JP3100627B2 - 電子スイッチング式電源 - Google Patents
電子スイッチング式電源Info
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- JP3100627B2 JP3100627B2 JP03503954A JP50395491A JP3100627B2 JP 3100627 B2 JP3100627 B2 JP 3100627B2 JP 03503954 A JP03503954 A JP 03503954A JP 50395491 A JP50395491 A JP 50395491A JP 3100627 B2 JP3100627 B2 JP 3100627B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
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Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、入力電圧源から負荷に電力を供給する電子
スイッチング式電源に関するもので、この電源は変圧器
を有するフライバックコンバータを具備し、前記変圧器
の一次コイルは入力電圧源と並列配置をなす第１トラン
ジスタのコレクタ・エミッタ回路と直列に接続され、前
記変圧器の二次コイルは負荷および第１ダイオードと直
列に接続され、前記第１トランジスタのエミッタは第１
抵抗器を介してシヤシまたは基準電位に接続され、一方
前記第１トランジスタのベースは制御回路に接続される
とともに、負荷と並列に配置されたコンデンサを持ち、
前記基準電位から遠位の側のコンデンサの接続点の電圧
は前記第１抵抗器と第１トランジスタの接続点の電圧と
同じ極性を有するものである。
スイッチング式電源に関するもので、この電源は変圧器
を有するフライバックコンバータを具備し、前記変圧器
の一次コイルは入力電圧源と並列配置をなす第１トラン
ジスタのコレクタ・エミッタ回路と直列に接続され、前
記変圧器の二次コイルは負荷および第１ダイオードと直
列に接続され、前記第１トランジスタのエミッタは第１
抵抗器を介してシヤシまたは基準電位に接続され、一方
前記第１トランジスタのベースは制御回路に接続される
とともに、負荷と並列に配置されたコンデンサを持ち、
前記基準電位から遠位の側のコンデンサの接続点の電圧
は前記第１抵抗器と第１トランジスタの接続点の電圧と
同じ極性を有するものである。
電子スイッチング式電源は、定電圧および／または定
電流を電気装置または電子装置に配送するために用いら
れ、一次または二次スイッチドモードフライバックまた
は順方向コンバータあるいはプッシュプルコンバータと
して構成されることが多い。一般に、これらのコンバー
タは整流回路を有し、続いて濾波・平滑化配置が設けら
れ、この濾波・平滑化配置には変圧器が接続されてい
る。この変圧器の一次コイルには直列に電子スイッチが
接続され、１つまたは数個の制御変数に従ってオン、オ
フされる。ここで変圧器に蓄積されたエネルギーは、フ
ライバックコンバータが用いられる逆周期の間に、また
順方向コンバータが用いられる順方向周期の間に、さら
にプッシュプルコンバータが用いられる逆周期および順
方向周期の間に適切な極性のダイオードを通して電気負
荷に配送される。
電流を電気装置または電子装置に配送するために用いら
れ、一次または二次スイッチドモードフライバックまた
は順方向コンバータあるいはプッシュプルコンバータと
して構成されることが多い。一般に、これらのコンバー
タは整流回路を有し、続いて濾波・平滑化配置が設けら
れ、この濾波・平滑化配置には変圧器が接続されてい
る。この変圧器の一次コイルには直列に電子スイッチが
接続され、１つまたは数個の制御変数に従ってオン、オ
フされる。ここで変圧器に蓄積されたエネルギーは、フ
ライバックコンバータが用いられる逆周期の間に、また
順方向コンバータが用いられる順方向周期の間に、さら
にプッシュプルコンバータが用いられる逆周期および順
方向周期の間に適切な極性のダイオードを通して電気負
荷に配送される。
上記初めに引用した種類のスイッチング式電源は、例
えばEP0130411B1に開示されている。この特許の明細書
の図２に示してある実施例では自励式フライバックコン
バータが組み込まれている。すなわち、第１トランジス
タのベースに接続された制御回路はコンデンサおよび抵
抗器を通して二次回路から、第１トランジスタのベース
へのフィードバックループを実質的に構成し、さらに第
２トランジスタが設けられ、これは第１トランジスタの
ベースと基準電位の間にそのコレクタ・エミッタ回路を
有し、そのベースは第１抵抗器の電圧を受けるように構
成されている。しかしながら、本発明は、自励発振フラ
イバックコンバータを有するスイッチング電源に制限さ
れるものではなく、さらにマスタ励起フライバックコン
バータを有するスイッチング電源に対しても適用される
ものである。このような構成において、制御回路は、例
えば、第１トランジスタのベースを駆動するクロック周
波数またはパルス／ノーパルス比が入力電圧一次電流お
よび／または二次電流に従って変化するマルチバイブレ
ータからなる。
えばEP0130411B1に開示されている。この特許の明細書
の図２に示してある実施例では自励式フライバックコン
バータが組み込まれている。すなわち、第１トランジス
タのベースに接続された制御回路はコンデンサおよび抵
抗器を通して二次回路から、第１トランジスタのベース
へのフィードバックループを実質的に構成し、さらに第
２トランジスタが設けられ、これは第１トランジスタの
ベースと基準電位の間にそのコレクタ・エミッタ回路を
有し、そのベースは第１抵抗器の電圧を受けるように構
成されている。しかしながら、本発明は、自励発振フラ
イバックコンバータを有するスイッチング電源に制限さ
れるものではなく、さらにマスタ励起フライバックコン
バータを有するスイッチング電源に対しても適用される
ものである。このような構成において、制御回路は、例
えば、第１トランジスタのベースを駆動するクロック周
波数またはパルス／ノーパルス比が入力電圧一次電流お
よび／または二次電流に従って変化するマルチバイブレ
ータからなる。
このようなスイッチング電源の設計は、従来、その用
途に従って所定の（最大）動作電流を供給するようにな
されている。しかしながら、用途によっては、例えばシ
エーバなどの小形の電気的装置やヘア・リムービング装
置のモータのような負荷はその動作電流よりかなり大き
な始動電流を必要とする。このような条件の下では、動
作中の負荷により要求されるものよりかなり大きなピー
ク電流に対してスイッチング電源が設計されなければな
らず、したがって大きな一次ピーク電流のために始動相
の終了時にも電力の消散が増加するようになる。それ
は、単に大きな始動電流を一時的に必要とするためであ
る。例えば、一次回路に配置された第１抵抗器の値はか
なり小さく、大きな一次ピーク電流が流れることを可能
にするものでなければならず、これは特に前記スイッチ
ングトランジスタにより大きな損失をもたらすことにな
る。
途に従って所定の（最大）動作電流を供給するようにな
されている。しかしながら、用途によっては、例えばシ
エーバなどの小形の電気的装置やヘア・リムービング装
置のモータのような負荷はその動作電流よりかなり大き
な始動電流を必要とする。このような条件の下では、動
作中の負荷により要求されるものよりかなり大きなピー
ク電流に対してスイッチング電源が設計されなければな
らず、したがって大きな一次ピーク電流のために始動相
の終了時にも電力の消散が増加するようになる。それ
は、単に大きな始動電流を一時的に必要とするためであ
る。例えば、一次回路に配置された第１抵抗器の値はか
なり小さく、大きな一次ピーク電流が流れることを可能
にするものでなければならず、これは特に前記スイッチ
ングトランジスタにより大きな損失をもたらすことにな
る。
従って、本発明の目的は、動作時に、すなわち始動相
の終了時により大きな一次ピーク電流を必要とすること
なしに上記初めに引用した種類の電子スイッチング式電
源が一負荷に対してより大きな始動電流を配送すること
を可能にするように前記電源を構成することにある。
の終了時により大きな一次ピーク電流を必要とすること
なしに上記初めに引用した種類の電子スイッチング式電
源が一負荷に対してより大きな始動電流を配送すること
を可能にするように前記電源を構成することにある。
この目的は、第１抵抗器と第１トランジスタの接続点
および基準電位から遠位側のコンデンサの接続点の間に
第２抵抗器を配置する本発明により実現される。
および基準電位から遠位側のコンデンサの接続点の間に
第２抵抗器を配置する本発明により実現される。
フライバックコンバータにより配送される電流はスイ
ッチングトランジスタのエミッタ抵抗に比例するので、
本発明の方法は、始動相時に、すなわち負荷にかかる電
圧が第１抵抗器の最大電圧降下より小さな大きさであ
り、次に第２抵抗器が負荷を通して第１抵抗器と並列に
接続される間に第２抵抗器を通して付加的な一次電流を
供給する簡単な手段を提供する。
ッチングトランジスタのエミッタ抵抗に比例するので、
本発明の方法は、始動相時に、すなわち負荷にかかる電
圧が第１抵抗器の最大電圧降下より小さな大きさであ
り、次に第２抵抗器が負荷を通して第１抵抗器と並列に
接続される間に第２抵抗器を通して付加的な一次電流を
供給する簡単な手段を提供する。
本発明の都合のよい実施例においては、第２ダイオー
ドが第２抵抗器と直列に接続される。
ドが第２抵抗器と直列に接続される。
ダイオードを直列に接続することは、負荷にかかる電
圧が第２抵抗器の最大電圧降下の大きさになったとき自
動的にオフになされる利点を有している。
圧が第２抵抗器の最大電圧降下の大きさになったとき自
動的にオフになされる利点を有している。
他の都合のよい実施例は他のサブクレームから明らか
になろう。
になろう。
以下に、添付図面に示した実施例を参照して本発明を
さらに詳細に説明する。
さらに詳細に説明する。
添付図面において、 図１は本発明の実施例を示す電気的概略図であり、 図２は自励発振式フライバックコンバータを有するス
イッチング式電源の回路構成図であり、さらに 図３は、破線で示した第２抵抗器および実線で示した
直列配置の第２抵抗器と第２ダイオードを用いた場合の
負荷電圧Uoに対してプロットされた一次ピーク電流Iaを
示すグラフである。
イッチング式電源の回路構成図であり、さらに 図３は、破線で示した第２抵抗器および実線で示した
直列配置の第２抵抗器と第２ダイオードを用いた場合の
負荷電圧Uoに対してプロットされた一次ピーク電流Iaを
示すグラフである。
図１に示した電子スイッチング式電源は整流ブリッジ
配置３を通して直流または交流源20から付勢されたフラ
イバックコンバータで構成される。整流ブリッジ配置３
の直流電圧入力端子と並列に入力電圧を濾波、平滑化す
る入力コンデンサ４が接続される。
配置３を通して直流または交流源20から付勢されたフラ
イバックコンバータで構成される。整流ブリッジ配置３
の直流電圧入力端子と並列に入力電圧を濾波、平滑化す
る入力コンデンサ４が接続される。
この入力コンデンサ４と並列に、変圧器５の一次コイ
ル51と、第１トランジスタ１および第１抵抗器８からな
る負荷回路の直列配置が接続される。
ル51と、第１トランジスタ１および第１抵抗器８からな
る負荷回路の直列配置が接続される。
変圧器５の二次コイル52が、ダイオード７と、コンデ
ンサ16および負荷６からなる並列回路に直列接続され
る。
ンサ16および負荷６からなる並列回路に直列接続され
る。
トランジスタ１のベースは制御回路Stにより駆動され
る。この制御回路Stの構成は、フライバックコンバータ
が自励発振形かマスタ励振形かにも依存して変化する。
る。この制御回路Stの構成は、フライバックコンバータ
が自励発振形かマスタ励振形かにも依存して変化する。
スイッチングトランジスタ１のエミッタを抵抗器８に
接続する接続点Ａと基準電位から遠位側でコンデンサ16
を負荷６に接続する接続点Ｂの間には、抵抗器81とダイ
オード82からなる直列回路が配置される。ダイオード82
はツエナーダイオードであってもよい。本実施例におい
ては、トランジスタ１がNPNトランジスタなので、ダイ
オードのカソードは接続点Ｂに接続されている。PNP形
トランジスタを用いたときは、ダイオード82のカソード
は接続点Ａに接続されなければならない。
接続する接続点Ａと基準電位から遠位側でコンデンサ16
を負荷６に接続する接続点Ｂの間には、抵抗器81とダイ
オード82からなる直列回路が配置される。ダイオード82
はツエナーダイオードであってもよい。本実施例におい
ては、トランジスタ１がNPNトランジスタなので、ダイ
オードのカソードは接続点Ｂに接続されている。PNP形
トランジスタを用いたときは、ダイオード82のカソード
は接続点Ａに接続されなければならない。
図２は自励発振式フライバックコンバータを有するス
イッチング電源の詳細な回路構成を示す図である。
イッチング電源の詳細な回路構成を示す図である。
トランジスタ１のベースは、抵抗器12を通して変圧器
５の一次コイル51の一端部に接続されると共に、フィー
ドバックコンデンサ９とフィードバック抵抗器10からな
る直列配置を通して変圧器５の二次コイル52の一端部
に、およびスイッチ17を通してブリッジ整流配置３の一
方の直流端子にエミッタを接続したトランジスタ２のコ
レクタに接続される。
５の一次コイル51の一端部に接続されると共に、フィー
ドバックコンデンサ９とフィードバック抵抗器10からな
る直列配置を通して変圧器５の二次コイル52の一端部
に、およびスイッチ17を通してブリッジ整流配置３の一
方の直流端子にエミッタを接続したトランジスタ２のコ
レクタに接続される。
トランジスタ２のベースは、ツエナーダイオード11の
形態の第１基準要素を通して変圧器５の二次コイル52の
他方の端部および出力コンデンサ16または直流モータ６
に接続され、さらにツエナーダイオード22の形態をなす
第２基準要素を通して第１トランジスタ１のエミッタに
接続される。抵抗器８に並列に設けられた抵抗器13およ
びコンデンサ14がトランジスタ２のベース・エミッタ回
路と並列に配置される。
形態の第１基準要素を通して変圧器５の二次コイル52の
他方の端部および出力コンデンサ16または直流モータ６
に接続され、さらにツエナーダイオード22の形態をなす
第２基準要素を通して第１トランジスタ１のエミッタに
接続される。抵抗器８に並列に設けられた抵抗器13およ
びコンデンサ14がトランジスタ２のベース・エミッタ回
路と並列に配置される。
それぞれのカソードが接続されたツエナーダイオード
18と電流が逆方向に流れることを許容する極性のダイオ
ード19からなる直列配置は漏洩インダクタンスから生じ
る電圧キックバックパルスのピークを制限または排除す
るように作用する。
18と電流が逆方向に流れることを許容する極性のダイオ
ード19からなる直列配置は漏洩インダクタンスから生じ
る電圧キックバックパルスのピークを制限または排除す
るように作用する。
フィードバックコンデンサ９と並列にダイオード15が
配置され、そのアノードは変圧器５の二次コイル52の一
方の端部に接続される。
配置され、そのアノードは変圧器５の二次コイル52の一
方の端部に接続される。
従って、図２において、図１の制御回路Stは実質的に
フィードバックコンデンサ９、フィードバック抵抗器1
0、およびトランジスタ２により構成されている。トラ
ンジスタ１のベースと基準電位の間にはトランジスタ２
の代りにツエナーダイオードを配置してもよい。このツ
エナーダイオードは、抵抗器８の電圧（Um）降下とトラ
ンジスタ１のベース・エミッタ電圧との加算された電圧
がツエナーダイオードのツエナー電圧の大きさに達した
とき導通状態になる。この場合は、制御回路はトランジ
スタ１のエミッタに接続されなければならない。
フィードバックコンデンサ９、フィードバック抵抗器1
0、およびトランジスタ２により構成されている。トラ
ンジスタ１のベースと基準電位の間にはトランジスタ２
の代りにツエナーダイオードを配置してもよい。このツ
エナーダイオードは、抵抗器８の電圧（Um）降下とトラ
ンジスタ１のベース・エミッタ電圧との加算された電圧
がツエナーダイオードのツエナー電圧の大きさに達した
とき導通状態になる。この場合は、制御回路はトランジ
スタ１のエミッタに接続されなければならない。
抵抗器81とダイオード82で構成された直列回路がスイ
ッチングトランジスタのエミッタ（接続点Ａ）と基準電
位から遠位の直流モータ６の側の間に配置される。
ッチングトランジスタのエミッタ（接続点Ａ）と基準電
位から遠位の直流モータ６の側の間に配置される。
なお、ラインとは別に直流モータ６を動作させるため
に用いられるアキュムレータを対応するスイッチ配置を
通して直流モータ６に並列に設けてもよい。
に用いられるアキュムレータを対応するスイッチ配置を
通して直流モータ６に並列に設けてもよい。
次に、図２のスイッチング電源の動作モードについて
抵抗器81とダイオード82が省略されたものとして説明す
る。
抵抗器81とダイオード82が省略されたものとして説明す
る。
交流ライン電圧が整流ブリッジ配置３に印加される
と、整流された交流電圧が平滑・濾波コンデンサ４に供
給され、したがって変圧器５の一次コイル51および抵抗
器12を流れる電流が、トランジスタ１のベースの電圧が
トランジスタ１を導通状態になる値に増加するまでフィ
ードバック抵抗器10を通してフィードバックコンデンサ
９を充電する。これにより発生されたコレクタ電流は変
圧器５の一次コイル51を流れ、二次コイル52に正電圧を
誘起し、この正電圧はフィードバックコンデンサ９およ
びフィードバック抵抗器10を通してトランジスタ１のベ
ースに印加され、大きなベース電流を発生する。トラン
ジスタ１が導通されると、変圧器５の一次コイル51を流
れる電流は一次コイル51のインダクタンスに起因して直
線的に上昇し、これはこの直線的に上昇する電流に比例
する電圧が抵抗器８で降下するまでなされ、またこの電
圧は、所定の大きさから、トランジスタ２にベース電流
が流れることを許容し、第２トランジスタ２を導通させ
ると共にトランジスタ１のベースの電位を基準電位にプ
ルダウンし、トランジスタ１をオフにする。トランジス
タ１のオフ時には変圧器５のコアに蓄積された磁気エネ
ルギーは二次コイル52およびダイオード７を通して出力
コンデンサ16に配送される。
と、整流された交流電圧が平滑・濾波コンデンサ４に供
給され、したがって変圧器５の一次コイル51および抵抗
器12を流れる電流が、トランジスタ１のベースの電圧が
トランジスタ１を導通状態になる値に増加するまでフィ
ードバック抵抗器10を通してフィードバックコンデンサ
９を充電する。これにより発生されたコレクタ電流は変
圧器５の一次コイル51を流れ、二次コイル52に正電圧を
誘起し、この正電圧はフィードバックコンデンサ９およ
びフィードバック抵抗器10を通してトランジスタ１のベ
ースに印加され、大きなベース電流を発生する。トラン
ジスタ１が導通されると、変圧器５の一次コイル51を流
れる電流は一次コイル51のインダクタンスに起因して直
線的に上昇し、これはこの直線的に上昇する電流に比例
する電圧が抵抗器８で降下するまでなされ、またこの電
圧は、所定の大きさから、トランジスタ２にベース電流
が流れることを許容し、第２トランジスタ２を導通させ
ると共にトランジスタ１のベースの電位を基準電位にプ
ルダウンし、トランジスタ１をオフにする。トランジス
タ１のオフ時には変圧器５のコアに蓄積された磁気エネ
ルギーは二次コイル52およびダイオード７を通して出力
コンデンサ16に配送される。
出力コンデンサ16における電圧がこの出力コンデンサ
16の充電条件の結果としてツエナーダイオード11のツエ
ナー電圧を越えると、トランジスタ２、抵抗器８の電圧
降下とは無関係に、導通状態を維持され、したがってシ
ヤシまたは基準電位は常にトランジスタ１のベースで維
持され、その結果フライバックコンバータは動作を停止
する。並列接続直流モータ６により電流が消費された結
果、出力コンデンサ16の電圧がツエナーダイオード11の
ツエナー電圧以下の値が降下したときにのみ、トランジ
スタ２のしたがってまたトランジスタ１のオフまたはオ
ン状態がツエナーダイオード22のツエナー電圧に関して
抵抗器８の電圧降下に再び依存するようになり、またフ
ライバックコンバータは再び発振を開始できるようにな
る。
16の充電条件の結果としてツエナーダイオード11のツエ
ナー電圧を越えると、トランジスタ２、抵抗器８の電圧
降下とは無関係に、導通状態を維持され、したがってシ
ヤシまたは基準電位は常にトランジスタ１のベースで維
持され、その結果フライバックコンバータは動作を停止
する。並列接続直流モータ６により電流が消費された結
果、出力コンデンサ16の電圧がツエナーダイオード11の
ツエナー電圧以下の値が降下したときにのみ、トランジ
スタ２のしたがってまたトランジスタ１のオフまたはオ
ン状態がツエナーダイオード22のツエナー電圧に関して
抵抗器８の電圧降下に再び依存するようになり、またフ
ライバックコンバータは再び発振を開始できるようにな
る。
ツエナーダイオード22は、このツエナーダイオード22
のツエナー電圧がエミッタ抵抗器８の電圧増加の結果と
して越えられたときトランジスタ２を導通させるように
作用する。
のツエナー電圧がエミッタ抵抗器８の電圧増加の結果と
して越えられたときトランジスタ２を導通させるように
作用する。
ダイオード15およびフィードバックコンデンサ９の並
列配置は、電圧がツエナーダイオード11のツエナー電圧
以下に降下したとき、フライバックコンバータが速やか
に発振を再開することを可能にするが、これは変圧器５
の二次コイル52における出力電圧が直ちにダイオード15
を通してトランジスタ１を駆動する極性を与えることに
起因する。
列配置は、電圧がツエナーダイオード11のツエナー電圧
以下に降下したとき、フライバックコンバータが速やか
に発振を再開することを可能にするが、これは変圧器５
の二次コイル52における出力電圧が直ちにダイオード15
を通してトランジスタ１を駆動する極性を与えることに
起因する。
例えば、一次ピーク電流Iaを0.5A、エミッタ抵抗を10
オーム（抵抗器81とダイオード82を除く）とすると、エ
ミッタ抵抗にわたって降下する最大ピーク電圧はUm＝5V
になる。二次回路に生じるピーク電流は一次ピーク電流
に比例する。このようにして得られる負荷６を流れる電
流の代数平均が十分でないときは、一次ピーク電流は増
加されなければならない。これは、例えば、エミッタ抵
抗器８の値を小さくすることにより実現できる。しかし
ながら、例えば直流モータである負荷６が始動相時にの
み電流増加を要求するときは、上記の方法は、一次ピー
ク電流が変化しないままなので、正常動作モードにおい
てもトランジスタ１に必然的に大きなスイッチング損失
をもたらすことになる。
オーム（抵抗器81とダイオード82を除く）とすると、エ
ミッタ抵抗にわたって降下する最大ピーク電圧はUm＝5V
になる。二次回路に生じるピーク電流は一次ピーク電流
に比例する。このようにして得られる負荷６を流れる電
流の代数平均が十分でないときは、一次ピーク電流は増
加されなければならない。これは、例えば、エミッタ抵
抗器８の値を小さくすることにより実現できる。しかし
ながら、例えば直流モータである負荷６が始動相時にの
み電流増加を要求するときは、上記の方法は、一次ピー
ク電流が変化しないままなので、正常動作モードにおい
てもトランジスタ１に必然的に大きなスイッチング損失
をもたらすことになる。
負荷６に対応してより大きなモータ始動トルクを発生
するより大きな始動電流を供給するために、抵抗器81と
ダイオード82が接続点Ａと接続点Ｂの間にそう入され
る。以下、この構成の動作モードを図３により説明す
る。図３は、電源投入時の負荷６およびコンデンサ16に
おける電圧Uoに対して一次ピーク電流Iaをプロットした
ものである。電圧Uoは従って時間の関数として与えられ
る。抵抗器81と抵抗器８はそれぞれ10Ωの抵抗を有し、
負荷の動作電圧はUo＝10Vである。電源が投入された瞬
間には、またダイオード82の順方向電圧を省略すると、
この時点では接続点Ｂの電圧が基準電位に関して0Vなの
で、一次ピーク電流は前の0.5Aの代りにIa＝1Aになる。
するより大きな始動電流を供給するために、抵抗器81と
ダイオード82が接続点Ａと接続点Ｂの間にそう入され
る。以下、この構成の動作モードを図３により説明す
る。図３は、電源投入時の負荷６およびコンデンサ16に
おける電圧Uoに対して一次ピーク電流Iaをプロットした
ものである。電圧Uoは従って時間の関数として与えられ
る。抵抗器81と抵抗器８はそれぞれ10Ωの抵抗を有し、
負荷の動作電圧はUo＝10Vである。電源が投入された瞬
間には、またダイオード82の順方向電圧を省略すると、
この時点では接続点Ｂの電圧が基準電位に関して0Vなの
で、一次ピーク電流は前の0.5Aの代りにIa＝1Aになる。
ここで、次の方程式が適用される。
ただし、Ufはダイオード82の順方向電圧である。出力
電圧Uoが上昇すると（モータの回転周波数が増加する
と）、一次ピーク電流Iaの振幅が減少することになる。
電圧Uoが上昇すると（モータの回転周波数が増加する
と）、一次ピーク電流Iaの振幅が減少することになる。
接続点ＡとＢの間に抵抗器81とダイオード82を共に配
置したとき、図３の実線は（Ufを省略して）Uoの関数と
してIaの特性を示す。Uo＝5Vのとき、これは抵抗器８の
最大電圧Umに対応するが、一次ピーク電流は0.5Aに降下
していることになる。電圧Uoがさらに5V以上の大きさに
増加すると、ダイオード82が遮断されるので抵抗器81は
自動的にオフになされる。一次ピーク電流Iaは、抵抗器
81のない前の場合と同様に0.5Aになる。
置したとき、図３の実線は（Ufを省略して）Uoの関数と
してIaの特性を示す。Uo＝5Vのとき、これは抵抗器８の
最大電圧Umに対応するが、一次ピーク電流は0.5Aに降下
していることになる。電圧Uoがさらに5V以上の大きさに
増加すると、ダイオード82が遮断されるので抵抗器81は
自動的にオフになされる。一次ピーク電流Iaは、抵抗器
81のない前の場合と同様に0.5Aになる。
ダイオード82は省略してもよい。その場合の構成は図
３に破線で示したようになる。このとき、電圧Uoが電圧
Um（5Vで）以上になると、すなわち接続点Ｂの電位が接
続点Ａのものより大きくなると、一次ピーク電流Iaが降
下し続け、さらに二次回路から抵抗器81および抵抗器８
を通して基準電位に向けて付加的な電流が流れる。ダイ
オード82がない場合もより大きな始動電流を実現する目
的は同様に実現されるが、抵抗器81を通してＢからＡに
この電流が流れることから動作条件下での電力の消散は
ダイオード82がある場合よりも大きくなる。
３に破線で示したようになる。このとき、電圧Uoが電圧
Um（5Vで）以上になると、すなわち接続点Ｂの電位が接
続点Ａのものより大きくなると、一次ピーク電流Iaが降
下し続け、さらに二次回路から抵抗器81および抵抗器８
を通して基準電位に向けて付加的な電流が流れる。ダイ
オード82がない場合もより大きな始動電流を実現する目
的は同様に実現されるが、抵抗器81を通してＢからＡに
この電流が流れることから動作条件下での電力の消散は
ダイオード82がある場合よりも大きくなる。
ダイオード82がないときは次の式が適用される。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/28 H02P 1/18
Claims (5)
- 【請求項１】入力電圧源（20）から負荷（６）に電力を
供給する電子スイッチング式電源であって、変圧器
（５）付きフライバックコンバータを備え、前記変圧器
（５）の１次コイル（51）が入力電圧源（20）と並列に
接続された第１のトランジスタ（１）のコレクタ・エミ
ッタ回路と直列に接続され、２次コイル（52）が前記負
荷（６）と第１のダイオード（７）に直列に接続され、
前記第１のトランジスタ（１）のエミッタが第１の抵抗
器（８）を介して基準電位に接続され、前記第１のトラ
ンジスタ（１）のベースが、該ベースの電圧の増減また
はオンオフを制御するための制御回路（St）に接続さ
れ、前記負荷（６）に対してコンデンサ（16）が並列に
接続され、前記コンデンサ（16）の−側が前記基準電位
に接続された電子スイッチング式電源において、 前記第１の抵抗器（８）と前記第１のトランジスタ
（１）との接続点（Ａ）と、前記コンデンサ（16）の基
準電位とは反対側（Ｂ）との間に第２の抵抗器（81）が
接続されたことを特徴とする電子スイッチング式電源。 - 【請求項２】前記フライバックコンバータは自励発振
し、前記制御回路（St）は、前記フライバックコンバー
タの２次回路と第１のトランジスタ（１）のベースとの
間に配置されたフィードバックコンデンサ（９）とフィ
ードバック抵抗器（10）の直列配置と、前記第１トラン
ジスタ（１）のベースと基準電位との間に配置され、所
定電圧から導通するようになる基準電圧源とで構成され
ることを特徴とする請求の範囲１に記載の電子スイッチ
ング式電源。 - 【請求項３】前記フライバックコンバータは自励発振
し、前記制御回路（St）は、前記フライバックコンバー
タの２次回路と第１のトランジスタ（１）のベースとの
間に配置されたフィードバックコンデンサ（９）とフィ
ードバック抵抗器（10）の直列配置と、前記第１トラン
ジスタ（１）のベースと基準電位との間に配置され、所
定電圧から導通するようになる基準電圧源とで構成され
ることを特徴とする請求の範囲１に記載の電子スイッチ
ング式電源。 - 【請求項４】前記基準電圧源は、ベースが前記第１のト
ランジスタ（１）と第１の抵抗器（８）の接続点（Ａ）
に接続された第２のトランジスタ（２）のコレクタ・エ
ミッタ回路であることを特徴とする請求の範囲３に記載
の電子スイッチング式電源。 - 【請求項５】前記負荷（６）は直流モータであることを
特徴とする請求の範囲１に記載の電子スイッチング式電
源。
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| US4459651A (en) * | 1982-07-01 | 1984-07-10 | Honeywell Information Systems Inc. | Regulated flyback power supply using a combination of frequency and pulse width modulation |
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| AT387875B (de) * | 1983-03-31 | 1989-03-28 | Schrack Elektronik Ag | Schaltungsanordnung zum betreiben einer last |
| DE3323747A1 (de) * | 1983-07-01 | 1985-01-03 | Braun Ag, 6000 Frankfurt | Elektronisches schaltnetzteil |
| DE3545324A1 (de) * | 1985-12-20 | 1987-06-25 | Braun Ag | Elektronisches schaltnetzteil |
| DE3732790A1 (de) * | 1987-09-29 | 1989-04-13 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltnetzteil |
| DE3930432A1 (de) * | 1989-09-12 | 1991-05-16 | Siemens Ag | Schaltnetzteil |
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-
1991
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- 1991-02-20 DE DE59105186T patent/DE59105186D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-02-20 CA CA002078573A patent/CA2078573C/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-02-20 EP EP91903919A patent/EP0520999B1/de not_active Revoked
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- 1996-05-30 HK HK92196A patent/HK92196A/xx not_active IP Right Cessation
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |