WO2014147998A1 - 電力変換器、およびパワーコンディショナ - Google Patents

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switch element
circuit
power
conversion
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田村　秀樹
和憲 木寺
仁 吉澤
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パナソニック株式会社
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    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade

Definitions

  • the present invention relates generally to a power converter and a power conditioner, and more particularly, to a power converter comprising a transformer between two conversion circuits performing power conversion, and the power converter Related to the power conditioner.
  • the power converter described in the document 1 includes a transformer 401 between the primary side orthogonal transform unit 101 and the secondary side orthogonal transform unit 201 as shown in FIG. 12, and further, the secondary side orthogonal transform unit A configuration in which a booster circuit 301 is connected to 201 is provided.
  • the power converter is configured to perform bi-directional power conversion between direct current and direct current.
  • the primary side orthogonal transformation unit 101, the secondary side orthogonal transformation unit 201, and the booster circuit 301 are all configured to perform bidirectional power conversion.
  • the energy from the other battery is reduced with respect to one battery whose voltage value is lowered between the battery B11 whose nominal voltage is low and the battery B21 whose nominal voltage is high. It has a function of supplying to suppress a drop in voltage value.
  • the booster circuit 301 is connected to the secondary side orthogonal transform unit 201 because the low voltage battery B11 is connected to the primary side orthogonal transform unit 101 and the high voltage battery B22 is connected to the boost circuit 301. It is because
  • the turns ratio is set in accordance with the voltage ratio between the transformers B11 and B12, and the voltage value of each of the batteries B11 and B12 fluctuates. Therefore, if the turns ratio of the transformer 401 is set according to the voltage ratio at the time of step-down, there is a possibility that the voltage ratio at the time of boosting can not be obtained with the transformer 401 alone.
  • the booster circuit 301 is provided to eliminate such shortage of voltage value at the time of boosting.
  • document 1 also describes that a load is connected instead of the battery B12.
  • the nominal voltage of the battery B11 is selected from a relatively wide range, and as indicated by the characteristic T2 in FIG. 2, the fluctuation range of the voltage value of the battery B12 is compared It assumes a narrow case.
  • the range of the upper and lower ends of the vertical bar corresponds to the range of voltage.
  • the range of the voltage value of battery B12 is within the range of voltage values selectable by battery B11.
  • An example where such a condition is satisfied is, for example, the case where the battery B11 is a storage battery mounted on an electric vehicle such as an electric vehicle, and the battery B12 is a storage battery for supplying power to equipment used in a house is there.
  • the power converter described in the document 1 can convert power in two directions, it is conceivable to set the voltage values of the batteries B11 and B12 in a relationship reverse to that in FIG. 2. That is, a configuration is conceivable in which the voltage value of battery B11 is selected from a relatively narrow range, and the range of voltage values selectable by battery B11 is within the range of voltage values selectable by battery B12.
  • the voltage boosting circuit 301 when energy is supplied from the battery B12 to the battery B11, the voltage boosting circuit 301 operates as a step-down chopper circuit, so the voltage value output from the voltage boosting circuit 301 is lower than the voltage value of the battery B11. That is, boosting by the transformer 401 is required from the secondary side orthogonal transform unit 201 toward the primary side orthogonal transform unit 101.
  • the secondary side orthogonal transformation unit 201 operates at a relatively low voltage value stepped down to the booster circuit 301, a relatively large current flows in the winding of the transformer 401, and a relatively large loss occurs in the entire power converter. It occurs.
  • the objective of this invention aims at providing the power converter which raised conversion efficiency, and also providing the bidirectional
  • a power converter includes: a first conversion circuit and a second conversion circuit for performing power conversion; and a transformer for transferring power between the first conversion circuit and the second conversion circuit; It is a circuit that is a front stage of the first conversion circuit when power is transferred from the first conversion circuit to the second conversion circuit, and a voltage input to the first conversion circuit is the And a third conversion circuit for converting the voltage so as to be higher than the voltage output from the second conversion circuit.
  • each of the first conversion circuit and the second conversion circuit is configured to bi-directionally perform power conversion between direct current and alternating current
  • the third conversion circuit is configured to It operates as a step-up chopper circuit in a period for transferring power from the first conversion circuit to the second conversion circuit, and transfers power from the second conversion circuit to the first conversion circuit.
  • it is configured to operate as a step-down chopper circuit in a period.
  • the power converter further includes a control circuit, and each of the first conversion circuit and the second conversion circuit includes a switch element, and performs power conversion by switching control of the switch element by the control circuit.
  • the third converter circuit is a first converter circuit connected between the two first terminals connected to the first converter circuit, the two second terminals, and the two first terminals.
  • One end of each of a second switch element and the inductor is connected to each other, and the control circuit is configured to transmit power from the first conversion circuit to the second conversion circuit.
  • element Controls on-off said control circuit preferably controls the on-off of the second switching element while transmitting the power toward the first conversion circuit from said second conversion circuit.
  • switching control is performed at the same timing as the first conversion circuit and the second conversion circuit.
  • this power converter in a period during which power is transferred from the second conversion circuit toward the first conversion circuit, on / off of the second switch element is the first conversion circuit and the second conversion circuit. It is preferable to synchronize with the switching control in the conversion circuit, and to have a period that is an even number smaller than the period of the switching control.
  • this power converter in a period during which power is transferred from the second conversion circuit toward the first conversion circuit, on / off of the second switch element is the first conversion circuit and the second conversion circuit. It is preferable to synchronize with the switching control in the conversion circuit, and to have a cycle that is an even multiple of the cycle of the switching control.
  • this power converter in a period during which power is transmitted from the second conversion circuit to the first conversion circuit, on / off of the second switch element is synchronization of switching control in the first conversion circuit. Preferably, it has a period equal to and 90 degrees out of phase with the switching control.
  • the power converter further includes a control circuit, and each of the first conversion circuit and the second conversion circuit includes a switch element, and performs power conversion by switching control of the switch element by the control circuit.
  • the third conversion circuit is a first switch connected between two first terminals and two second terminals connected to the first conversion circuit and two first terminals.
  • a series circuit of an element and a second switch element, a series circuit of a first inductor connected between the two second terminals and a first switch element, and two of the first terminals A series circuit of a third switch element connected between the second switch element and a fourth switch element, and a series circuit of a second inductor connected between the two second terminals and the third switch element And the first switch element , One end of each of the second switch element and the first inductor is connected to each other, and one end of each of the third switch element, the fourth switch element, and the second inductor is mutually connected
  • the control circuit controls on / off of the first switch element and the third switch element when transferring power from the first conversion circuit to the second conversion circuit;
  • the control circuit transfers power from the second conversion circuit to the first conversion circuit, the on period and the off period of the second switch element and the fourth switch element are mutually different. It is preferable to control on / off of the second switch element and the fourth switch element so as to be in an opposite relationship.
  • the first conversion circuit and the second conversion circuit increase the duty ratio in the switching control as time passes in a predetermined period immediately after startup.
  • the voltage output from the second conversion circuit Preferably, feedback control is performed to keep the constant.
  • a power conditioner according to the present invention is connected to any one of the power converters described above and the second conversion circuit in the power converter, and performs bidirectional power conversion between direct current and alternating current. And the conversion circuit of
  • the voltage applied to the first conversion circuit is boosted by the third conversion circuit, the voltage applied to the transformer is large even if the range of the voltage applied to the third conversion circuit is wide. As a result, the current flowing in the transformer winding becomes relatively small. Therefore, there is an advantage that the loss due to the transformer is reduced, and the overall conversion efficiency of the power converter is increased.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a power converter according to a first embodiment. It is a figure which shows the relationship of the voltage before and behind conversion by a power converter.
  • 3A to 3D are operation explanatory diagrams of the power converter according to the first embodiment.
  • 4A to 4F are operation explanatory diagrams of the power converter according to the first embodiment.
  • 5A to 5F are operation explanatory diagrams showing another operation example of the power converter according to the first embodiment.
  • 6A to 6F are operation explanatory diagrams showing another operation example of the power converter according to the first embodiment.
  • FIG. 7A to 7F are operation explanatory diagrams showing still another operation example of the power converter according to the first embodiment.
  • 8A and 8B are operation explanatory diagrams showing still another operation example of the power converter according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a power converter according to a second embodiment.
  • 10A to 10H are operation explanatory diagrams of the power converter according to the second embodiment. It is a block diagram showing an example of composition of a power conditioner provided with a power converter concerning Embodiment 1 or Embodiment 2. It is a circuit diagram showing a conventional example.
  • Each of the first conversion circuit 10 and the second conversion circuit 20 is configured to bi-directionally perform power conversion between direct current and alternating current. That is, the first conversion circuit 10, the second conversion circuit 20, and the transformer 40 constitute a conversion circuit that performs bi-directional power conversion between direct current and direct current.
  • the third conversion circuit 30 is a front stage of the first conversion circuit 10 when power is transmitted from the first conversion circuit 10 to the second conversion circuit 20.
  • the third conversion circuit 30 converts the voltage such that the voltage input to the first conversion circuit 10 is higher than the voltage output from the second conversion circuit 20.
  • the third conversion circuit 30 steps down the voltage output from the first conversion circuit 10.
  • power converter 1 is both a bi-directional DC-DC conversion circuit including first conversion circuit 10, second conversion circuit 20, and transformer 40, and both for voltage conversion including third conversion circuit 30. And a chopper circuit. The voltage adjustment is also performed by the turns ratio of the transformer 40.
  • the first conversion circuit 10 includes a bridge circuit including four switch elements S11 to S14.
  • the second conversion circuit 20 also includes a bridge circuit including four switch elements S21 to S24. And each of the 1st conversion circuit 10 and the 2nd conversion circuit 20 performs electric power conversion by switching the switch element of a bridge circuit.
  • the first conversion circuit 10 includes an arm formed of two switch elements S11 and S12 connected in series, and an arm formed of two switch elements S13 and S14 connected in series.
  • the arm composed of the switch elements S11 and S12 and the arm composed of the switch elements S13 and S14 are connected in parallel.
  • the second conversion circuit 20 also has the same configuration, and includes an arm formed of two switch elements S21 and S22 connected in series, and an arm formed of two switch elements S23 and S24 connected in series. Prepare. The arm formed of the switch elements S21 and S22 and the arm formed of the switch elements S23 and S24 are connected in parallel.
  • the third conversion circuit 30 includes two switch elements S31 and S32 connected in series, and an inductor L31 having one end connected to a connection point P1 of the switch elements S31 and S32.
  • the switch element S31 corresponds to a first switch element
  • the switch element S32 corresponds to a second switch element.
  • the third conversion circuit 30 includes first terminals x31 and x32 connected to the first conversion circuit 10 at both ends of a series circuit of two switch elements S31 and S32, a switch element S31, and an inductor L31. It has the 2nd terminal x33 and x34 which are the both ends of a series circuit.
  • the first conversion circuit 10 includes a first winding n1 of the transformer 40 and an inductor between a connection point P2 of the two switch elements S11 and S12 and a connection point P3 of the two switch elements S13 and S14.
  • a series circuit of L41 and capacitor C41 is connected.
  • the second conversion circuit 20 also includes a second winding n2 of the transformer 40 between the connection point P4 of the two switch elements S21 and S22 and the connection point P5 of the two switch elements S23 and S24. Is connected.
  • Inductor L41 and capacitor C41 constitute a series resonance circuit, and the resonance frequency of this series resonance circuit is set to substantially match the frequency transmitted between first conversion circuit 10 and second conversion circuit 20. Be done.
  • a capacitor C11 is connected in parallel to the two arms of the first conversion circuit 10.
  • the capacitor C11 is connected to the first terminals x31 and x32 in the third conversion circuit 30.
  • a capacitor C12 is connected in parallel to the two arms of the second conversion circuit 20.
  • a capacitor C13 is connected between both ends of the series circuit of the switch element S31 and the inductor L31 in the third conversion circuit 30.
  • Si As the semiconductor material forming the switch elements S11 to S14, S21 to S24, S31, and S32, Si is widely adopted, but a wide band gap semiconductor material such as SiC and GaN may be adopted.
  • a wide band gap semiconductor material such as SiC and GaN may be adopted.
  • the cost may be increased.
  • an inductor L41 and a capacitor C41 are provided between the first conversion circuit 10 and the transformer 40, and soft switching of the switch elements S11 to S14 is performed to reduce loss while using inexpensive Si. ing.
  • both ends of the capacitor C13 are referred to as first connection terminals X11 and X12, and both ends of the capacitor C12 are referred to as second connection terminals X21 and X22.
  • the first connection terminals X11 and X12 correspond to the second terminals x33 and x34 in the third conversion circuit 30, respectively.
  • the first connection terminals X11 and X12 are connected to a battery B1 mounted on an electric vehicle such as an electric vehicle, and the second connection terminals X21 and X22 are connected to a DC bus (not shown). Do.
  • the battery B1 is described on the assumption that the nominal voltage varies depending on the type of electric vehicle, but the line voltage of the DC bus does not greatly fluctuate.
  • nominal voltage Vb of battery B1 is selected from a wide range as shown by characteristic T1 shown in FIG. 2 and that the line bus voltage Va of the DC bus has a narrow fluctuation range as shown by characteristic T2 shown in FIG. .
  • the range of the upper and lower ends of the vertical bar corresponds to the range of voltage.
  • the range of the line voltage Va of the DC bus is set to be within the range of the nominal voltage Vb of the battery B1. It is not essential that this condition is met, but merely indicates that the technology of the present embodiment is applicable even when the selection range of the nominal voltage Vb of the battery B1 is wide relative to the line voltage Va of the DC bus.
  • the power converter 1 configured as described above performs bidirectional power conversion between direct current and direct current by the following operation. First, an operation when the battery B1 is discharged will be described. That is, the operation of transferring power from the first conversion circuit 10 to the second conversion circuit 20, which is the case of supplying the power of the battery B1 to the DC bus, will be described.
  • the third conversion circuit 30 operates as a boost chopper circuit. That is, the switch element S31 is turned on and off, and the switch element S32 is kept off.
  • the third conversion circuit 30 stores energy in the inductor L31 while the switch element S31 is on.
  • the energy stored in the inductor L31 is released through the body diode of the switch element S32 while the switch element S31 is off. Therefore, when the third conversion circuit 30 operates, the voltage across the capacitor C11 is boosted with respect to the voltage between the first connection terminals X11 and X12 (the potential difference between the two first connection terminals X11 and X12). Be done.
  • the switch element S32 is kept off while the switch element S31 is on / off. Therefore, capacitor C11 is charged by the current supplied through the body diode (parasitic diode) of switch element S32.
  • the on / off period of the switch element S31 is adjusted by PWM (Pulse Width Modulation) control, and the step-up ratio is adjusted according to the duty ratio. Therefore, the voltage across the capacitor C11 is adjusted by adjusting the on / off period of the switch element S31.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the third conversion circuit 30 is designed such that the voltage across the capacitor C11 is higher than the line-to-line voltage of the DC bus. Since the terminal voltage of the battery B1 and the line voltage of the DC bus have the relationship shown in FIG. 2, the terminal voltage of the battery B1 may be higher or lower than the line voltage of the DC bus.
  • the duty ratio in switching of the switch element S31 is adjusted so that the voltage across the capacitor C11 is higher than the line voltage of the DC bus.
  • the duty ratio in switching of switch element S31 is adjusted to such an extent that the voltage across capacitor C11 does not significantly exceed the line voltage of the DC bus Do.
  • the direct current extracted from both ends of the capacitor C11 is converted into alternating current by the first conversion circuit 10. That is, on / off of the switch elements S11 to S14 of the first conversion circuit 10 is controlled by the control circuit 50, for example, as shown in FIGS. 3A and 3B.
  • FIG. 3A shows on / off of the switch elements S12 and S13
  • FIG. 3B shows on / off of the switch elements S11 and S14.
  • the positional relationship between the switch element S11 and the switch element S14 and the positional relationship between the switch element S12 and the switch element S13 will be referred to as diagonal positions.
  • the switch elements in diagonal positions are simultaneously turned on. That is, the control circuit 50 controls the on / off of the switch elements S11 to S14 so that the switch element S11 and the switch element S14 are simultaneously turned on and the switch element S12 and the switch element S13 are simultaneously turned on.
  • switch elements S11 to S14 are turned on and off so that the switch element S11 and the switch S12 are not simultaneously turned on by the control circuit 50, and the switch element S13 and the switch element S14 are not simultaneously turned on. It is controlled.
  • a pause period in which both switch elements are simultaneously turned off is provided. That is, a pause period is provided when switching on and off the switch element S11 and the switch S12, and a pause period is provided when switching on and off the switch element S13 and the switch element S14.
  • full-wave rectification is performed by the diode bridge formed by the body diodes of the switch elements S21 to S24 when the switch elements S21 to S24 are kept off when the battery B1 is discharged.
  • the switch elements S21 to S24 of the second conversion circuit 20 are controlled by the control circuit 50 at the same timing as the switch elements S11 to S14 of the first conversion circuit 10. On-off is controlled. That is, the switch elements S21 and S24 are controlled to be turned on while the switch elements S11 and S14 are on, and the switch elements S22 and S23 are turned on while the switch elements S12 and S13 are on. Controlled by
  • control circuit 50 it is necessary to individually control the first conversion circuit 10 and the second conversion circuit 20 by matching the on / off timings of the switch elements S11 to S14 with the on / off timings of the switch elements S21 to S24. Control is easier. In other words, control of the switch elements S11 to S14 and the switch elements S21 to S24 can be performed by the same signal, and the configuration of the control circuit 50 is simplified.
  • the loss is reduced compared to the case of using a diode bridge formed by a body diode.
  • the third conversion circuit 30 stores energy in the inductor L31 while the switch element S32 is on.
  • the energy stored in the inductor L31 is released through the body diode of the switch element S31 while the switch element S32 is off. Therefore, when the third conversion circuit 30 operates, the voltage across the capacitor C13 becomes a voltage obtained by stepping down the voltage across the capacitor C11.
  • the third conversion circuit 30 While the third conversion circuit 30 is operating as a step-down chopper circuit, the duty ratio of the switching element S32 is adjusted by PWM control, and the step-down ratio is adjusted according to the duty ratio.
  • the first conversion circuit 10 and the second conversion circuit 20 operate in the same manner as when discharging from the battery B1. During a period in which the third conversion circuit 30 operates as a step-down chopper circuit, power is supplied from the DC bus to the battery B1.
  • the control circuit 50 controls the switch elements S11 to S14 of the first conversion circuit 10 and the switch elements S21 to S21 of the second conversion circuit 20 in order to adjust the current for charging the battery B1. At least one on period with S24 is adjusted.
  • the current charging the battery B1 is monitored by a current sensor (not shown).
  • the technology for controlling the charging current is well known and is not the gist, so the description is omitted.
  • the control circuit 50 monitors the terminal voltage of the battery B1, and adjusts the duty ratio in switching of the switch element S32 of the third conversion circuit 30 according to the monitored terminal voltage. .
  • the switching duty ratio of the switch element S32 of the third conversion circuit 30 is 50%.
  • the current I3 flowing through the switch element S32 is dominated by the current flowing through the inductor L31 during the on period, and naturally stops during the off period.
  • the period in which the switch elements S11 to S14 of the first conversion circuit 10 are turned on is either the period in which the switch element S32 is on or the period in which it is off. Assume that the case is within. In the illustrated example, the switch elements S12 and S13 are turned on only while the switch element S32 is off, and the switch elements S11 and S14 are turned on only while the switch element S32 is on.
  • the switch element S32 is on during the period when the current I1 flows through the switch element S11, the switch element S32 is off during the period when the current I2 flows through the switch element S12. Therefore, the load on the first conversion circuit 10 changes between the period in which the switch element S11 is on and the period in which the switch element S12 is on.
  • the peak value of the current I1 flowing through the switch element S11 is larger than the peak value of the current I2 flowing through the switch element S12.
  • the switch elements S11 and S14 are required to have a larger current capacity than the switch elements S12 and S13, which may increase the manufacturing cost of the power converter.
  • this embodiment sets the on / off timing of the switch element S32 and the on / off timing of the switch elements S11 to S14 in the relationship shown in FIGS. 5A to 5F or FIGS. 6A to 6F. ing.
  • the control circuit 50 sets the on / off cycle of the switch element S32 to half the on / off cycle of the switch elements S11 to S14. That is, assuming that the on / off cycle of switch element S32 shown in FIG. 5A is the same as the operation shown in FIG. 4A, the on / off cycle of switch elements S11 to S14 shown in FIGS. 5B and 5C is the same as the on / off cycle of switch element S32.
  • the on / off of the switch elements S21 to S24 is the same timing as the on / off of the switch elements S11 to S14, the on / off cycle of the switch elements S21 to S24 is also the on / off of the switch element S32. Is twice the period of
  • the current I3 flowing through the switch element S32 changes in the same manner as the operation shown in FIG. 4D as shown in FIG. 5D, and as shown in FIGS. 5E and 5F, the current I1 flowing through the switch element S11 and the switch element S12.
  • the peak value is approximately equal to the current I2 flowing through the This is because the switch element S32 performs on and off once each in the on period of the switch element S11 and the on period of the switch element S12.
  • the magnitude of the load by the third conversion circuit 30 with respect to the first conversion circuit 10 is equal between the on period of the switch element S11 and the on period of the switch element S12.
  • the on / off cycle of the switch element S32 is not limited to only half of the on / off cycle of the switch elements S11 to S14, and may be an even number.
  • the on / off cycle of the switch element S32 is shorter than the on / off cycle of the switch elements S11 to S14.
  • the control circuit 50 performs the on / off cycle of the switch element S32 shown in FIG. 6A twice the on / off cycle of the switch elements S11 to S14 shown in FIGS. It is set to. That is, assuming that the on / off cycles of the switch elements S11 to S14 shown in FIGS. 6B and 6C are the same as the operations shown in FIGS. 4B and 4C, the on / off cycle of the switch element S32 shown in FIG. The cycle of on to off of S14 is doubled.
  • the switch elements S11 to S14 are turned on and off once each in the period in which the current I3 flows in the switch element S32 and the period in which the current I3 is stopped. In short, the switch elements S11 to S14 are turned on and off once during the on period of the switch element S32, and the switch elements S11 to S14 are turned on and off once during the off period of the switch element S32.
  • the peak value of the current I1 flowing to the switch element S11 in the on period of the switch element S32 and the peak value of the current I2 flowing to the switch element S12 are the currents in the off period of the switch element S32. It becomes larger than the peak value of I1 and the peak value of current I2.
  • the peak values of the currents I1 and I2 become one for one turn on and off of the switch elements S11 to S14. It becomes almost equal.
  • the on / off cycle of the switch element S32 is not limited to twice of the on / off cycle of the switch elements S11 to S14, and may be an even multiple.
  • the on / off cycle of the switch element S32 is synchronized with the on / off cycle of the switch elements S11 to S14 (S21 to S24).
  • the operations shown in FIGS. 7A to 7C may be performed.
  • the on period of the switch element S32 is in the off period and the on period of the switch elements S11 and S14 so as to extend over the on and off periods of the switch elements S12 and S13. It is set. Further, the off period of the switch element S32 is set to extend over the on period and the off period of the switch elements S11 and S14 so as to extend over the off period and the on period of the switch elements S12 and S13.
  • the on / off timings of the switch elements S11 to S14 and S32 are set so that the on and off periods of the switch elements S11 to S14 have the same length in the on period of the switch element S32. Further, the on / off timings of the switch elements S11 to S14 and S32 are set so that the on and off periods of the switch elements S11 to S14 have the same length in the off period of the switch element S32.
  • the on / off cycle of the switch elements S11 to S14 is equal to the on / off cycle of the switch element S32.
  • the on / off of the switch element S32 has a phase difference of 90 degrees with the on / off of the switch elements S11 to S14.
  • the on / off cycle of the switch elements S21 to S24 is also equal to the on / off cycle of the switch element S32. .
  • the current I3 flowing to the switch element S32 changes as shown in FIG. 7C, and as shown in FIGS. 7E and 7F, the current I1 flowing to the switch element S11 and the current I2 flowing to the switch element S12 have peak values. Become almost equal.
  • the power converter 1 having the above-described configuration includes the capacitors C11 to C13, it is desirable to perform soft start so that rush current does not flow at the time of start. That is, as shown in FIGS. 8A and 8B, the duty ratio of the switch elements S11 to S14 (same as the switch elements S21 to S24) is gradually increased with time for a predetermined period immediately after start-up. It is desirable to reach the duty ratio in the operation of
  • soft start is performed to gradually increase the duty ratio of the switch elements S11 to S14 and S21 to S24 for both the first conversion circuit 10 and the second conversion circuit 20.
  • This operation suppresses the generation of rush current to the capacitors C11 to C13 regardless of which of the first connection terminals X11 and X12 and the second connection terminals X21 and X22 receives a voltage.
  • the third conversion circuit 30 operates as a boost circuit, and the voltage applied to the first winding n1 of the transformer 40 becomes substantially constant.
  • the voltage applied from the DC bus to the second conversion circuit 20 is substantially constant, so the voltage applied to the second winding n2 of the transformer 40 is substantially constant. That is, an almost constant voltage is applied to each of the first and second windings n1 and n2 of the transformer 40 regardless of charge and discharge of the battery B1, and a series resonance composed of the capacitor C41 and the inductor L41. Design of the circuit (setting of resonance conditions) is facilitated. As a result, the soft switching of the switch elements S11 to S14 and S21 to S24 can be performed with high accuracy, and the switching loss can be reduced.
  • the power converter is reduced by reducing the conduction loss of the transformer 40 by reducing the current of the first winding n1 of the transformer 40 when the battery B1 is discharged, and reducing the switching loss when the battery B1 is discharged.
  • the overall loss reduction of 1 is possible.
  • the voltage input to first conversion circuit 10 is made substantially constant by third conversion circuit 30.
  • the voltage input to the second conversion circuit 20 is substantially constant.
  • the power converter 1 of the present embodiment includes the first conversion circuit 10 and the second conversion circuit 20 for performing power conversion, and the first conversion circuit 10 and the second conversion circuit 20.
  • a transformer 40 for transferring power between them and a third conversion circuit 30 are provided.
  • the third conversion circuit 30 is a circuit that is a front stage of the first conversion circuit 10 when transferring power from the first conversion circuit 10 to the second conversion circuit 20.
  • the third conversion circuit 30 converts the voltage such that the voltage input to the first conversion circuit 10 is higher than the voltage output from the second conversion circuit 20.
  • each of the first conversion circuit 10 and the second conversion circuit 20 is preferably configured to bi-directionally perform power conversion between direct current and alternating current.
  • the power converter 1 is preferably configured as follows.
  • the third conversion circuit 30 is configured to operate as a step-up chopper circuit in a period in which power is transferred from the first conversion circuit 10 to the second conversion circuit 20.
  • the third conversion circuit 30 is configured to operate as a step-down chopper circuit in a period in which power is transferred from the second conversion circuit 20 to the first conversion circuit 10.
  • the power converter 1 preferably further includes a control circuit 50.
  • Each of the first conversion circuit 10 and the second conversion circuit 20 preferably includes switch elements (S11 to S14, S21 to S24), and performs power conversion by switching control of the switch elements by the control circuit 50.
  • the power converter 1 is preferably configured as follows.
  • the third conversion circuit 30 includes two first terminals x31 and x32 connected to the first conversion circuit 10 and two second terminals x33 and x34. Furthermore, the third conversion circuit 30 includes a series circuit of a first switch element S31 and a second switch element S32 connected between two first terminals x31 and x32.
  • the third conversion circuit 30 includes a series circuit of an inductor L31 connected between two second terminals x33 and x34 and a first switch element S31. One ends of the first switch element S31, the second switch element S32, and the inductor L31 are connected to each other.
  • the control circuit 50 controls the on / off of the first switch element S31 when transferring power from the first conversion circuit 10 to the second conversion circuit 20.
  • the control circuit 50 controls the on / off of the second switch element S32 when transferring power from the second conversion circuit 20 to the first conversion circuit 10.
  • switching control be performed at the same timing for the first conversion circuit 10 and the second conversion circuit 20.
  • on / off of the second switch element S32 be controlled as follows in a period in which power is transmitted from the second conversion circuit 20 toward the first conversion circuit 10. . It is preferable that the on / off be synchronized with the switching control in the first conversion circuit 10 and the second conversion circuit 20, and be a cycle of an even fraction of the cycle of the switching control.
  • on / off of the second switch element S32 be controlled as follows in a period in which power is transmitted from the second conversion circuit 20 toward the first conversion circuit 10. . It is preferable that the on / off be synchronized with the switching control in the first conversion circuit 10 and the second conversion circuit 20, and be a cycle that is an even multiple of the cycle of the switching control.
  • on / off of the second switch element S32 be controlled as follows in a period in which power is transmitted from the second conversion circuit 20 toward the first conversion circuit 10. .
  • the on / off has a period equal to the synchronization of switching control in the first conversion circuit 10, and the phase is 90 degrees different with respect to the switching control.
  • the first conversion circuit 10 and the second conversion circuit 20 it is preferable for the first conversion circuit 10 and the second conversion circuit 20 to increase the duty ratio in the switching control as time passes in a predetermined period immediately after start-up.
  • the third conversion circuit 30 outputs power from the second conversion circuit 20 when the power is input to the first conversion circuit 10 and the power is output from the second conversion circuit 20.
  • feedback control is performed to keep the voltage constant.
  • the third conversion circuit 30A of the present embodiment has a configuration in which two circuits having the same configuration as the third conversion circuit 30 in the first embodiment shown in FIG. 1 are connected in parallel.
  • One of the two circuits connected in parallel includes two switch elements S31 and S32 connected in series, and an inductor L31 having one end connected to a connection point P1 of the switch elements S31 and S32 .
  • the other of the two circuits connected in parallel includes two switch elements S33 and S34 connected in series, and an inductor L32 having one end connected to a connection point P6 of the switch elements S33 and S34.
  • both ends of the series circuit of two switch elements S31 and S32 and both ends of the two switch elements S33 and S34 are commonly connected to the first terminals x31 and x32. Further, both ends of the series circuit of the switch element S31 and the inductor L31 and both ends of the series circuit of the switch element S33 and the inductor L32 are commonly connected to the second terminals x33 and x34.
  • the switch element S31 corresponds to a first switch element
  • the switch element S32 corresponds to a second switch element
  • the switch element S33 corresponds to a third switch element
  • the switch element S34 corresponds to a fourth switch element.
  • the inductor L31 corresponds to a first inductor
  • the inductor L32 corresponds to a second inductor.
  • the switch elements S32 and S34 are controlled to be on and off by the control circuit 50A.
  • the switch element S34 is turned off while the switch element S32 is on, and the switch element S34 is controlled to be turned on while the switch element S32 is off. That is, interleaving is performed in which two chopper circuits operate with a half period shift.
  • the switch element S31 and the switch element S33 have the same specifications.
  • the switch element S32 and the switch element S34 have the same specifications.
  • the inductor L31 and the inductor L32 have the same specifications.
  • the on / off of the switch elements S32 and S34 have an inverse relationship to each other. Therefore, the fluctuation of the load with respect to the first conversion circuit 10 is suppressed in the on period of the switch element S11 and the on period of the switch element S12. That is, as shown in FIG. 10F, the current I3 flows in the inductor L31 during the on period of the switch element S32, and the current I4 flows in the inductor L32 during the on period of the switch element S34 as shown in FIG. 10E.
  • the on / off of the switch elements S11 and S12 of the first conversion circuit 10 is controlled by the control circuit 50A so as to have the same cycle as the on / off of the switch elements S32 and S34 as shown in FIGS. 10A to 10D.
  • on / off of the switch elements S11 to S14 and the switch elements S21 to S24 has the same cycle.
  • the power converter (bidirectional DC-DC converter) 1 according to Embodiment 1 or 2 can be used as a component of the power conditioner 3 as shown in FIG.
  • the illustrated example is a configuration example of a power storage device provided with a battery (storage battery) B1.
  • the fourth example performs bi-directional power conversion between direct current and alternating current so as to be connectable to the power line of the power system PL.
  • a converter circuit 2 is added.
  • Power conditioner 3 has battery B1 connected to first connection terminals X11 and X12 provided in power converter 1, and includes connection terminals X41 and X42 for connection to the power lines of power system PL. Between the fourth conversion circuit 2 and the connection terminals X41 and X42, a line filter LF for noise prevention and a switch SW for disconnecting from the power line of the power system PL are connected.
  • This configuration enables charging and discharging of battery B1. That is, battery B1 can be charged using a power generation device (not shown) connected to the power line of power system PL or power system PL, and the power of battery B1 is connected to the power line of power system PL. It becomes possible to use it with an electrical load.
  • a power generation device not shown
  • the first conversion circuit 10 and the second conversion circuit 20 are not limited to the configuration including the bridge circuit of four switch elements S11 to S14 and S21 to S24.
  • the first conversion circuit 10 and the second conversion circuit 20 can be replaced by other known configurations, as long as they are configured to perform bidirectional power conversion between direct current and alternating current.
  • this power converter 1 preferably further includes the control circuit 50A.
  • Each of the first conversion circuit 10 and the second conversion circuit 20 preferably includes switch elements (S11 to S14, S21 to S24), and performs power conversion by switching control of the switch elements by the control circuit 50A.
  • the power converter 1 is preferably configured as follows.
  • the third conversion circuit 30A includes two first terminals x31 and x32 connected to the first conversion circuit 10 and two second terminals x33 and x34. Furthermore, the third conversion circuit 30A includes a series circuit of a first switch element S31 and a second switch element S32 connected between two first terminals x31 and x32.
  • the third conversion circuit 30A includes a series circuit of a first inductor L31 connected between two second terminals x33 and x34 and a first switch element S31. Furthermore, the third conversion circuit 30A includes a series circuit of a third switch element S33 and a fourth switch element S34 connected between the two first terminals x31 and x32. Furthermore, the third conversion circuit 30A includes a series circuit of a second inductor L32 and a third switch element S33 connected between the two second terminals x33 and x34. One ends of first switch element S31, second switch element S32, and first inductor L31 are connected to each other, and third switch element S33, fourth switch element S34, and second inductor L32 One end of each is connected to one another.
  • the control circuit 50A controls the on / off of the first switch element S31 and the third switch element S33.
  • the control circuit 50A transmits power from the second conversion circuit 20 toward the first conversion circuit 10
  • the on period and the off period of the second switch element S32 and the fourth switch element S34 are mutually different.
  • the on / off of the second switch element S32 and the fourth switch element S34 is controlled so as to be in the reverse relationship.
  • the power conditioner 3 is connected to the power converter 1 described in the first embodiment or the second embodiment, and the second conversion circuit 20 in the power converter 1, and performs both power conversion between direct current and alternating current.

Landscapes

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Abstract

　電力変換器１は、トランス４０の第１の巻線ｎ１に接続された第１の変換回路１０と、トランス４０の第２の巻線ｎ２に接続された第２の変換回路２０とを備える。第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とは双方向に電力を変換する。電力変換器は、第１の変換回路１０から第２の変換回路２０に向かって電力を伝達する際に、第１の変換回路１０の前段になる第３の変換回路３０をさらに備える。第３の変換回路３０は、双方向に電力を変換し、第１の変換回路１０から第２の変換回路２０に向かって電力を伝達する際には昇圧チョッパ回路として機能する。

Description

電力変換器、およびパワーコンディショナ
　本発明は、一般に、電力変換器、およびパワーコンディショナに関するもので、より詳細には、電力変換を行う２個の変換回路の間にトランスを備えた電力変換器、およびこの電力変換器を用いたパワーコンディショナに関する。
　従来、直流と直流との間で電力変換を行う電力変換器、または直流と交流との間で電力変換を行う電力変換器などにおいて、電力変換を行う２個の変換回路の間にトランスを備えた構成が知られている（たとえば、日本国特許出願公開番号２００９－１７７９４０参照（以下、「文献１」という））。
　文献１に記載された電力変換器は、図１２に示すように、１次側直交変換部１０１と２次側直交変換部２０１との間にトランス４０１を備え、さらに、２次側直交変換部２０１に昇圧回路３０１が接続された構成を備えている。この電力変換器は、直流と直流との間で双方向に電力変換を行うように構成されている。１次側直交変換部１０１、２次側直交変換部２０１、昇圧回路３０１は、いずれも双方向に電力変換を行うように構成されている。
　文献１に記載された構成は、公称電圧が低電圧であるバッテリＢ１１と公称電圧が高電圧であるバッテリＢ２１との間で、電圧値が低下した一方のバッテリに対して他方のバッテリからエネルギーを供給して電圧値の低下を抑制する機能を有する。文献１において２次側直交変換部２０１に昇圧回路３０１が接続されているのは、１次側直交変換部１０１に低電圧のバッテリＢ１１が接続され、昇圧回路３０１に高電圧のバッテリＢ２２が接続されるからである。
　トランス４０１は、バッテリＢ１１，Ｂ１２との電圧比に応じて巻数比が設定され、それぞれのバッテリＢ１１，Ｂ１２の電圧値は変動する。そのため、トランス４０１の巻数比が降圧時の電圧比に応じて設定されているとすれば、トランス４０１のみでは昇圧時の電圧比が得られない可能性がある。昇圧回路３０１は、このような昇圧時の電圧値の不足を解消するために設けられている。さらに、文献１には、バッテリＢ１２に代えて負荷を接続することも記載されている。
　昇圧回路３０１と呼ばれている回路は、バッテリＢ１１からバッテリＢ１２にエネルギーを供給する昇圧の際には昇圧チョッパ回路として機能し、バッテリＢ１２からバッテリＢ１１にエネルギーを供給する降圧の際には降圧チョッパ回路として機能する。
　いま、図２に特性Ｔ１として示しているように、バッテリＢ１１の公称電圧が比較的広い範囲から選択され、図２に特性Ｔ２として示しているように、バッテリＢ１２の電圧値の変動範囲は比較的狭い場合を想定する。図２において、縦棒の上下端の範囲が電圧の範囲に相当する。ここで、バッテリＢ１２の電圧値の範囲は、バッテリＢ１１が選択可能な電圧値の範囲内であると仮定する。このような条件が成立する事例は、たとえば、バッテリＢ１１が電気自動車のような電動車両に搭載された蓄電池であり、バッテリＢ１２が住宅で利用する設備機器に電力を供給する蓄電池である場合などがある。
　文献１に記載された構成は、バッテリＢ１１からバッテリＢ１２にエネルギーを供給する際に、昇圧回路３０１は昇圧チョッパ回路として動作するから、昇圧回路３０１の入力電圧の最大値をバッテリＢ１２の電圧値よりも低く設定しておかなければならない。すなわち、昇圧回路３０１の入力側に比較的大きい電流が流れ、結果的に、電力変換器の全体では比較的大きい損失が生じるという問題がある。
　一方、文献１に記載された電力変換器は、電力を双方向に変換することが可能であるから、バッテリＢ１１，Ｂ１２の電圧値を図２とは逆の関係に設定することが考えられる。つまり、バッテリＢ１１の電圧値が比較的狭い範囲から選択され、バッテリＢ１１が選択可能な電圧値の範囲を、バッテリＢ１２が選択可能な電圧値の範囲内である構成が考えられる。
　この構成において、バッテリＢ１２からバッテリＢ１１にエネルギーを供給する際、昇圧回路３０１は、降圧チョッパ回路として動作するから、昇圧回路３０１から出力される電圧値はバッテリＢ１１の電圧値よりも低くなる。つまり、２次側直交変換部２０１から１次側直交変換部１０１に向かってトランス４０１による昇圧が必要になる。
　２次側直交変換部２０１は、昇圧回路３０１に降圧された比較的低い電圧値で動作するから、トランス４０１の巻線に比較的大きい電流が流れ、電力変換器の全体では比較的大きい損失が生じる。
　そこで、本発明の目的は、変換効率を高めた電力変換器を提供することを目的とし、さらに、電力変換器を用いた双方向コンバータ、パワーコンディショナを提供することにある。
　本発明に係る電力変換器は、電力変換を行う第１の変換回路および第２の変換回路と、前記第１の変換回路と前記第２の変換回路との間で電力を伝達するトランスと、前記第１の変換回路から前記第２の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第１の変換回路の前段になる回路であって、前記第１の変換回路に入力する電圧が前記第２の変換回路から出力される電圧よりも高電圧になるように電圧を変換する第３の変換回路とを備えることを特徴とする。
　この電力変換器において、前記第１の変換回路および前記第２の変換回路の各々は、直流と交流との間の電力変換を双方向に行うように構成され、前記第３の変換回路は、前記第１の変換回路から前記第２の変換回路に向かって電力を伝達する期間において昇圧チョッパ回路として動作し、かつ前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する期間において降圧チョッパ回路として動作するように構成されていることが好ましい。
　この電力変換器において、さらに制御回路を備え、前記第１の変換回路および前記第２の変換回路の各々は、スイッチ素子を備え、前記制御回路による前記スイッチ素子のスイッチング制御により電力変換を行い、前記第３の変換回路は、前記第１の変換回路に接続される２個の第１端子と、２個の第２端子と、２個の前記第１端子の間に接続される第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子の直列回路と、２個の前記第２端子の間に接続されるインダクタと前記第１のスイッチ素子との直列回路とを備え、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子と前記インダクタとのそれぞれの一端が互いに接続され、前記制御回路は、前記第１の変換回路から前記第２の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第１のスイッチ素子のオンオフを制御し、前記制御回路は、前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第２のスイッチ素子のオンオフを制御することが好ましい。
　この電力変換器において、前記第１の変換回路と前記第２の変換回路とは、同じタイミングでスイッチング制御が行われることが好ましい。
　この電力変換器において、前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する期間において、前記第２のスイッチ素子のオンオフは、前記第１の変換回路および前記第２の変換回路におけるスイッチング制御に同期し、かつ当該スイッチング制御の周期に対して偶数分の１の周期であることが好ましい。
　この電力変換器において、前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する期間において、前記第２のスイッチ素子のオンオフは、前記第１の変換回路および前記第２の変換回路におけるスイッチング制御に同期し、かつ当該スイッチング制御の周期に対して偶数倍の周期であることが好ましい。
　この電力変換器において、前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する期間において、前記第２のスイッチ素子のオンオフは、前記第１の変換回路におけるスイッチング制御の同期と等しい周期を有し、かつ当該スイッチング制御に対して位相が９０度異なることが好ましい。
　この電力変換器において、さらに制御回路を備え、前記第１の変換回路および前記第２の変換回路の各々は、スイッチ素子を備え、前記制御回路による前記スイッチ素子のスイッチング制御により電力変換を行い、前記第３の変換回路は、前記第１の変換回路に接続される２個の第１端子と２個の第２端子と、２個の前記第１端子の間に接続される第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子の直列回路と、２個の前記第２端子の間に接続される第１のインダクタと前記第１のスイッチ素子との直列回路と、２個の前記第１端子の間に接続される第３のスイッチ素子および第４のスイッチ素子の直列回路と、２個の前記第２端子の間に接続される第２のインダクタと前記第３のスイッチ素子との直列回路とを備え、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子と前記第１のインダクタとのそれぞれの一端が互いに接続され、かつ前記第３のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子と前記第２のインダクタとのそれぞれの一端が互いに接続され、前記制御回路は、前記第１の変換回路から前記第２の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第１のスイッチ素子と前記第３のスイッチ素子とのオンオフを制御し、前記制御回路は、前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第２のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子とのオン期間とオフ期間とが互いに逆の関係になるように前記第２のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子とのオンオフを制御することが好ましい。
　この電力変換器において、前記第１の変換回路と前記第２の変換回路とは、起動直後の所定期間において、スイッチング制御におけるデューティ比を時間経過に伴って増加させることが好ましい。
　この電力変換器において、前記第３の変換回路は、前記第１の変換回路に電力を入力し前記第２の変換回路から電力を出力する際に、前記第２の変換回路から出力される電圧を一定に保つようにフィードバック制御されることが好ましい。
　本発明に係るパワーコンディショナは、上述したいずれかの電力変換器と、前記電力変換器における前記第２の変換回路に接続され、直流と交流との間の電力変換を双方向に行う第４の変換回路とを備えることを特徴とする。
　本発明の構成によれば、第１の変換回路に加える電圧を第３の変換回路により昇圧するから、第３の変換回路に加える電圧の範囲が広範囲であっても、トランスに加えられる電圧が高くなり、結果的にトランスの巻線に流れる電流が相対的に小さくなる。そのため、トランスによる損失が低減され、電力変換器の全体としての変換効率が高くなるという利点がある。
　本発明の好ましい実施形態をさらに詳細に記述する。本発明の他の特徴および利点は、以下の詳細な記述および添付図面に関連して一層良く理解されるものである。
実施形態１に係る電力変換器を示す回路図である。 電力変換器による変換前後の電圧の関係を示す図である。 図３Ａ～３Ｄは実施形態１に係る電力変換器の動作説明図である。 図４Ａ～４Ｆは実施形態１に係る電力変換器の動作説明図である。 図５Ａ～５Ｆは実施形態１に係る電力変換器の他の動作例を示す動作説明図である。 図６Ａ～６Ｆは実施形態１に係る電力変換器の別の動作例を示す動作説明図である。 図７Ａ～７Ｆは実施形態１に係る電力変換器のまた他の動作例を示す動作説明図である。 図８Ａおよび８Ｂは実施形態１に係る電力変換器のさらに他の動作例を示す動作説明図である。 実施形態２に係る電力変換器を示す回路図である。 図１０Ａ～１０Ｈは実施形態２に係る電力変換器の動作説明図である。 実施形態１または実施形態２に係る電力変換器を備えたパワーコンディショナの構成例を示すブロック図である。 従来例を示す回路図である。
　（実施形態１）
　本実施形態の電力変換器１は、図１に示すように、電力変換を行う第１の変換回路１０および第２の変換回路２０を備える。第１の変換回路１０と第２の変換回路２０との間にトランス４０が接続され、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とはトランス４０を介して電力を伝達する。さらに、電力変換器１は、第１の変換回路１０の直流側の接続端子に接続された第３の変換回路３０を備える。
　第１の変換回路１０および第２の変換回路２０の各々は、直流と交流との間で電力変換を双方向に行うように構成される。すなわち、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とトランス４０とにより、直流と直流との間で双方向の電力変換を行う変換回路が構成される。
　第３の変換回路３０は、第１の変換回路１０から第２の変換回路２０に電力が伝達される際に、第１の変換回路１０の前段になる。第３の変換回路３０は、第１の変換回路１０に入力される電圧が第２の変換回路２０から出力される電圧よりも高電圧になるように電圧を変換する。第３の変換回路３０は、第２の変換回路２０から第１の変換回路１０に向かって電力が伝達される際には、第１の変換回路１０から出力された電圧を降圧する。
　すなわち、電力変換器１は、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とトランス４０とを含む双方向のＤＣ－ＤＣ変換回路と、第３の変換回路３０を含む電圧変換用の双方向のチョッパ回路と、を備える。なお、トランス４０の巻数比によっても電圧の調節が行われる。
　図示例では、第１の変換回路１０は４個のスイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４を含むブリッジ回路を備える。また、第２の変換回路２０も４個のスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４を含むブリッジ回路を備える。そして、第１の変換回路１０および第２の変換回路２０の各々は、ブリッジ回路のスイッチ素子をスイッチングすることにより電力変換を行う。
　第１の変換回路１０は、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２からなるアームと、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ１３，Ｓ１４からなるアームとを備える。スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２からなるアームとスイッチ素子Ｓ１３，Ｓ１４からなるアームとは並列に接続されている。
　第２の変換回路２０も同様の構成であって、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２からなるアームと、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４からなるアームとを備える。スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２からなるアームとスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４からなるアームとは並列に接続されている。
　第３の変換回路３０は、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ３１，Ｓ３２と、スイッチ素子Ｓ３１，Ｓ３２の接続点Ｐ１に一端が接続されたインダクタＬ３１とを備える。なお、本実施形態では、スイッチ素子Ｓ３１が第１のスイッチ素子に相当し、スイッチ素子Ｓ３２が第２のスイッチ素子に相当する。第３の変換回路３０は、２個のスイッチ素子Ｓ３１，Ｓ３２の直列回路の両端であって第１の変換回路１０に接続される第１端子ｘ３１，ｘ３２と、スイッチ素子Ｓ３１とインダクタＬ３１との直列回路の両端である第２端子ｘ３３，ｘ３４とを備える。
　第１の変換回路１０は、２個のスイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２の接続点Ｐ２と、２個のスイッチ素子Ｓ１３，Ｓ１４の接続点Ｐ３との間に、トランス４０の第１の巻線ｎ１とインダクタＬ４１とキャパシタＣ４１との直列回路が接続される。また、第２の変換回路２０は、２個のスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２の接続点Ｐ４と、２個のスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４の接続点Ｐ５との間に、トランス４０の第２の巻線ｎ２が接続される。インダクタＬ４１とキャパシタＣ４１とは直列共振回路を構成し、この直列共振回路の共振周波数は、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０の間で伝達される周波数にほぼ一致するように設定される。
　第１の変換回路１０の上記２つのアームには、キャパシタＣ１１が並列に接続される。キャパシタＣ１１は、第３の変換回路３０における第１端子ｘ３１，ｘ３２に接続される。第２の変換回路２０の上記２つのアームには、キャパシタＣ１２が並列に接続される。さらに、第３の変換回路３０におけるスイッチ素子Ｓ３１とインダクタＬ３１との直列回路の両端間には、キャパシタＣ１３が接続される。
　スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４，Ｓ２１～Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２は、図１に示すように制御回路５０によって、後述するタイミングでオンオフが制御される。スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４，Ｓ２１～Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２は、オンオフの周期が短い場合ＭＯＳＦＥＴ、あるいは、バイポーラトランジスタとダイオードとを組み合わせた構成が採用される。また、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４，Ｓ２１～Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２は、オンオフの周期が比較的長い場合は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であってもよい。
　スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４，Ｓ２１～Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２を構成する半導体材料は、Ｓｉが広く採用されているが、ＳｉＣ、ＧａＮのようなワイドバンドギャップの半導体材料が採用される場合もある。スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４，Ｓ２１～Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２にワイドバンドギャップの半導体材料が用いられる場合、バイポーラトランジスタを用いる場合と同様に、リカバリ特性が良好であるダイオードを並列に接続する。
　ただし、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４，Ｓ２１～Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２にワイドバンドギャップの半導体材料が用いられると、コスト高になる可能性がある。本実施形態は、第１の変換回路１０とトランス４０との間にインダクタＬ４１およびキャパシタＣ４１を設け、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のソフトスイッチングを行うことによって、安価なＳｉを用いながらも損失を低減させている。
　以下、キャパシタＣ１３の両端を第１の接続端子Ｘ１１，Ｘ１２と呼び、キャパシタＣ１２の両端を第２の接続端子Ｘ２１，Ｘ２２と呼ぶ。第１の接続端子Ｘ１１，Ｘ１２は、第３の変換回路３０における第２端子ｘ３３，ｘ３４にそれぞれ相当する。第１の接続端子Ｘ１１，Ｘ１２は電気自動車のような電動車両に搭載されたバッテリＢ１に接続され、第２の接続端子Ｘ２１，Ｘ２２は直流バス（図示せず）に接続される場合を例とする。また、バッテリＢ１は電動車両の種類によって公称電圧が異なるが、直流バスの線間電圧は大きく変動することがないと仮定して説明する。
　すなわち、バッテリＢ１の公称電圧Ｖｂは図２に示した特性Ｔ１のように広い範囲から選択され、直流バスの線間電圧Ｖａは図２に示した特性Ｔ２のように変動範囲が狭いと仮定する。図２において、縦棒の上下端の範囲が電圧の範囲に相当する。さらに、直流バスの線間電圧Ｖａの範囲は、バッテリＢ１の公称電圧Ｖｂの範囲に含まれているという条件を設定する。この条件が成立することは必須ではなく、単に直流バスの線間電圧Ｖａに対して、バッテリＢ１の公称電圧Ｖｂの選択範囲が広い場合でも本実施形態の技術が適用可能であることを示すための例である。
　（放電動作）
　上述した構成の電力変換器１は、以下の動作によって、直流と直流との間の電力変換を双方向に行う。まず、バッテリＢ１が放電する場合の動作について説明する。つまり、第１の変換回路１０から第２の変換回路２０に向かって電力を伝達する動作であって、バッテリＢ１の電力を直流バスに供給する場合の動作を説明する。
　バッテリＢ１は第１の接続端子Ｘ１１，Ｘ１２に接続されているから、キャパシタＣ１３の両端電圧（両端の電位差）はバッテリＢ１の端子電圧（両端の電位差）に等しくなっている。この場合、第３の変換回路３０は、昇圧チョッパ回路として動作する。つまり、スイッチ素子Ｓ３１はオンオフされ、スイッチ素子Ｓ３２はオフに保たれる。
　第３の変換回路３０は、スイッチ素子Ｓ３１がオンである期間にインダクタＬ３１にエネルギーを蓄積する。インダクタＬ３１に蓄積されたエネルギーは、スイッチ素子Ｓ３１がオフである期間にスイッチ素子Ｓ３２のボディダイオードを通して放出される。したがって、第３の変換回路３０が動作すると、第１の接続端子Ｘ１１，Ｘ１２の端子間電圧（２個の第１の接続端子Ｘ１１，Ｘ１２の電位差）に対して、キャパシタＣ１１の両端電圧が昇圧される。スイッチ素子Ｓ３２は、スイッチ素子Ｓ３１がオンオフを行う間にオフに保たれている。したがって、キャパシタＣ１１は、スイッチ素子Ｓ３２のボディダイオード（寄生ダイオード）を通して供給される電流により充電される。なお、スイッチ素子Ｓ３１がオフである期間にスイッチ素子Ｓ３２をオンにする同期整流を行うことも可能である。
　第３の変換回路３０が昇圧チョッパ回路として動作している期間において、スイッチ素子Ｓ３１は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によりオンオフの期間が調節され、デューティ比に応じて昇圧比が調節される。したがって、スイッチ素子Ｓ３１のオンオフの期間が調節されることにより、キャパシタＣ１１の両端電圧が調節される。
　本実施形態において、第３の変換回路３０は、キャパシタＣ１１の両端電圧が直流バスの線間電圧よりも高くなるように設計されている。バッテリＢ１の端子電圧と直流バスの線間電圧とは、図２に示す関係であるから、バッテリＢ１の端子電圧が直流バスの線間電圧よりも高い場合と低い場合とがある。
　バッテリＢ１の端子電圧が直流バスの線間電圧よりも低い場合は、キャパシタＣ１１の両端電圧が直流バスの線間電圧よりも高くなるように、スイッチ素子Ｓ３１のスイッチングにおけるデューティ比を調節する。一方、バッテリＢ１の端子電圧が直流バスの線間電圧よりも高い場合は、キャパシタＣ１１の両端電圧が直流バスの線間電圧を大幅に超えない程度に、スイッチ素子Ｓ３１のスイッチングにおけるデューティ比を調節する。
　スイッチ素子Ｓ３１のスイッチングにおけるデューティ比は、第２の変換回路２０から出力される電圧を一定に保つように、フィードバック制御を行って調節することが望ましい。すなわち、キャパシタＣ１２の両端電圧を一定に保つようにフィードバック制御が行われる。この構成により、第１の変換回路１０、第２の変換回路２０、トランス４０の特性に製品ごとのばらつきがあっても、第２の接続端子Ｘ２１，Ｘ２２の出力電圧を一定に保つことができる。すなわち、制御回路５０は、キャパシタＣ１２の両端電圧を監視し、監視している電圧が一定に保たれるように、スイッチ素子Ｓ３１のデューティ比を調節する。
　キャパシタＣ１１の両端から取り出される直流は、第１の変換回路１０により交流への電力変換がなされる。すなわち、第１の変換回路１０のスイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオンオフは、制御回路５０によってたとえば図３Ａおよび３Ｂのように制御される。図３Ａはスイッチ素子Ｓ１２，Ｓ１３のオンオフを示し、図３Ｂはスイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１４のオンオフを示す。
　ここで、スイッチ素子Ｓ１１とスイッチ素子Ｓ１４との位置関係、およびスイッチ素子Ｓ１２とスイッチ素子Ｓ１３との位置関係を対角位置と呼ぶことにする。図３Ａおよび３Ｂに示す例では、対角位置のスイッチ素子が同時にオンになっている。つまり、制御回路５０によって、スイッチ素子Ｓ１１とスイッチ素子Ｓ１４とが同時にオンになり、スイッチ素子Ｓ１２とスイッチ素子Ｓ１３とが同時にオンになるように、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオンオフが制御される。
　一方、同じアームの２個のスイッチ素子は同時にオンになることが禁止されている。つまり、制御回路５０によって、スイッチ素子Ｓ１１とスイッチＳ１２とは同時にオンになることがなく、スイッチ素子Ｓ１３とスイッチ素子Ｓ１４とは同時にオンになることがないように、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオンオフが制御される。
　図示例では、同じアームにおけるハイサイドのスイッチ素子とローサイドのスイッチ素子とのオンオフを切り替える際に、両方のスイッチ素子が同時にオフになる休止期間が設けられている。つまり、スイッチ素子Ｓ１１とスイッチＳ１２とのオンオフを切り替える際に休止期間が設けられ、スイッチ素子Ｓ１３とスイッチ素子Ｓ１４とのオンオフを切り替える際に休止期間が設けられている。
　図３Ａおよび３Ｂの動作例では、対角位置の２個のスイッチ素子が同時にオンになっているが、対角位置のスイッチ素子は同時にオンになる期間が設けられていればよく、両スイッチ素子がオンになる期間は重複する期間があれば、互いに異なっていてもよい。
　上述した動作により、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオンオフに伴って、トランス４０の第１の巻線ｎ１に交流電流が流れ、トランス４０の第２の巻線ｎ２から交流電流が取り出される。したがって、第３の変換回路３０が昇圧チョッパ回路として動作して、第１の巻線ｎ１の両端電圧がバッテリＢ１の端子電圧より高い所定の電圧になっているときに、直流バスの線間の電圧が所要電圧になるように、第１および第２の巻線ｎ１，ｎ２の巻数比が設定される。
　第２の変換回路２０は、バッテリＢ１が放電する際にスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４がオフに保たれると、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４のボディダイオードにより形成されるダイオードブリッジにより全波整流が行われる。
　ただし、本実施形態では、図３Ａ～３Ｄのように、第２の変換回路２０のスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４は、第１の変換回路１０のスイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４と同じタイミングで、制御回路５０によってオンオフが制御される。すなわち、スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２４は、スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１４がオンである期間にオンになるように制御され、スイッチ素子Ｓ２２，Ｓ２３は、スイッチ素子Ｓ１２，Ｓ１３がオンである期間にオンになるように制御される。
　このように、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオンオフのタイミングとスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４のオンオフのタイミングとを一致させることにより、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とを個別に制御する必要がなく制御が容易になる。言い換えると、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４とスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４との制御を同じ信号で行うことが可能になり、制御回路５０の構成が簡単になる。
　上述のように、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とを同期させることにより、ボディダイオードにより形成されるダイオードブリッジを用いる場合に比べて損失が低減される。
　（充電動作）
　次に、直流バスからの電力を用いてバッテリＢ１を充電する場合の動作について説明する。すなわち、第２の変換回路２０から第１の変換回路１０に向かって電力を伝達する場合の動作を説明する。バッテリＢ１の充電を行う場合、第３の変換回路３０は、降圧チョッパ回路として動作する。スイッチ素子Ｓ３２がオンオフされ、スイッチ素子Ｓ３１は、オフに保たれる。
　第３の変換回路３０は、スイッチ素子Ｓ３２がオンである期間にインダクタＬ３１にエネルギーを蓄積する。インダクタＬ３１に蓄積されたエネルギーは、スイッチ素子Ｓ３２がオフである期間にスイッチ素子Ｓ３１のボディダイオードを通して放出される。したがって、第３の変換回路３０が動作すると、キャパシタＣ１３の両端電圧は、キャパシタＣ１１の両端電圧を降圧した電圧になる。
　第３の変換回路３０が降圧チョッパ回路として動作している期間において、スイッチング素子Ｓ３２はＰＷＭ制御によってデューティ比が調節され、デューティ比に応じて降圧比が調節される。第１の変換回路１０および第２の変換回路２０は、バッテリＢ１から放電する場合と同様の動作である。第３の変換回路３０が降圧チョッパ回路として動作する期間には、直流バスからバッテリＢ１に電力が供給される。
　バッテリＢ１を充電する期間には、バッテリＢ１を充電する電流を調節するために、制御回路５０は、第１の変換回路１０のスイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４と第２の変換回路２０のスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４との少なくとも一方のオン期間を調節する。バッテリＢ１を充電する電流は、図示しない電流センサにより監視される。充電電流を制御する技術は、周知であり、また要旨ではないから説明を省略する。さらに、バッテリＢ１を充電する期間には、制御回路５０は、バッテリＢ１の端子電圧を監視し、監視した端子電圧に応じて第３の変換回路３０のスイッチ素子Ｓ３２のスイッチングにおけるデューティ比を調節する。
　ここで、バッテリＢ１を充電する場合であって、第３の変換回路３０と第１の変換回路１０（第２の変換回路２０を含めてもよい）との動作が同期しているときに、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４，Ｓ３２に流れる電流について考察する。図４Ａに示すように、第３の変換回路３０のスイッチ素子Ｓ３２のスイッチングのデューティ比を５０％とする。スイッチ素子Ｓ３２に流れる電流Ｉ３は、図４Ｄのように、オン期間にはインダクタＬ３１に流れる電流に支配され、オフ期間には当然ながら停止する。
　ここで、図４Ｂおよび４Ｃに示すように、第１の変換回路１０のスイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４がオンになる期間が、スイッチ素子Ｓ３２がオンである期間とオフである期間とのいずれかの範囲内である場合を想定する。図示例では、スイッチ素子Ｓ１２，Ｓ１３がオンになるのはスイッチ素子Ｓ３２がオフの期間のみであり、スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１４がオンになるのはスイッチ素子Ｓ３２がオンの期間のみになっている。
　したがって、スイッチ素子Ｓ１１に電流Ｉ１が流れる期間には、スイッチ素子Ｓ３２はオンであるのに対して、スイッチ素子Ｓ１２に電流Ｉ２が流れる期間には、スイッチ素子Ｓ３２はオフになる。そのため、スイッチ素子Ｓ１１がオンである期間とスイッチ素子Ｓ１２がオンである期間とでは、第１の変換回路１０に対する負荷が変化する。
　すなわち、図４Ｅおよび４Ｆのように、スイッチ素子Ｓ１１に流れる電流Ｉ１のピーク値は、スイッチ素子Ｓ１２に流れる電流Ｉ２のピーク値よりも大きくなる。言い換えると、スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１４は、スイッチ素子Ｓ１２，Ｓ１３に比べて大きな電流容量が要求され、結果的に電力変換器の製造コストを押し上げる可能性がある。
　上述した問題を解決するために、本実施形態は、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフのタイミングと、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオンオフのタイミングとを、図５Ａ～５Ｆまたは図６Ａ～６Ｆに示す関係に設定している。
　図５Ａ～５Ｆに示す動作において、制御回路５０は、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期を、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオンオフの周期の２分の１に設定している。すなわち、図５Ａに示すスイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期が図４Ａに示した動作と同じであるとすれば、図５Ｂおよび５Ｃに示すスイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオンオフの周期は、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期の２倍になる。図示していないが、本実施形態では、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４のオンオフは、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオンオフと同じタイミングであるから、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４のオンオフの周期も、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期の２倍になる。
　この動作では、スイッチ素子Ｓ３２に流れる電流Ｉ３は、図５Ｄのように図４Ｄに示した動作と同様に変化し、図５Ｅおよび５Ｆに示すように、スイッチ素子Ｓ１１に流れる電流Ｉ１とスイッチ素子Ｓ１２に流れる電流Ｉ２とは、ピーク値がほぼ等しくなる。これは、スイッチ素子Ｓ１１のオン期間とスイッチ素子Ｓ１２のオン期間とにおいて、それぞれスイッチ素子Ｓ３２が１回ずつオンオフを行うからである。言い換えると、第１の変換回路１０に対する第３の変換回路３０による負荷の大きさが、スイッチ素子Ｓ１１のオン期間とスイッチ素子Ｓ１２のオン期間とにおいて等しくなるからである。
　上述した動作から明らかなように、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期は、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオンオフの周期の２分の１にかぎらず、偶数分の１であればよい。
　図５Ａ～５Ｃに示す動作は、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期がスイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオンオフの周期よりも短くなっている。これに対して、図６Ａ～６Ｃに示す動作では、制御回路５０は、図６Ａに示すスイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期を、図６Ｂおよび６Ｃに示すスイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオンオフの周期の２倍に設定している。すなわち、図６Ｂおよび６Ｃに示すスイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオンオフの周期が図４Ｂおよび４Ｃに示した動作と同じであるとすれば、図６Ａに示すスイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期は、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオンオフの周期の２倍になる。
　したがって、図６Ｄのように、スイッチ素子Ｓ３２に電流Ｉ３が流れる期間と停止する期間とにおいて、それぞれスイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４が１回ずつオンオフすることになる。要するに、スイッチ素子Ｓ３２のオン期間にスイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４がオンとオフとを１回ずつ行い、またスイッチ素子Ｓ３２のオフ期間にスイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４がオンとオフとを１回ずつ行う。
　この場合、図６Ｅおよび６Ｆに示すように、スイッチ素子Ｓ３２のオン期間におけるスイッチ素子Ｓ１１に流れる電流Ｉ１のピーク値およびスイッチ素子Ｓ１２に流れる電流Ｉ２のピーク値は、スイッチ素子Ｓ３２のオフ期間における電流Ｉ１のピーク値および電流Ｉ２のピーク値よりも大きくなる。ただし、スイッチ素子Ｓ１１とスイッチ素子Ｓ１２とが１回ずつオンオフする間に流れる電流Ｉ１，Ｉ２は互いに等しくなるから、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４の１回のオンオフに対して電流Ｉ１，Ｉ２のピーク値はほぼ等しくなる。
　上述した動作から明らかなように、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期は、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオンオフの周期の２倍にかぎらず、偶数倍であればよい。なお、図５Ａ～５Ｆ、図６Ａ～６Ｆに示した動作において、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期は、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４（Ｓ２１～Ｓ２４）のオンオフの周期に同期している。
　スイッチ素子Ｓ１１に流れる電流Ｉ１とスイッチ素子Ｓ１２に流れる電流Ｉ２とのピーク値をほぼ等しくするには、図７Ａ～７Ｃに示す動作を行ってもよい。図７Ａ～７Ｃに示すように、スイッチ素子Ｓ３２のオン期間は、スイッチ素子Ｓ１２，Ｓ１３のオン期間とオフ期間とに跨るように、スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１４のオフ期間とオン期間とに跨るように設定されている。また、スイッチ素子Ｓ３２のオフ期間は、スイッチ素子Ｓ１２，Ｓ１３のオフ期間とオン期間とに跨るように、スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１４のオン期間とオフ期間とに跨るように設定されている。
　しかも、スイッチ素子Ｓ３２のオン期間に、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオン期間とオフ期間とが同じ長さで含まれるように、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４，Ｓ３２のオンオフのタイミングが設定されている。また、スイッチ素子Ｓ３２のオフ期間に、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオン期間とオフ期間とが同じ長さで含まれるように、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４，Ｓ３２のオンオフのタイミングが設定されている。
　この動作では、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオンオフの周期と、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期とは等しくなる。言い換えると、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフは、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオンオフとは位相が９０度異なる関係になる。
　図示していないが、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４のオンオフは、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４のオンオフと同じタイミングであるから、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４のオンオフの周期も、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期と等しくなる。
　この動作では、スイッチ素子Ｓ３２に流れる電流Ｉ３は、図７Ｃのように変化し、図７Ｅおよび７Ｆに示すように、スイッチ素子Ｓ１１に流れる電流Ｉ１とスイッチ素子Ｓ１２に流れる電流Ｉ２とは、ピーク値がほぼ等しくなる。
　上述した構成の電力変換器１はキャパシタＣ１１～Ｃ１３を含んでいるから、起動時に突入電流が流れないように、ソフトスタートを行うことが望ましい。すなわち、図８Ａおよび８Ｂに示すように、起動直後の所定期間は、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４（スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４も同様）のデューティ比を時間経過に伴って徐々に増加させ、最終的に通常の動作におけるデューティ比に到達させることが望ましい。
　上述のように、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０との双方について、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４，Ｓ２１～Ｓ２４のデューティ比を徐々に増加させるソフトスタートが行われる。この動作により、第１の接続端子Ｘ１１，Ｘ１２と第２の接続端子Ｘ２１，Ｘ２２とのどちらに電圧が加わってもコンデンサＣ１１～Ｃ１３への突入電流の発生が抑制される。
　上述した構成によって、バッテリＢ１からの放電時は、第３の変換回路３０が昇圧回路として動作し、トランス４０の第１の巻線ｎ１にかかる電圧がほぼ一定になる。一方、バッテリＢ１への充電時は、直流バスから第２の変換回路２０に入力される電圧はほぼ一定であるから、トランス４０の第２の巻線ｎ２にかかる電圧がほぼ一定になる。つまり、トランス４０の第１および第２の巻線ｎ１，ｎ２の各々には、バッテリＢ１の充放電にかかわらず、ほぼ一定の電圧がかかることになり、キャパシタＣ４１とインダクタＬ４１とからなる直列共振回路の設計（共振条件の設定）が容易になる。その結果、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４，Ｓ２１～Ｓ２４のソフトスイッチングを精度よく行うことが可能になり、スイッチング損失の低減を図ることが可能になる。
　このように、バッテリＢ１の放電時におけるトランス４０の第１の巻線ｎ１の小電流化によるトランス４０での導通損の低減と、バッテリＢ１からの放電時におけるスイッチング損失の低減によって、電力変換器１の全体としての低損失化が可能になる。上述した構成では、第１の変換回路１０から第２の変換回路２０に向かって電力を伝達する際に、第１の変換回路１０に入力される電圧が第３の変換回路３０によりほぼ一定になる。一方、第２の変換回路２０から第１の変換回路１０に向かって電力を伝達する際に、第２の変換回路２０に入力される電圧はほぼ一定である。このことから、電力が伝達される向きによらず、トランス４０の各第１および第２の巻線ｎ１，ｎ２に加わる電圧はほぼ一定になり、インダクタＬ４１およびキャパシタＣ４１からなる直列共振回路の設計が容易になる。その結果、損失を最小化するように、インダクタＬ４１およびキャパシタＣ４１の値を最適化することが可能になる。
　以上説明したように、本実施形態の電力変換器１は、電力変換を行う第１の変換回路１０および第２の変換回路２０と、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０との間で電力を伝達するトランス４０と、第３の変換回路３０と、を備える。第３の変換回路３０は、第１の変換回路１０から第２の変換回路２０に向かって電力を伝達する際に第１の変換回路１０の前段になる回路である。第３の変換回路３０は、第１の変換回路１０に入力する電圧が第２の変換回路２０から出力される電圧よりも高電圧になるように電圧を変換する。
　この電力変換器１では、第１の変換回路１０および第２の変換回路２０の各々は、直流と交流との間の電力変換を双方向に行うように構成されることが好ましい。この場合、電力変換器１は次のように構成されることが好ましい。第３の変換回路３０は、第１の変換回路１０から第２の変換回路２０に向かって電力を伝達する期間において昇圧チョッパ回路として動作するように構成されている。さらに、第３の変換回路３０は、第２の変換回路２０から第１の変換回路１０に向かって電力を伝達する期間において降圧チョッパ回路として動作するように構成されている。
　この電力変換器１は、さらに制御回路５０を備えることが好ましい。第１の変換回路１０および第２の変換回路２０の各々は、スイッチ素子（Ｓ１１～Ｓ１４、Ｓ２１～Ｓ２４）を備え、制御回路５０による当該スイッチ素子のスイッチング制御により電力変換を行うことが好ましい。この場合、電力変換器１は次のように構成されることが好ましい。第３の変換回路３０は、第１の変換回路１０に接続される２個の第１端子ｘ３１，ｘ３２と、２個の第２端子ｘ３３，ｘ３４と、を備える。さらに、第３の変換回路３０は、２個の第１端子ｘ３１，ｘ３２の間に接続される第１のスイッチ素子Ｓ３１および第２のスイッチ素子Ｓ３２の直列回路を備える。さらに、第３の変換回路３０は、２個の第２端子ｘ３３，ｘ３４の間に接続されるインダクタＬ３１と第１のスイッチ素子Ｓ３１との直列回路とを備える。第１のスイッチ素子Ｓ３１と第２のスイッチ素子Ｓ３２とインダクタＬ３１とのそれぞれの一端が互いに接続される。制御回路５０は、第１の変換回路１０から第２の変換回路２０に向かって電力を伝達する際に第１のスイッチ素子Ｓ３１のオンオフを制御する。制御回路５０は、第２の変換回路２０から第１の変換回路１０に向かって電力を伝達する際に第２のスイッチ素子Ｓ３２のオンオフを制御する。
　この電力変換器１では、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とは、同じタイミングでスイッチング制御が行われることが好ましい。
　この電力変換器１では、第２の変換回路２０から第１の変換回路１０に向かって電力を伝達する期間において、第２のスイッチ素子Ｓ３２のオンオフは、次のように制御されることが好ましい。当該オンオフは、第１の変換回路１０および第２の変換回路２０におけるスイッチング制御に同期し、かつ当該スイッチング制御の周期に対して偶数分の１の周期であることが好ましい。
　この電力変換器１では、第２の変換回路２０から第１の変換回路１０に向かって電力を伝達する期間において、第２のスイッチ素子Ｓ３２のオンオフは、次のように制御されることが好ましい。当該オンオフは、第１の変換回路１０および第２の変換回路２０におけるスイッチング制御に同期し、かつ当該スイッチング制御の周期に対して偶数倍の周期であることが好ましい。
　この電力変換器１では、第２の変換回路２０から第１の変換回路１０に向かって電力を伝達する期間において、第２のスイッチ素子Ｓ３２のオンオフは、次のように制御されることが好ましい。当該オンオフは、第１の変換回路１０におけるスイッチング制御の同期と等しい周期を有し、かつ当該スイッチング制御に対して位相が９０度異なることが好ましい。
　この電力変換器１では、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とは、起動直後の所定期間において、スイッチング制御におけるデューティ比を時間経過に伴って増加させることが好ましい。
　この電力変換器１では、第３の変換回路３０は、第１の変換回路１０に電力を入力し第２の変換回路２０から電力を出力する際に、第２の変換回路２０から出力される電圧を一定に保つようにフィードバック制御されることが好ましい。
　（実施形態２）
　実施形態１では、第１の変換回路１０および第２の変換回路２０のスイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４，Ｓ２１～Ｓ２４と第３の変換回路３０のスイッチ素子Ｓ３２とのオンオフの周期を異ならせる動作について説明した。この動作により、第１の変換回路１０および第２の変換回路２０に設けられたスイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４，Ｓ２１～Ｓ２４に流れる電流の不平衡が防止されている。本実施形態は、同じ目的を達成するために、第３の変換回路３０Ａの構成を、図９に示す構成を採用している。
　すなわち、本実施形態の第３の変換回路３０Ａは、図１に示した実施形態１における第３の変換回路３０と同構成の２つの回路を並列に接続した構成を備える。並列に接続された２個の回路のうちの一方は、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ３１，Ｓ３２と、スイッチ素子Ｓ３１，Ｓ３２の接続点Ｐ１に一端が接続されたインダクタＬ３１とを備える。また、並列に接続された２個の回路のうちの他方は、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ３３，Ｓ３４と、スイッチ素子Ｓ３３，Ｓ３４の接続点Ｐ６に一端が接続されたインダクタＬ３２とを備える。両回路は、２個のスイッチ素子Ｓ３１，Ｓ３２の直列回路の両端と、２個のスイッチ素子Ｓ３３，Ｓ３４の両端とが第１端子ｘ３１，ｘ３２に共通に接続される。また、スイッチ素子Ｓ３１とインダクタＬ３１との直列回路の両端と、スイッチ素子Ｓ３３とインダクタＬ３２との直列回路の両端とが第２端子ｘ３３，ｘ３４に共通に接続される。
　本実施形態では、スイッチ素子Ｓ３１が第１のスイッチ素子に相当し、スイッチ素子Ｓ３２が第２のスイッチ素子に相当する。また、スイッチ素子Ｓ３３が第３のスイッチ素子に相当し、スイッチ素子Ｓ３４が第４のスイッチ素子に相当する。また、インダクタＬ３１が第１のインダクタに相当し、インダクタＬ３２が第２のインダクタに相当する。
　バッテリＢ１に充電する期間には、制御回路５０Ａによって、スイッチ素子Ｓ３２，Ｓ３４がオンオフが制御される。このとき、スイッチ素子Ｓ３２がオンである期間にスイッチ素子Ｓ３４がオフになり、スイッチ素子Ｓ３２がオフである期間にスイッチ素子Ｓ３４がオンになるように制御される。すなわち、２台のチョッパ回路が２分の１周期ずつずれて動作するインターリーブが行われる。なお、スイッチ素子Ｓ３１とスイッチ素子Ｓ３３とは同じ仕様のものが用いられる。スイッチ素子Ｓ３２とスイッチ素子Ｓ３４とは同じ仕様のものが用いられる。インダクタＬ３１とインダクタＬ３２とは同じ仕様のものが用いられる。
　本実施形態では、図１０Ａおよび１０Ｂに示すように、スイッチ素子Ｓ３２，Ｓ３４のオンオフが互いに逆の関係になる。そのため、スイッチ素子Ｓ１１のオン期間とスイッチ素子Ｓ１２のオン期間とにおいて、第１の変換回路１０に対する負荷の変動が抑制される。つまり、図１０Ｆのようにスイッチ素子Ｓ３２のオン期間にインダクタＬ３１に電流Ｉ３が流れ、図１０Ｅのようにスイッチ素子Ｓ３４のオン期間にインダクタＬ３２に電流Ｉ４が流れる。
　第１の変換回路１０のスイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２のオンオフは、図１０Ａ～１０Ｄのように、スイッチ素子Ｓ３２，Ｓ３４のオンオフと同じ周期になるように制御回路５０Ａによって制御される。なお、図示していないが、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４とスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４とのオンオフは同周期としている。
　上述した動作によって、図１０Ｇおよび１０Ｈに示すように、スイッチ素子Ｓ１１に流れる電流Ｉ１のピーク値とスイッチ素子Ｓ１２に流れる電流のピーク値とが等しくなる。
　すなわち、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４，Ｓ２１～Ｓ２４のオンオフと、スイッチ素子Ｓ３２，Ｓ３４のオンオフとの周期を一致させているにもかかわらず、スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４に流れる電流の不平衡が防止される。また、電流Ｉ１，Ｉ２のピーク値が抑制されることによって、キャパシタＣ１１，Ｃ１３の容量の設計値を比較的小さくすることが可能になる。他の構成および動作は実施形態１と同様であるから説明を省略する。
　実施形態１、または実施形態２の電力変換器（双方向ＤＣ－ＤＣ変換器）１は、図１１に示すように、パワーコンディショナ３の構成要素として用いることが可能である。図示例は、バッテリ（蓄電池）Ｂ１を備える蓄電装置の構成例であって、電力系統ＰＬの電力線に接続可能となるように、直流と交流との間で双方向に電力変換を行う第４の変換回路２が付加されている。
　パワーコンディショナ３は、電力変換器１に設けられた第１の接続端子Ｘ１１，Ｘ１２にバッテリＢ１が接続され、また、電力系統ＰＬの電力線に接続するための接続端子Ｘ４１，Ｘ４２を備える。第４の変換回路２と接続端子Ｘ４１，Ｘ４２との間には、雑音阻止用のラインフィルタＬＦと、電力系統ＰＬの電力線から切り離すための開閉器ＳＷとが接続される。
　この構成によって、バッテリＢ１の充電および放電が可能になる。すなわち、電力系統ＰＬの電力線に接続された発電装置（図示せず）または電力系統ＰＬを用いてバッテリＢ１を充電することが可能になり、バッテリＢ１の電力を電力系統ＰＬの電力線に接続された電気負荷で利用することが可能になる。
　なお、上述した実施形態は本発明の一例である。たとえば、第１の変換回路１０および第２の変換回路２０は、それぞれ４個のスイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１４，Ｓ２１～Ｓ２４のブリッジ回路を備える構成に限らない。第１の変換回路１０および第２の変換回路２０は、直流と交流との間で双方向に電力変換を行う構成であれば、周知の他の構成に置換可能である。
　以上説明したように、この電力変換器１は、さらに制御回路５０Ａを備えることが好ましい。第１の変換回路１０および第２の変換回路２０の各々は、スイッチ素子（Ｓ１１～Ｓ１４、Ｓ２１～Ｓ２４）を備え、制御回路５０Ａによる当該スイッチ素子のスイッチング制御により電力変換を行うことが好ましい。この場合、電力変換器１は次のように構成されることが好ましい。第３の変換回路３０Ａは、第１の変換回路１０に接続される２個の第１端子ｘ３１，ｘ３２と、２個の第２端子ｘ３３，ｘ３４と、を備える。さらに、第３の変換回路３０Ａは、２個の第１端子ｘ３１，ｘ３２の間に接続される第１のスイッチ素子Ｓ３１および第２のスイッチ素子Ｓ３２の直列回路を備える。さらに、第３の変換回路３０Ａは、２個の第２端子ｘ３３，ｘ３４の間に接続される第１のインダクタＬ３１と第１のスイッチ素子Ｓ３１との直列回路を備える。さらに、第３の変換回路３０Ａは、２個の第１端子ｘ３１，ｘ３２の間に接続される第３のスイッチ素子Ｓ３３および第４のスイッチ素子Ｓ３４の直列回路を備える。さらに、第３の変換回路３０Ａは、２個の第２端子ｘ３３，ｘ３４の間に接続される第２のインダクタＬ３２と第３のスイッチ素子Ｓ３３との直列回路を備える。第１のスイッチ素子Ｓ３１と第２のスイッチ素子Ｓ３２と第１のインダクタＬ３１とのそれぞれの一端が互いに接続され、かつ第３のスイッチ素子Ｓ３３と第４のスイッチ素子Ｓ３４と第２のインダクタＬ３２とのそれぞれの一端が互いに接続される。制御回路５０Ａは、第１の変換回路１０から第２の変換回路２０に向かって電力を伝達する際に第１のスイッチ素子Ｓ３１と第３のスイッチ素子Ｓ３３とのオンオフを制御する。制御回路５０Ａは、第２の変換回路２０から第１の変換回路１０に向かって電力を伝達する際に第２のスイッチ素子Ｓ３２と第４のスイッチ素子Ｓ３４とのオン期間とオフ期間とが互いに逆の関係になるように第２のスイッチ素子Ｓ３２と第４のスイッチ素子Ｓ３４とのオンオフを制御する。
また、パワーコンディショナ３は、実施形態１または実施形態２で説明した電力変換器１と、電力変換器１における第２の変換回路２０に接続され、直流と交流との間の電力変換を双方向に行う第４の変換回路２とを備える。
　このように、本発明は、上述の実施形態に限定されることはなく、この実施形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。

Claims (11)

  1. 　電力変換を行う第１の変換回路および第２の変換回路と、
    　前記第１の変換回路と前記第２の変換回路との間で電力を伝達するトランスと、
    　前記第１の変換回路から前記第２の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第１の変換回路の前段になる回路であって、前記第１の変換回路に入力する電圧が前記第２の変換回路から出力される電圧よりも高電圧になるように電圧を変換する第３の変換回路とを備える
    　電力変換器。
  2. 　前記第１の変換回路および前記第２の変換回路の各々は、直流と交流との間の電力変換を双方向に行うように構成され、
    　前記第３の変換回路は、
    　　前記第１の変換回路から前記第２の変換回路に向かって電力を伝達する期間において昇圧チョッパ回路として動作し、かつ前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する期間において降圧チョッパ回路として動作するように構成されている
    　請求項１記載の電力変換器。
  3. 　さらに制御回路を備え、
    　前記第１の変換回路および前記第２の変換回路の各々は、スイッチ素子を備え、前記制御回路による前記スイッチ素子のスイッチング制御により電力変換を行い、
    　前記第３の変換回路は、
    　　前記第１の変換回路に接続される２個の第１端子と、
    　　２個の第２端子と、
    　　２個の前記第１端子の間に接続される第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子の直列回路と、
    　　２個の前記第２端子の間に接続されるインダクタと前記第１のスイッチ素子との直列回路とを備え、
    　　前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子と前記インダクタとのそれぞれの一端が互いに接続され、
    　　前記制御回路は、前記第１の変換回路から前記第２の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第１のスイッチ素子のオンオフを制御し、
    　　前記制御回路は、前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第２のスイッチ素子のオンオフを制御する
    　　請求項２記載の電力変換器。
  4. 　前記第１の変換回路と前記第２の変換回路とは、同じタイミングでスイッチング制御が行われる
    　　請求項３記載の電力変換器。
  5. 　前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する期間において、前記第２のスイッチ素子のオンオフは、前記第１の変換回路および前記第２の変換回路におけるスイッチング制御に同期し、かつ当該スイッチング制御の周期に対して偶数分の１の周期である
    　請求項４記載の電力変換器。
  6. 　前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する期間において、前記第２のスイッチ素子のオンオフは、前記第１の変換回路および前記第２の変換回路におけるスイッチング制御に同期し、かつ当該スイッチング制御の周期に対して偶数倍の周期である
    　請求項４記載の電力変換器。
  7. 　前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する期間において、前記第２のスイッチ素子のオンオフは、前記第１の変換回路におけるスイッチング制御の同期と等しい周期を有し、かつ当該スイッチング制御に対して位相が９０度異なる
    　請求項３記載の電力変換器。
  8. 　さらに制御回路を備え、
    　前記第１の変換回路および前記第２の変換回路の各々は、スイッチ素子を備え、前記制御回路による前記スイッチ素子のスイッチング制御により電力変換を行い、
    　前記第３の変換回路は、
    　　前記第１の変換回路に接続される２個の第１端子と、
    　　２個の第２端子と、
    　　２個の前記第１端子の間に接続される第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子の直列回路と、
    　　２個の前記第２端子の間に接続される第１のインダクタと前記第１のスイッチ素子との直列回路と、
    　　２個の前記第１端子の間に接続される第３のスイッチ素子および第４のスイッチ素子の直列回路と、
    　　２個の前記第２端子の間に接続される第２のインダクタと前記第３のスイッチ素子との直列回路とを備え、
    　　前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子と前記第１のインダクタとのそれぞれの一端が互いに接続され、かつ前記第３のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子と前記第２のインダクタとのそれぞれの一端が互いに接続され、
    　　前記制御回路は、前記第１の変換回路から前記第２の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第１のスイッチ素子と前記第３のスイッチ素子とのオンオフを制御し、
    　　前記制御回路は、前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第２のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子とのオン期間とオフ期間とが互いに逆の関係になるように前記第２のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子とのオンオフを制御する
    　　請求項２記載の電力変換器。
  9. 　前記第１の変換回路と前記第２の変換回路とは、起動直後の所定期間において、スイッチング制御におけるデューティ比を時間経過に伴って増加させる
    　請求項４記載の電力変換器。
  10. 　前記第３の変換回路は、
    　　前記第１の変換回路に電力を入力し前記第２の変換回路から電力を出力する際に、前記第２の変換回路から出力される電圧を一定に保つようにフィードバック制御される
    　請求項２～９のいずれか１項に記載の電力変換器。
  11. 　請求項２～１０のいずれか１項に記載の電力変換器と、
    　前記電力変換器における前記第２の変換回路に接続され、直流と交流との間の電力変換を双方向に行う第４の変換回路とを備える
    　パワーコンディショナ。
     
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