーを、スイッチング
素子２のオフ期間にダイオード407、417を通して負荷側
に伝送する。408、418は平滑用のコンデンサである。
＜発明が解決しようとする課題＞ しかしながら、第６図〜第８図の従来例には次のよう
な問題点がある。
な問題点がある。
（イ）第６図及び第７図に示したフォワード．コンバー
タ方式のスイッチング電源において、出力回路40に接続
されている負荷が軽くなると、流れる電流がチョークコ
イルの臨界電流を割り、不連続モードになる。このと
き、制御回路５によるパルス幅制御系を有する出力回路
40では、スイッチング素子２のオン幅TONが絞られて直
流出力電圧E01の安定化制御が行われるが、パルス幅制
御系を持たない出力回路41では、チョーク電流不連続モ
ードのために、上記式（２）が成立しなくなり、直流出
力電圧E02が極度に降下してしまう。
タ方式のスイッチング電源において、出力回路40に接続
されている負荷が軽くなると、流れる電流がチョークコ
イルの臨界電流を割り、不連続モードになる。このと
き、制御回路５によるパルス幅制御系を有する出力回路
40では、スイッチング素子２のオン幅TONが絞られて直
流出力電圧E01の安定化制御が行われるが、パルス幅制
御系を持たない出力回路41では、チョーク電流不連続モ
ードのために、上記式（２）が成立しなくなり、直流出
力電圧E02が極度に降下してしまう。
第８図に示したフライバック．コンバータ方式のスイ
ッチング電源の場合は、変圧器３がチョークコイルの役
割を担っており、軽負荷時の電流不連続モードによる同
様の問題を生じる。
ッチング電源の場合は、変圧器３がチョークコイルの役
割を担っており、軽負荷時の電流不連続モードによる同
様の問題を生じる。
（ロ）出力回路41の直流出力電圧E02を安定化するの
に、ドロッパ回路等でなる電圧安定化回路を付加したも
のも知られているが、回路構成が複雑になると共に、部
品点数が増え、大型化やコストアップ等を招く。
に、ドロッパ回路等でなる電圧安定化回路を付加したも
のも知られているが、回路構成が複雑になると共に、部
品点数が増え、大型化やコストアップ等を招く。
そこで、本発明の課題は、上述する従来の問題点を解
決し、制御出力が軽負荷になったときにもチョークコイ
ル電流連続性を維持し、非制御出力を安定化し得る多出
力タイプのスイッチング電源を提供することである。
決し、制御出力が軽負荷になったときにもチョークコイ
ル電流連続性を維持し、非制御出力を安定化し得る多出
力タイプのスイッチング電源を提供することである。
＜課題を解決するための手段＞ 上述した課題を解決するため、本発明に係るスイッチ
ング電流は、入力巻線及び複数の出力巻線を有する変圧
器と、前記変圧器の前記入力巻線に接続されたスイッチ
ング素子と、前記変圧器の出力巻線に生じるスイッチン
グ出力を直流に変換して出力する複数の出力回路と、前
記スイッチング素子を制御する制御回路とを有する。
ング電流は、入力巻線及び複数の出力巻線を有する変圧
器と、前記変圧器の前記入力巻線に接続されたスイッチ
ング素子と、前記変圧器の出力巻線に生じるスイッチン
グ出力を直流に変換して出力する複数の出力回路と、前
記スイッチング素子を制御する制御回路とを有する。
前記出力回路は、前記スイッチング素子のオン期間に
蓄積されたエネルギーを、次のオフ期間に放出するイン
ダクタを含む。
蓄積されたエネルギーを、次のオフ期間に放出するイン
ダクタを含む。
前記制御回路は、パルス幅制御系と、周波数制御系と
を含む。前記パルス幅制御系は、前記出力回路の一つの
直流出力電圧を監視し、前記直流出力電圧が一定となる
ように、前記スイッチング素子をパルス幅制御する。前
記周波数制御系は、前記パルス幅制御系によって制御さ
れている前記出力回路の電流を検出し、電流検出信号に
基づいて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を
制御する。
を含む。前記パルス幅制御系は、前記出力回路の一つの
直流出力電圧を監視し、前記直流出力電圧が一定となる
ように、前記スイッチング素子をパルス幅制御する。前
記周波数制御系は、前記パルス幅制御系によって制御さ
れている前記出力回路の電流を検出し、電流検出信号に
基づいて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を
制御する。
更に、前記制御回路は、発振回路を内蔵する集積回路
を含んでいる。前記集積回路は、周波数制御用端子を備
える。前記周波数制御用端子は、前記集積回路の外部に
導出され、前記発振回路の発振周波数を、外部から与え
られる電圧信号によって制御するための端子を構成して
いる。
を含んでいる。前記集積回路は、周波数制御用端子を備
える。前記周波数制御用端子は、前記集積回路の外部に
導出され、前記発振回路の発振周波数を、外部から与え
られる電圧信号によって制御するための端子を構成して
いる。
前記周波数制御系は、可変インピーダンス回路を含
む。前記可変インピーダンス回路は、前記周波数制御用
端子に接続され、前記電流検出信号に応じてインピーダ
ンスが制御され、前記周波数制御用端子に与えられる前
記電圧信号を制御する。
む。前記可変インピーダンス回路は、前記周波数制御用
端子に接続され、前記電流検出信号に応じてインピーダ
ンスが制御され、前記周波数制御用端子に与えられる前
記電圧信号を制御する。
＜作用＞ 出力回路の一つの直流出力電圧信号は、入力信号とし
て制御回路に与えられる。制御回路はこの入力信号に基
づき、スイッチング素子にパルス幅制御を与える。従っ
て、出力回路の一つは、従来より周知のパルス幅制御に
よって、高精度で安定化される。パルス幅制御におい
て、直流出力電圧は、式（１）から明らかなように、ス
イッチング素子２のスイッチング周期Ts（＝TON＋
TOFF）と、オン時間幅TONとの比（TON/Ts）によって定
まり、スイッチング素子２のスイッチング周波数には無
関係である。
て制御回路に与えられる。制御回路はこの入力信号に基
づき、スイッチング素子にパルス幅制御を与える。従っ
て、出力回路の一つは、従来より周知のパルス幅制御に
よって、高精度で安定化される。パルス幅制御におい
て、直流出力電圧は、式（１）から明らかなように、ス
イッチング素子２のスイッチング周期Ts（＝TON＋
TOFF）と、オン時間幅TONとの比（TON/Ts）によって定
まり、スイッチング素子２のスイッチング周波数には無
関係である。
周波数制御系は、パルス幅制御系を備える出力回路の
電流を検出し、その検出信号を制御回路に与える。制御
回路は電流検出信号に基づき、スイッチング素子のスイ
ッチング周波数を制御する。周波数制御方向は、負荷が
軽くなり、電流が減少するにつれて、スイッチング周波
数が高くなる方向に設定する。スイッチング周波数が高
くなると、チョークコイルの臨界電流値が低下し、電流
不連続となる電流値が低くなる。このため、パルス幅制
御系を持たない出力回路の直流出力電圧が軽負荷時に極
度に降下するのを防止できる。
電流を検出し、その検出信号を制御回路に与える。制御
回路は電流検出信号に基づき、スイッチング素子のスイ
ッチング周波数を制御する。周波数制御方向は、負荷が
軽くなり、電流が減少するにつれて、スイッチング周波
数が高くなる方向に設定する。スイッチング周波数が高
くなると、チョークコイルの臨界電流値が低下し、電流
不連続となる電流値が低くなる。このため、パルス幅制
御系を持たない出力回路の直流出力電圧が軽負荷時に極
度に降下するのを防止できる。
パルス幅制御による電圧制御は、前述したように、ス
イッチング周波数に無関係に行なわれる。従って、パル
ス幅制御系を備える出力回路の直流出力電圧は、スイッ
チング周波数制御とは無関係に、パルス幅制御によって
安定に制御される。
イッチング周波数に無関係に行なわれる。従って、パル
ス幅制御系を備える出力回路の直流出力電圧は、スイッ
チング周波数制御とは無関係に、パルス幅制御によって
安定に制御される。
＜実施例＞ 第１図は本発明に係るスイッチング電源の電気回路図
である。図において、第６図と同一の参照符号は同一性
ある構成部分を示している。６は電流検出回路である。
である。図において、第６図と同一の参照符号は同一性
ある構成部分を示している。６は電流検出回路である。
出力回路40の直流出力電圧E01の電圧信号は、入力信
号として制御回路５に与えられる。制御回路５はこの入
力信号に基づき、スイッチング素子２にパルス幅制御を
与える。従って、出力回路40の直流出力電圧E01は、従
来より周知のパルス幅制御によって、高精度で安定化さ
れる。
号として制御回路５に与えられる。制御回路５はこの入
力信号に基づき、スイッチング素子２にパルス幅制御を
与える。従って、出力回路40の直流出力電圧E01は、従
来より周知のパルス幅制御によって、高精度で安定化さ
れる。
周波数制御系は、出力回路40の電流を電流検出回路６
で検出し、その検出信号を制御回路５に与える。制御回
路５は電流検出信号に基づき、スイッチング素子２のス
イッチング周波数を制御する。この周波数制御により、
軽負荷時にスイッチング周波数が高くなる方向に制御さ
れ、チョークコイル403、413の臨界電流値が低下し、電
流不連続となる電流値が低くなるので、軽負荷時に出力
回路41の直流出力電圧E02が極度に降下することがなく
なる。
で検出し、その検出信号を制御回路５に与える。制御回
路５は電流検出信号に基づき、スイッチング素子２のス
イッチング周波数を制御する。この周波数制御により、
軽負荷時にスイッチング周波数が高くなる方向に制御さ
れ、チョークコイル403、413の臨界電流値が低下し、電
流不連続となる電流値が低くなるので、軽負荷時に出力
回路41の直流出力電圧E02が極度に降下することがなく
なる。
第２図はチョーク電流波形を示す図で、Ａを周波数f1
のときの臨界波形とし、Ｂを周波数f2（＝2f1）のとき
の臨界波形とすると、周波数f2のときの臨界電流は、周
波数f1のときの臨界電流の1/2倍になる。すなわち、周
波数f1のときに△I1であった臨界電流値が、周波数f1の
２倍である周波数f2になると、約半分の△I2になる。従
って、周波数が２倍になることにより、電流不連続とな
る電流値が1/2に低下することとなり、軽負荷領域ま
で、上記式（２）が成立するようになり、出力回路41の
直流出力電圧E02が安定化される。
のときの臨界波形とし、Ｂを周波数f2（＝2f1）のとき
の臨界波形とすると、周波数f2のときの臨界電流は、周
波数f1のときの臨界電流の1/2倍になる。すなわち、周
波数f1のときに△I1であった臨界電流値が、周波数f1の
２倍である周波数f2になると、約半分の△I2になる。従
って、周波数が２倍になることにより、電流不連続とな
る電流値が1/2に低下することとなり、軽負荷領域ま
で、上記式（２）が成立するようになり、出力回路41の
直流出力電圧E02が安定化される。
パルス幅制御系を備える出力回路40の直流出力電圧E
01は、周波数制御とは無関係に、パルス幅制御によって
安定に制御される。
01は、周波数制御とは無関係に、パルス幅制御によって
安定に制御される。
第３図は本発明に係るスイッチング電源の具体的な回
路図である。制御回路５は、コントロールICによって構
成されている。コントロールICは、通常、発振回路を内
蔵する集積回路として構成されている。RTは内蔵の発振
回路の発振周波数を外部から与えられる電圧信号によっ
て制御するための周波数制御用端子、Vsはパルス幅制御
用端子、DRはスイッチング素子２にドライブ信号を与え
るための端子、VCCは電源入力端子である。
路図である。制御回路５は、コントロールICによって構
成されている。コントロールICは、通常、発振回路を内
蔵する集積回路として構成されている。RTは内蔵の発振
回路の発振周波数を外部から与えられる電圧信号によっ
て制御するための周波数制御用端子、Vsはパルス幅制御
用端子、DRはスイッチング素子２にドライブ信号を与え
るための端子、VCCは電源入力端子である。
パルス幅制御系は、従来と同様の電圧検出回路７を備
えて構成されている。電圧検出回路７は、直流出力電圧
E01を抵抗71、72によって分割すると共に、分圧電圧を
シャントレギュレータ73に供給し、フォトカプラを構成
する発光ダイオード74を駆動するようになっている。発
光ダイオード74とともにフォトカプラを構成しているフ
ォトトランジスタ75は、エミッタを制御回路５に備えら
れたパルス幅制御用端子VSに接続してある。76、77は抵
抗である。
えて構成されている。電圧検出回路７は、直流出力電圧
E01を抵抗71、72によって分割すると共に、分圧電圧を
シャントレギュレータ73に供給し、フォトカプラを構成
する発光ダイオード74を駆動するようになっている。発
光ダイオード74とともにフォトカプラを構成しているフ
ォトトランジスタ75は、エミッタを制御回路５に備えら
れたパルス幅制御用端子VSに接続してある。76、77は抵
抗である。
周波数制御系を構成する電流検出回路６は、カレント
トランス61、トランジスタ62、63及び抵抗64〜68等を備
えて構成されている。69は発振周波数を定めるコンデン
サである。
トランス61、トランジスタ62、63及び抵抗64〜68等を備
えて構成されている。69は発振周波数を定めるコンデン
サである。
カレントトランス61は、巻線611を出力巻線320の一端
と、ダイオード402のアノードとを結ぶラインに直列に
挿入接続してある。カレントトランス６の巻線612に
は、抵抗613、ダイオード614及びコンデンサ615が接続
されており、出力回路40に流れる電流を直流電圧信号と
して検出するようになっている。
と、ダイオード402のアノードとを結ぶラインに直列に
挿入接続してある。カレントトランス６の巻線612に
は、抵抗613、ダイオード614及びコンデンサ615が接続
されており、出力回路40に流れる電流を直流電圧信号と
して検出するようになっている。
トランジスタ62、63は、周波数制御用端子RTで見た抵
抗を可変する可変インピーダンス回路を構成している。
出力回路40に接続されている負荷が軽くなったために、
電流が減少し、カレントトランス61から出力される電圧
信号が低くなると、トランジスタ62がオフとなり、トラ
ンジスタ63がオンとなる。この結果、周波数制御用端子
RTで見た抵抗値が低くなるので、制御回路５に内蔵され
た発振回路の発振周波数が高くなる。発振出力は端子DR
から抵抗８を通してスイッチング素子２に供給されるの
で、スイッチング素子２のスイッチング周波数が高くな
る。これにより、チョークコイル413、403の臨界電流値
が低下し、式（２）の成立する電流レベルが低下し、軽
負荷時にも、直流出力電圧E02が急落することがなくな
る。
抗を可変する可変インピーダンス回路を構成している。
出力回路40に接続されている負荷が軽くなったために、
電流が減少し、カレントトランス61から出力される電圧
信号が低くなると、トランジスタ62がオフとなり、トラ
ンジスタ63がオンとなる。この結果、周波数制御用端子
RTで見た抵抗値が低くなるので、制御回路５に内蔵され
た発振回路の発振周波数が高くなる。発振出力は端子DR
から抵抗８を通してスイッチング素子２に供給されるの
で、スイッチング素子２のスイッチング周波数が高くな
る。これにより、チョークコイル413、403の臨界電流値
が低下し、式（２）の成立する電流レベルが低下し、軽
負荷時にも、直流出力電圧E02が急落することがなくな
る。
カレントトランス61によって検出される電流検出信号
があるレベル以上の範囲では、トランジスタ62がオンと
なる。トランジスタ62がオンになると、トランジスタ63
がオフとなる。このため、周波数制御用端子RTで見た抵
抗が、実質的に抵抗64による抵抗値となり、発振周波数
が低くなる方向に制御される。
があるレベル以上の範囲では、トランジスタ62がオンと
なる。トランジスタ62がオンになると、トランジスタ63
がオフとなる。このため、周波数制御用端子RTで見た抵
抗が、実質的に抵抗64による抵抗値となり、発振周波数
が低くなる方向に制御される。
実施例において、電流検出回路６は、カレントトラン
ス61によって構成したので、電流が時間的に変化するラ
インに設ける必要がある。もし、電流検出回路６が直流
電流を検出できるものであれば、直流電流の流れるライ
ンに挿入することもできる。33は変圧器３に備えられた
補助電源用の巻線、９は整流用のダイオード、10は平滑
用のコンデンサで、これらは制御回路５の動作に必要な
電源を作り出している。11は起動用の抵抗、12はスイッ
チング素子の制御電極に接続された抵抗である。
ス61によって構成したので、電流が時間的に変化するラ
インに設ける必要がある。もし、電流検出回路６が直流
電流を検出できるものであれば、直流電流の流れるライ
ンに挿入することもできる。33は変圧器３に備えられた
補助電源用の巻線、９は整流用のダイオード、10は平滑
用のコンデンサで、これらは制御回路５の動作に必要な
電源を作り出している。11は起動用の抵抗、12はスイッ
チング素子の制御電極に接続された抵抗である。
第４図は本発明に係るスイッチング電源の別の実施例
における電気回路図を示している。図において、第３図
と同一の参照符号は同一性ある構成部分を示している。
この実施例では、出力回路40のチョークコイル403と、
出力回路41のチョークコイル413とを結合させて、出力
回路41の直流出力電圧を更に安定化するようにしたもの
である。
における電気回路図を示している。図において、第３図
と同一の参照符号は同一性ある構成部分を示している。
この実施例では、出力回路40のチョークコイル403と、
出力回路41のチョークコイル413とを結合させて、出力
回路41の直流出力電圧を更に安定化するようにしたもの
である。
第５図は本発明に係るスイッチング電源の更に別の実
施例における電気回路図を示している。この実施例は、
フライバックコンバータ方式となっている点で、第１図
〜第４図に示した実施例と異なっている。このように、
本発明は、フォワードコンバータ方式及びフライバック
コンバータ方式の何れにも適用が可能である。
施例における電気回路図を示している。この実施例は、
フライバックコンバータ方式となっている点で、第１図
〜第４図に示した実施例と異なっている。このように、
本発明は、フォワードコンバータ方式及びフライバック
コンバータ方式の何れにも適用が可能である。
図示では、２つの出力回路40、41を示すだけである
が、より多くの出力回路を備え得ることは言うまでもな
い。
が、より多くの出力回路を備え得ることは言うまでもな
い。
＜発明の効果＞ 以上述べたように、本発明によれば、次のような効果
が得られる。
が得られる。
（ａ）制御回路は、パルス幅制御系と周波数制御系とを
含み、周波数制御系は、パルス幅制御系によって制御さ
れている出力回路の電流を検出し、電流検出信号に基づ
いてスイッチング素子のスイッチング周波数を制御する
ので、制御出力が軽負荷になったときに、スイッチング
周波数を上昇させて、チョークコイルの電流連続性を維
持し、非制御出力を安定化し得るようにしたスイッチン
グ電源を提供できる。
含み、周波数制御系は、パルス幅制御系によって制御さ
れている出力回路の電流を検出し、電流検出信号に基づ
いてスイッチング素子のスイッチング周波数を制御する
ので、制御出力が軽負荷になったときに、スイッチング
周波数を上昇させて、チョークコイルの電流連続性を維
持し、非制御出力を安定化し得るようにしたスイッチン
グ電源を提供できる。
（ｂ）周波数制御系による影響を受けることなく、パル
ス幅制御による出力安定化を図り得るスイッチング電源
を提供できる。
ス幅制御による出力安定化を図り得るスイッチング電源
を提供できる。
（ｃ）周波数制御系は、パルス幅制御用として通常備え
られる制御回路を利用して構成できるので、簡単な回路
構成で非制御出力を安定化し得るスイッチング電源を提
供できる。
られる制御回路を利用して構成できるので、簡単な回路
構成で非制御出力を安定化し得るスイッチング電源を提
供できる。
第１図は本発明に係るスイッチング電源の電気回路図、
第２図は本発明の作用を説明するためのチョークコイル
電流波形図、第３図〜第５図は本発明に係るスイッチン
グ電源の具体的な実施例を示す各電気回路図、第６図〜
第８図は従来のスイッチング電源の各電気回路図であ
る。 ２……スイッチング素子、３……変圧器 31……入力巻線 320、321……出力巻線 40、41……出力回路 ５……制御回路、６……電流検出回路
第２図は本発明の作用を説明するためのチョークコイル
電流波形図、第３図〜第５図は本発明に係るスイッチン
グ電源の具体的な実施例を示す各電気回路図、第６図〜
第８図は従来のスイッチング電源の各電気回路図であ
る。 ２……スイッチング素子、３……変圧器 31……入力巻線 320、321……出力巻線 40、41……出力回路 ５……制御回路、６……電流検出回路
Claims (1)
- 【請求項１】入力巻線及び複数の出力巻線を有する変圧
器と、前記変圧器の前記入力巻線に接続されたスイッチ
ング素子と、前記変圧器の出力巻線に生じるスイッチン
グ出力を直流に変換して出力する複数の出力回路と、前
記スイッチング素子を制御する制御回路とを有するスイ
ッチング電源であって、 前記出力回路は、前記スイッチング素子のオン期間に蓄
積されたエネルギーを、次のオフ期間に放出するインダ
クタを含み、 前記制御回路は、パルス幅制御系と、周波数制御系とを
含み、 前記パルス幅制御系は、前記出力回路の一つの直流出力
電圧を監視し、前記直流出力電圧が一定となるように、
前記スイッチング素子をパルス幅制御し、 前記周波数制御系は、前記パルス幅制御系によって制御
されている前記出力回路の電流を検出し、電流検出信号
に基づいて前記スイッチング素子のスイッチング周波数
を制御し、 更に、前記制御回路は、発振回路を内蔵する集積回路を
含んでおり、 前記集積回路は、周波数制御用端子を備えており、 前記周波数制御用端子は、前記集積回路の外部に導出さ
れ、前記発振回路の発振周波数を、外部から与えられる
電圧信号によって制御するための端子を構成しており、 前記周波数制御系は、可変インピーダンス回路を含み、
前記可変インピーダンス回路は、前記周波数制御用端子
に接続され、前記電流検出信号に応じてインピーダンス
が制御され、前記周波数制御用端子に与えられる前記電
圧信号を制御する スイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1142368A JP2842891B2 (ja) | 1989-06-05 | 1989-06-05 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1142368A JP2842891B2 (ja) | 1989-06-05 | 1989-06-05 | スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0311973A JPH0311973A (ja) | 1991-01-21 |
| JP2842891B2 true JP2842891B2 (ja) | 1999-01-06 |
Family
ID=15313759
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1142368A Expired - Lifetime JP2842891B2 (ja) | 1989-06-05 | 1989-06-05 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2842891B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008061332A (ja) * | 2006-08-30 | 2008-03-13 | Nec Microwave Inc | 電源装置及び高周波回路システム |
| JP5184937B2 (ja) * | 2008-03-28 | 2013-04-17 | 新電元工業株式会社 | スイッチング電源 |
| JP7012527B2 (ja) * | 2017-12-21 | 2022-01-28 | 三菱電機株式会社 | フィードバック回路 |
-
1989
- 1989-06-05 JP JP1142368A patent/JP2842891B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0311973A (ja) | 1991-01-21 |
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