KR20220089763A - 양방향 절연형 대용량 dc-dc 컨버터 및 그 제어방법 - Google Patents

양방향 절연형 대용량 dc-dc 컨버터 및 그 제어방법 Download PDF

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Abstract

최근의 양방향 대용량 절연형 LDC(DC-DC 컨버터)의 요구사항을 만족하기 위한 새로운 LDC에 관한 발명이다. 본 발명은 강압모드와 승압모드가 모두 가능하도록 하기 위해서 전력 회로 토폴로지가 상이한 2개의 컨버터를 병렬 운전하는 새로운 양방향 절연형 LDC를 제공한다. 적용된 2개의 컨버터는 각각 풀브리지 동기 정류가 적용된 위상 천이 풀브리지(phase-shift full-bridge) 컨버터와 능동 클램핑 포워드(active-clamp forward) 컨버터이다. 본 발명에 의하면, 풀브리지 동기 정류 적용 위상 천이 풀브리지 컨버터와 능동 클램핑 포워드 컨버터의 장점을 모두 얻을 수 있게 되어, 출력 전압 및 전류 리플의 최소화가 가능하여 LDC 출력 전원 품질을 향상시키는 동시에 제품 동작시 발생되는 전자파 발생을 최소화할 수 있다.

Description

양방향 절연형 대용량 DC-DC 컨버터 및 그 제어방법 {Large capacity bidirectional insulating DC-DC converter and its control method}
본 발명은 절연형 DC-DC 컨버터(LDC)에 관한 것으로, 구체적으로는, 절연형 양방향 LDC를 대용량화한 절연형 LDC에 관한 것이다.
내연기관의 알터네이터를 대체하여 친환경 차량(HEV, PHEV, EV, FCV)에 적용되는 직류전원 공급장치인 DC-DC 컨버터, 다른 말로 LDC(Low-voltage DC-DC Converter)는 차량에서 고전압 배터리 전력(예를 들어, 180~450V)을 공급받아서 저전압 배터리(예를 들어, 12V)를 충전하거나 전장품에 필요한 전원을 공급해주는 필수 장치이다. LDC는 엔진의 부담을 덜어 연비를 높이며 증가하는 전장부하를 감당하기 위해 사용된다.
LDC 구성 부품은 크게 고전압단의 전력 변환 부품, 저전압단의 전력 변환 부품, 그리고 고전압과 저전압간 전력 전송(power transfer) 및 전기적 절연을 담당하는 자성 부품으로 이루어진다.
종래의 LDC는 차량에 장착된 고전압배터리(HVB)로부터 전력을 공급 받아 내부 전력변환 과정을 거쳐 저전압(예를 들어 12V) 레벨로 전력을 출력하는 단방향 기능을 하고 있다.
최근, 사용자 요구에 의해 차량 전장 부하가 증대(4kW 급)되고 있으며, 저전압 배터리(예를 들어 12V) 전원으로부터 고전압단으로의 전력 전송도 가능한 양방향 LDC가 요구되고 있는 추세이다. 즉, 기존의 단방향 LDC의 기능인 고전압단에서 저전압단으로의 전력 전송(buck, 강압)뿐 아니라, 저전압단에서 고전압단으로의 전력 전송(boost, 승압)도 가능한 양방향 LDC가 요구되고 있는 것이다.
이러한 양방향 LDC를 차량에 적용하게 되면, 고전압단 직류 링크 커패시터의 충전(이로써 기존의 고전압단 직류 링크 커패시터의 초기 충전회로 삭제 가능), 비상시 고전압배터리 충전(이로써 고전압배터리 과방전에 임시 대응 가능), 저전압배터리 자가 진단(과방전, 열화 등의 감지) 등의 기능이 가능해져 기존의 단방향 LDC만 적용하는 경우에 비교하여 여러가지 장점을 얻게 된다.
상술한 것과 같이 최근 사용자의 요구에 의한 차량 전장 부하량의 증가에 따라 전력용량의 확대가 필요하며, 기존의 절연형 단방향 LDC(강압형)에 더하여 저전압 전력(예를 들어 12V 배터리)을 고전압단으로 전송하는 부스트 기능을 갖춘 LDC(승압형)가 추가로 요구되고 있다. 본 발명에서는 이러한 양방향의 대용량 절연형 LDC 요구사항을 만족하기 위한 새로운 LDC를 제안한다.
상기 과제를 해결하기 위해 본 발명은 강압(buck, 4kW 이상) 모드 동작과 승압(boost, 1. 2kW 이상) 모드 동작이 모두 가능하도록 하기 위해서 전력 회로 토폴로지가 상이한 2개의 컨버터를 병렬 운전하는 새로운 양방향 절연형 LDC를 제공한다. 적용된 2개의 컨버터는 각각 풀브리지 동기 정류가 적용된 위상 천이 풀브리지(phase-shift full-bridge) 컨버터와 능동 클램핑 포워드(active-clamp forward) 컨버터이다.
풀브리지 동기 정류 적용 위상 천이 풀브리지 컨버터는 고전압단과 저전압단에 사용되는 전력반도체의 전압 정격 사양을 다른 토폴로지 대비 절반으로 최소화(저가)할 수 있고, 스위칭 주파수 대비 출력되는 전압(전류) 주파수가 2배가 되어 전력반도체의 손실을 최소화하면서 효과적으로 출력단의 수동 소자(인덕터,커패시터 등) 사이즈 및 용량을 줄일 수 있다. 또한 토폴로지 구조적으로 저전압단에 적용된 인덕터를 이용하여 저전압 전력을 입력 받아 고전압측으로 전력 전송이 가능한 양방향 컨버터 구현이 가능하다. 그러나, 전력반도체 수량이 다른 토폴로지 대비 많이 필요하고 전력반도체 최대 스위칭 듀티가 50% 이하로 제한되므로 만약 컨버터의 입력전압(고전압) 변동 범위가 넓은 경우 입력전압 변동 전체 범위에서 최대 출력 대응이 어려운 단점이 있다.
또한 능동 클램핑 포워드 컨버터는 다른 토폴로지에 비해 전력반도체 사용수량을 최소화할 수 있고(따라서 저가 구현) 전력반도체 소자의 최대 스위칭 듀티가 50% 이상(최대 75% 이상)으로 설정 가능하므로 컨버터의 입력전압(고전압) 변동이 넓은 경우에도 입력전압 변동 전체 범위에서 최대 출력이 모두 가능하다는 장점이 있다. 그러나 컨버터의 출력 용량이 커지는 경우 대용량 대응에 어려움이 있고 다른 토폴로지 대비 상대적으로 전력반도체 손실이 커져서 효율 측면에는 불리한 단점은 있다.
본 발명에서 제안하는 LDC는 전술한 2개 컨버터의 장점을 모두 취할 수 있도록 2개 컨버터의 병렬 운전 구조를 적용한 새로운 구조의 LDC이다. 또한, 2개 컨버터의 동작시 전력반도체 소자의 스위칭 시간 차이를 적절히 제어하여 컨버터에서 출력되는 전압 및 전류 리플의 최소화가 가능하여 LDC 출력 전원 품질을 향상시키는 동시에 제품이 동작하면서 발생시키는 전자파 발생을 최소화할 수 있다.
본 발명의 구성 및 작용은 이후에 도면과 함께 설명하는 구체적인 실시예를 통하여 더욱 명확해질 것이다.
본 발명에 의하면, 풀브리지 동기 정류 적용 위상 천이 풀브리지 컨버터와 능동 클램핑 포워드 컨버터의 장점을 모두 얻을 수 있게 되므로, 상기 2개 컨버터 동작시 전력반도체 소자의 스위칭 시간 차이를 적절히 제어하여 컨버터에서 출력되는 전압 및 전류 리플의 최소화가 가능하여 LDC 출력 전원 품질을 향상시키는 동시에 제품 동작시 발생되는 전자파 발생을 최소화할 수 있다. 컨버터의 출력 전압 및 전류의 리플 최소화는 LDC에 요구되는 전자파 규제치가 점점 강화되고 있는 추세에 부응하여 전자파 규격을 만족할 수 있는 좋은 솔루션을 제공할 수 있다(EMC 필터 삭제 효과).
또한 차량 LDC에는 차량 연비 개선 목적으로 고효율 동작이 요구되는데, 본 발명에서 제안하는 LDC 적용시, LDC 출력전력에 따라 2개의 컨버터가 담당하는 각각의 최대 출력을 적절히 제한(최대듀티로 제한)하여 제어해줌으로써, LDC 동작시 전력 소자의 손실을 최소화하여 효율 최적점 동작도 가능한 효과를 얻을 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 양방향 전력 전송이 가능한 대용량 절연형 DC-DC 컨버터(LDC)의 회로도이다.
도 2는 강압모드(buck-mode) 동작의 설명을 위한 회로도이다.
도 3은 강압모드 동작시 양방향 컨버터(100)의 전력소자 제어시 각부 동작 타이밍차트이다.
도 4는 강압모드 동작시 단방향 컨버터(200)의 전력소자 제어시 각부 동작 타이밍차트이다.
도 5는 강압모드 동작시 양방향 컨버터(100)와 단방향 컨버터(200)의 출력 제어시 각부 동작 타이밍차트이다.
도 6은 강압모드 동작시 제어 루프 동작 이전에 양방향 컨버터(100)와 단방향 컨버터(200)의 스위칭 주기, Tph, 및 전력반도체 최대 PWM 듀티를 설정하는 과정의 흐름도이다.
도 7은 승압모드(boost-mode) 동작의 설명을 위한 회로도이다.
도 8은 승압모드 동작시 양방향 컨버터(100)의 전력소자 제어시 각부 동작 타이밍차트이다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 이들을 달성하는 방법은 이하 첨부된 도면과 함께 상세하게 기술된 바람직한 실시예를 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에 기술된 실시예에 한정되는 것이 아니라 다양한 다른 형태로 구현될 수 있다. 실시예는 단지 본 발명을 완전하게 개시하며 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것일 뿐, 본 발명은 청구항의 기재 내용에 의해 정의되는 것이다. 또한, 본 명세서에서 사용된 용어는 실시예를 설명하기 위한 것이며 본 발명을 제한하고자 하는 것이 아니다. 본 명세서에서, 단수형은 특별히 언급하지 않는 한 복수형도 포함한다. 또한 명세서에 사용된 '포함한다(comprise, comprising 등)'라는 용어는 언급된 구성요소, 단계, 동작, 및/또는 소자 이외의 하나 이상의 다른 구성요소, 단계, 동작, 및/또는 소자의 존재 또는 추가를 배제하지 않는 의미로 사용된 것이다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 실시예의 설명에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있는 경우에는 그 상세한 설명을 생략한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 양방향 전력 전송이 가능한 대용량 절연형 DC-DC 컨버터의 회로도이다.
1. 먼저 각부의 대표적 부품을 설명한다.
ㆍHVB: 차량에 장착되는 고전압 배터리
ㆍC_DCLINK: LDC의 고전압 출력단에 연결되는 직류 링크 커패시터
ㆍHV_R: 승압(boost) 모드 동작시 고전압 출력단에 연결되는 외부 부하 모사(emulation) 저항
ㆍLVB: 차량에 장착되는 저전압 배터리(eㆍg. , 12V)
ㆍLV_R: 강압(buck) 모드 동작시 저전압 출력단에 연결되는 외부 부하 모사 저항
ㆍ100: 절연형 양방향 컨버터(buck/boost converter)
- 강압모드 동작: HV(Phase-shift full-bridge: Q1~Q4) → LV(Full-bridge synchronous rectifier: Q5~Q8)
- 승압모드 동작: LV(Current-fed active-clamp full-bridge: Q5~Q8,Q13) → HV(Full-bridge rectifier: Q1~Q4)
ㆍ200: 절연형 단방향 컨버터(buck converter)
- 강압모드 동작: HV(Active-clamp forward) → LV(Synchronous rectifier)
2. 상기 절연형 양방향 컨버터(100)의 구성 부품은 다음과 같다.
ㆍQ1~Q4: 고전압(HV)용 전력반도체. 고전압 DC를 고전압 AC로 변환. 승압모드(boost-mode)에서 고전압 AC를 고전압 DC로 정류
ㆍTR1: 트랜스포머. 고전압 AC와 저전압 AC 간 전력 변환, 및 고전압단과 저전압단 간 전기적 절연
ㆍQ5~Q8: 저전압(LV)용 전력반도체. 저전압 AC를 저전압 DC로 정류. boost-mode에서 저전압 DC를 저전압 AC로 변환
ㆍQ13: 저전압(LV)용 전력반도체 스위치로 동작하여 Q5~Q8의 전압 스트레스 저감
ㆍL1: 인덕터. 가압모드(buck-mode)에서 출력 전압 평활, 승압모드(boost-mode)에서 부스트 전력 에너지 저장 및 전송
ㆍCi: 고전압(HV)용 커패시터(입력전압 평활)
ㆍCo: 저전압(LV)용 커패시터(출력전압 평활)
ㆍCc1: 클램프 커패시터. 승압모드 동작시 전력반도체 Q5~Q8의 Drain-Source 양단전압 스트레스 저감
ㆍVSEN1: 고전압단 전압 센서
ㆍISEN1: 고전압단 전류 센서
ㆍVSEN2: 저전압단 전압 센서
ㆍISEN3: 저전압단 전류 센서
3. 상기 절연형 단방향 컨버터(200)의 구성 부품은 다음과 같다.
ㆍQ9, Q10: 고전압(HV)용 전력반도체. 고전압 DC를 고전압 AC로 변환
ㆍTR2: 트랜스포머. 고전압 AC를 저전압 AC로 전력 변환, 및 고전압단과 저전압단 간 전기적 절연
ㆍQ11, Q12: 저전압(LV)용 전력반도체(동기 정류기로 동작)
ㆍL2: 인덕터. 출력전압 평활
ㆍCc2: 클램프 커패시터. 전력반도체 Q1, Q2의 Drain-Source 양단전압 스트레스 저감
ㆍISEN2: 고전압단 전류 센서
ㆍISEN4: 저전압단 전류 센서
도 2를 참조하여 강압모드(buck-mode) 동작을 설명한다. 강압모드 동작은 고전압단의 전력을 받아서 LDC 내부 회로의 전력 변환 과정을 거쳐 저전압(e.g., 12V 레벨)으로 강압된 전력을 출력하는 동작을 수행한다. 즉, 도 2에서 보여주고 있듯이 강압모드 동작시 LDC 전력은 HVB(고전압 배터리)로부터 입력된다. HVB로부터 LDC에 고전압이 인가되면 LDC는 2개의 컨버터, 즉, 양방향 컨버터(100)와 단방향 컨버터(200)가 동시 병렬 운전을 시작하며 두 컨버터의 합산 출력 전력을 저전압 배터리(LVB) 및 차량의 전장부하(LV_R)에 공급한다.
LDC에서 출력되는 전압(전류)은 전력 품질 및 전자파(EMI, EMC 등) 특성의 개선을 위해 가능한 전압(전류) 리플이 작아야 하는데 양방향 컨버터(100)와 단방향 컨버터(200)를 병렬 운전시 각 컨버터의 전력반도체 스위칭 시작 시간 조정을 적절히 조정해주면 LDC의 출력 전압(전류) 리플을 최소화할 수 있다.
또한 양방향 컨버터(100)와 단방향 컨버터(200)의 출력 전력은 각각의 컨버터 전력반도체 소자 제어에 사용되는 스위칭 전압(PWM)의 최대 듀티를 제어기에서 제어해 줌으로써 제어가 가능하며, LDC가 동작시 출력전력에 따라 각 컨버터의 최대 출력전력을 제한(최대 듀티 제어)함으로써 LDC 내부회로의 전력반도체 손실을 최소화(즉 LDC 효율을 최대화)할 수 있다.
2개의 컨버터 제어를 위한 입력 및 출력단의 전압 및 전류 검출 위치가 도 2에 도시되어 있다. 즉, LDC의 입력단 고전압은 전압센서 VSEN1을 통해 검출되며, 고전압단 회로에 흐르는 전류는 전류센서 ISEN1을 통해 검출되어 입력 전류 제어에 이용된다. 또한 LDC의 저전압단 출력전압은 전압센서 VSEN2를 통해 검출되며, 저전압단 회로에 흐르는 출력전류는 전류센서 ISEN3~4를 통해 검출되어 각각의 컨버터의 출력 전류 제어에 이용된다.
도 3은 강압모드 동작시 양방향 컨버터(100)의 전력소자 제어방법 및 각부 동작 타이밍차트이다.
전력반도체 Q1~Q4는 위상 천이(phase-shift) 풀브리지 스위칭 동작을 수행하며 이때 스위칭 주기는 제어기에 사전 설정된 값인 Tsw이다. 전력반도체 Q5~Q8는 Q1~Q4 스위치 동작 타이밍을 고려하여 효율 극대화(손실 최소화)를 위한 동기 정류 방식 스위칭을 수행하도록 설정한다.
도 3에서 보여주고 있듯이 LDC 최종 출력전류는, 위상 천이 풀브리지 스위칭 동작에 의하여 출력전류의 동작주파수가 전력소자 스위칭 주파수의 2배이다(따라서 동작 주기는 Tsw/2). 트랜스포머 TR1의 입력 전압/전류는 전력소자 스위칭 패턴에 의해 결정이 되며 이를 도 3에서 보여주고 있다. Q5와 Q8은 Q1과 Q4이 스위칭 동작시 출력 전력을 출력단으로 최소 손실로 전달하기 위하여 동기 정류 동작 패턴으로 스위칭 신호를 인가한다. Q6과 Q7도 동일하게 Q2와 Q3이 스위칭 동작시 출력 전력을 출력단으로 최소 손실로 전달하기 위하여 동기 정류 동작 패턴으로 스위칭 신호를 인가한다.
도 4는 강압모드 동작시 단방향 컨버터(200)의 전력소자 제어방법 및 각부 동작 타이밍차트이다.
전력소자 Q9, Q10은 능동 클램프 포워드 컨버젼(Active-clamp forward conversion) 스위칭 동작을 수행하며 이때 스위칭 주기는 사전에 제어기에 설정된 값인 Tsw/2이다. Tsw/2로 스위칭 주파수를 선정하는 이유는 양방향 컨버터(100)의 강압모드 동작시 출력 전압/전류 주파수와 동일하게 설정하여 출력 전압(전류) 합성 효과에 의한 리플을 저감하기 위함이다. 트랜스포머 TR2 2차측의 전력소자 Q11~Q12는 Q9, Q10의 스위치 동작 타이밍을 고려하여 효율 극대화(손실 최소화)를 위한 동기 정류 방식 스위칭을 수행하도록 설정한다.
도 4에서 보여주고 있듯이 LDC 출력전류의 동작주파수는 전력소자 스위칭 주파수와 동일(동작 주기가 Tsw/2)하다. 트랜스포머 TR2의 입력 전압/전류는 전력소자 스위칭 패턴에 의해 결정이 되며 이를 도 4에서 보여주고 있다. Q11과 Q12는 Q9와 Q10이 스위칭 동작시 출력 전력을 출력단으로 최소 손실로 전달하기 위하여 동기 정류 동작 패턴으로 스위칭 신호를 인가한다.
도 5는 강압모드 동작시의 양방향 컨버터(100)와 단방향 컨버터(200)의 출력 제어시 각부 동작 타이밍차트이다.
도 5에서 보여주고 있듯이 양방향 컨버터(100)의 전력소자 스위칭 주기는 Tsw이고 단방향 컨버터(200)의 전력소자 스위칭 주기는 Tsw/2이다. 그러나 양방향 컨버터(100)와 단방향 컨버터(200)가 동작하여 생성되는 출력 전압(전류)의 주파수, 즉, 주기는 Tsw/2로 일치한다.
도 5에서 도시하고 있는 Tph는 양방향 컨버터(100)와 단방향 컨버터(200) 간의 스위칭 시작시간 차이값을 나타낸다. 즉 양방향 컨버터(100)의 Q4 스위칭이 시작되는 시간과 단방향 컨버터(200)의 Q10 스위칭이 시작되는 시간 차이를 나타낸다. Tph만큼 시간 간격을 두고 스위칭 신호를 인가하게 되면 도 5에 도시된 (A)지점과 같이 양방향 컨버터(100)의 최소 출력전류 지점과 단방향 컨버터(200)의 최대 출력전류 지점이 일치하게 되어 결과적으로 양방향 컨버터(100)와 단방향 컨버터(200)의 합성 출력 전압(전류) 리플이 최소화되어 출력된다. Tph 최적의 값을 찾기 위해서는 LDC 입력전압 및 출력 전력에 따른 사전 실험데이터 확인 후 실제 제어에 사용한다.
강압모드 동작시 LDC 출력전력은 양방향 컨버터(100)와 단방향 컨버터(200)의 합성 출력전력으로 결정이 되며, 각 컨버터의 출력전력은 스위치 최대듀티를 제한함으로써 제어가 가능하다. LDC 출력전력에 따른 각 컨버터의 출력전력 배분은, 사전 실험데이터 확인 후 전력소자 손실이 최소가 되는 값으로 배분되어 실제 제어에 사용한다.
도 6은 지금까지 설명한 강압모드(buck-mode) 동작시 제어 루프 동작 이전에 양방향 컨버터(100)와 단방향 컨버터(200)의 스위칭 주기를 설정하는 과정, 및 출력전력에 따른 Tph 및 전력반도체 소자의 최대 PWM 듀티를 설정하는 과정을 도시하고 있다.
강압모드 동작이 시작되면(10) 강압모드 출력전압 지령이 인가된다(20).
컨버터의 전력반도체 소자의 스위칭 주기를 설정한다(30). 스위칭 주기 설정은 사전 실험데이터를 이용하여 설정할 수 있는데, 양방향 컨버터(100)의 경우에 Tsw, 단방향 컨버터(200)의 경우에 Tsw/2로 설정할 수 있다.
다음에, 강압모드에서의 컨버터 출력전력을 모니터링한다(40). 이는 출력 전압 또는 전류의 센싱값으로 계산할 수 있다.
상기 출력전력 모니터링값을 기준으로 하여 Tph(즉, 컨버터간 스위칭 시작시간의 차이)와 컨버터의 전력반도체 소자의 최대 PWM 듀티를 설정한다(50). 이들은 앞에서 언급한 것과 같이, 사전 실험데이터를 기반으로 설정할 수 있다.
이와 같은 설정 과정이 완료되면 강압모드 제어루프(출력 전압 및 전류 제어)가 동작한다(60).
도 7은 승압모드(boost-mode) 동작시의 회로 구성도이다.
승압모드는 도 7에서 보여주듯이 저전압 배터리(LVB)로부터 전력을 입력 받아서 LDC 내부 회로의 전력 변환 과정을 거쳐 고전압단으로 전력을 전송하는 동작모드이다. 승압모드 동작은 출력부하의 종류에 따라 ① DC LINK 커패시터 초기 충전, ② 고전압배터리 충전, ③ 고전압 부하에의 전원 공급의 3가지 동작을 포함한다. ① DC LINK 초기 충전 동작은 고전압 출력단에 병렬로 연결되는 대용량 커패시터의 전압을 초기전압 0V에서 목표 고전압까지 초기 충전시키는 동작을 수행한다. ② 고전압배터리 충전 동작은 고전압배터리(HVB)가 과방전 상태인 경우 차량의 고전압 부하에 고전압을 공급하기 위해 사용자가 임시로 고전압배터리를 목표 전압으로 충전시키는 동작을 수행한다. ③ 고전압 부하에의 전원 공급 동작은 고전압 배터리(HVB) 전력이 아닌 저전압 배터리(LVB) 전력을 이용하여 고전압단 부하에 전력을 공급해야 할 필요가 있을 경우 수행된다.
승압모드 동작시 도 7에서와 같이 단방향 컨버터(200)는 전력반도체 스위치 Q11, Q12를 턴오프시켜서 동작하지 않도록 비활성화하고 양방향 컨버터(100)만 동작을 활성화 한다. 승압모드에서 양방향 컨버터(100)의 동작은 다음과 같은 과정으로 수행된다.
먼저 저전압 배터리(LVB)가 연결된 상태에서 전력반도체 Q5~Q8을 동시에 ON 시키면 LVB 전원으로부터 인덕터 L1으로 전류가 흐르면서 전력 에너지가 저장이 되며 이때 트랜스포머 TR1의 저전압 입력단에는 전위차가 발생하지 않으므로 트랜스포머에 의해 고전압측으로 전력 에너지는 전달되지 않는다. 인덕터 L1에 에너지 저장 후 Q5/Q8=ON, Q6/Q7=OFF 및 Q5/Q8=OFF, Q6/Q7=ON 동작을 수행하면 트랜스포머 TR1의 저전압단에 전위차에 의해 전류가 주입되어 결과적으로 트랜스포머를 통해 고전압측으로 교류 전력 에너지가 전달된다. 고전압측으로 전달된 교류 전력은 전력반도체 스위치 Q1~Q4를 정류기로 동작시켜줌으로써 고전압 출력단으로 정류된 직류 전력 에너지가 출력되어 부스트 동작이 수행된다.
승압모드에서 LDC 제어를 위한 전압/전류 검출은 도 3에 도시된 것과 같다. LDC에 입력되는 저전압은 전압센서 VSEN2를 통해 검출되며, 저전압 회로에 흐르는 전류는 전류센서 ISEN3을 통해 검출되어 입력 전류 제어에 이용된다. 또한 고전압단의 출력전압은 전압센서 VSEN1을 통해 검출되며, 고전압 회로에 흐르는 출력전류는 전류센서 ISEN1을 통해 검출되어 출력전류 제어에 이용된다.
도 8은 승압모드 동작시 양방향 컨버터(100)의 전력소자 제어방법 및 각부 동작 타이밍차트이다.
도 8에서 보여주고 있듯이 승압모드 동작은 Tc 구간과 Tp 구간의 2가지 동작 구간으로 구분될 수 있다. Tc 구간은 전력 소자 Q5~Q8이 모두 턴온되는 구간으로 인덕터 L1로 12V 배터리 에너지가 저장되는 구간이다. Tp 구간은 고전압측으로 인덕터 L1에 저장된 에너지를 전송하는 전력 출력 구간으로 Tsw 스위칭 구간 동안 각각 Q5=Q8=ON, Q6=Q7=OFF 및 Q5=Q8=OFF, Q6=Q7=ON 되는 구간이다. Tp 구간에서는 스위칭시 발생되는 Q5~Q8의 드레인-소스간 써지전압 저감을 위해 스위치 소자 Q13과 클램핑용 커패시터 Cc1을 이용한다. 소자 Q13이 턴온 시 클램핑 커패시터 전압에 의해 클램핑된 전압이 Q5~Q8의 드레인-소스 양단 전압으로 스위칭 동작시 발생된다.
스위치 Q13과 커패시터 Cc1을 적용함으로써 전력반도체 Q5~Q8의 전압사양은 미적용할 경우 대비 약 1/2로 낮아지므로 재료비 측면에서 Q13 및 Cc1 커패시터를 적용하는 것이 유리하다. Tp 구간에서 트랜스포머 출력측(고전압측)에 출력되는 교류 전력은 전력 소자 Q1~Q4의 정류 동작에 의해 도 8에서 보여주고 있듯이 LDC 부스트 출력전류를 고전압단으로 출력한다. 부스트 출력전류는 Q1~Q4의 정류 동작에 의해 전력반도체 Q5~Q8의 스위칭 주파수의 2배가 되며 이는 부스트 출력 전압(전류) 리플 저감에 기여한다. 이때 Q1~Q4의 정류 동작을 위해서 전력반도체 Q1~Q4 모두 OFF해서 다이오드 정류기로 동작시킬 수 있는데, 효율 개선 목적으로는 전력 소자의 동기 정류 스위칭 동작도 적용 가능하다.
지금까지 본 발명의 바람직한 실시예를 통하여 본 발명을 상세히 설명하였으나, 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 본 명세서에 개시된 내용과는 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야 한다. 또한 본 발명의 보호범위는 상기 상세한 설명보다는 후술한 특허청구범위에 의하여 정해지며, 특허청구의 범위 그리고 그 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태는 본 발명의 기술적 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.

Claims (14)

  1. 고전압 배터리가 포함된 고전압단;
    저전압 배터리가 포함된 저전압단;
    강압모드에서 상기 고전압단의 전압을 강압하여 상기 저전압단으로 전송하고 승압모드에서 상기 저전압단의 전압을 승압하여 상기 고전압단으로 전송하는 양방향 컨버터; 및
    상기 양방향 컨버터와 병렬로 연결되어, 강압모드에서 상기 고전압단의 전압을 강압하여 상기 저전압단으로 전송하고, 승압모드에서 비활성화되는 단방향 컨버터를 포함하되,
    상기 양방향 컨버터는 위상 천이 풀브리지 컨버터 회로로 구성되고, 상기 단방향 컨버터는 능동 클램프 포워드 컨버터 회로로 구성되는 것을 특징으로 하는 양방향 절연형 대용량 DC-DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 양방향 컨버터는
    강압모드에서,
    고전압단 전압에 대해 위상 천이(phase-shift) 풀브리지 스위칭 동작을 수행하는 하나 이상의 제1전력반도체;
    상기 제1전력반도체에 의해 스위칭된 전압을 강하하여 저전압단으로 전달하고 고전압단과 저전압단의 전기적 절연을 하는 트랜스포머; 및
    상기 트랜스포머에서 출력되는 전압에 대해 동기 정류 방식 스위칭을 수행하여 저전압단에 제공하는 하나 이상의 제2전력반도체를 포함하는 양방향 절연형 대용량 DC-DC 컨버터.
  3. 제1항에 있어서, 상기 양방향 컨버터는
    승압모드에서,
    저전압단 전압에 대해 능동 클램프 풀브리지 스위칭 동작을 수행하는 하나 이상의 제1전력반도체;
    상기 제1전력반도체에 의해 스위칭된 전압을 승압하여 고전압단으로 전달하고 저전압단과 고전압단의 전기적 절연을 하는 트랜스포머; 및
    상기 트랜스포머에서 출력되는 전압에 대해 풀브리지 정류 방식 스위칭을 수행하여 고전압단에 제공하는 하나 이상의 제2전력반도체를 포함하는 양방향 절연형 대용량 DC-DC 컨버터.
  4. 제1항에 있어서, 상기 양방향 컨버터는
    강압모드일 때, 고전압단 전압에 대해 위상 천이(phase-shift) 풀브리지 스위칭 동작을 수행하는 하나 이상의 제1전력반도체; 상기 제1전력반도체에 의해 스위칭된 전압을 강하하여 저전압단으로 전달하고 고전압단과 저전압단의 전기적 절연을 하는 제1트랜스포머; 및 상기 제1트랜스포머에서 출력되는 전압에 대해 동기 정류 방식 스위칭을 수행하여 저전압단에 제공하는 하나 이상의 제2전력반도체를 포함하고,
    승압모드일 때, 저전압단 전압에 대해 능동 클램프 풀브리지 스위칭 동작을 수행하는 하나 이상의 제3전력반도체; 상기 제3전력반도체에 의해 스위칭된 전압을 승압하여 고전압단으로 전달하고 저전압단과 고전압단의 전기적 절연을 하는 제2트랜스포머; 및 상기 제2트랜스포머에서 출력되는 전압에 대해 풀브리지 정류 방식 스위칭을 수행하여 고전압단에 제공하는 하나 이상의 제4전력반도체를 포함하는 양방향 절연형 대용량 DC-DC 컨버터.
  5. 제1항에 있어서, 상기 단방향 컨버터는
    강압모드일 때, 고전압단 전압에 대해 능동 클램프 포워드 컨버젼 스위칭 동작을 수행하는 하나 이상의 제1전력반도체;
    상기 제1전력반도체에 의해 스위칭된 전압을 강하하여 저전압단으로 전달하고 고전압단과 저전압단의 전기적 절연을 하는 트랜스포머; 및
    상기 트랜스포머에서 출력되는 전압에 대해 동기 정류 방식 스위칭을 수행하여 저전압단에 제공하는 하나 이상의 제2전력반도체를 포함하는 양방향 절연형 대용량 DC-DC 컨버터.
  6. 제1항에 있어서, 강압모드에서, 상기 양방향 컨버터의 전력반도체 스위칭 주기는 상기 단방향 컨버터의 전력반도체 스위칭 주기의 2배인 것을 특징으로 하는 양방향 절연형 대용량 DC-DC 컨버터.
  7. 제1항에 있어서, 강압모드에서, 상기 양방향 컨버터의 전력반도체 스위칭 시작 시점과 상기 단방향 컨버터의 전력반도체 스위칭 시작 시점이 상이한 것을 특징으로 하는 양방향 절연형 대용량 DC-DC 컨버터.
  8. 강압모드에서 고전압단의 전압을 강압하여 저전압단으로 전송하고 승압모드에서 상기 저전압단의 전압을 승압하여 상기 고전압단으로 전송하는 양방향 컨버터; 및 상기 양방향 컨버터와 병렬로 연결되어, 강압모드에서 상기 고전압단의 전압을 강압하여 상기 저전압단으로 전송하는 단방향 컨버터를 포함하는 양방향 절연형 대용량 DC-DC 컨버터를 제어하는 방법으로,
    강압모드에서 상기 고전압단의 전압을 강압하여 저전압단으로 전송하기 위하여 상기 양방향 컨버터와 상기 단방향 컨버터를 동시 병렬 운전하여 이들 두 컨버터의 합산 출력 전력을 상기 저전압단으로 전송하고;
    승압모드에서 상기 저전압단의 전압을 승압하여 고전압단으로 전송하기 위하여 상기 양방향 컨버터를 승압 동작시키고 상기 단방향 컨버터를 비활성하는 것을 포함하는 양방향 절연형 대용량 DC-DC 컨버터 제어방법.
  9. 제8항에 있어서, 강압모드에서 상기 양방향 컨버터는
    고전압단 전압에 대해 위상 천이(phase-shift) 풀브리지 스위칭 동작을 수행하고;
    상기 위상 천이 풀브리지 스위칭 동작에 의해 스위칭된 전압을 강하하여 고전압단과 저전압단의 전기적 절연 상태에서 출력하고;
    상기 출력된 전압에 대해 동기 정류 방식 스위칭을 수행하여 저전압단에 제공하는 것을 포함하는 양방향 절연형 대용량 DC-DC 컨버터 제어방법.
  10. 제8항에 있어서, 승압모드에서 상기 양방향 컨버터는
    저전압단 전압에 대해 능동 클램프 풀브리지 스위칭 동작을 수행하고;
    상기 능동 클램프 풀브리지 스위칭 동작에 의해 스위칭된 전압을 승압하여 고전압단과 저전압단의 전기적 절연 상태에서 출력하고;
    상기 출력된 전압에 대해 풀브리지 정류 방식 스위칭을 수행하여 고전압단에 제공하는 것을 포함하는 양방향 절연형 대용량 DC-DC 컨버터 제어방법.
  11. 제8항에 있어서, 상기 양방향 컨버터는
    강압모드에서, 고전압단 전압에 대해 위상 천이(phase-shift) 풀브리지 스위칭 동작을 수행하여; 상기 위상 천이 풀브리지 스위칭 동작에 의해 스위칭된 전압을 강압하여 고전압단과 저전압단의 전기적 절연 상태에서 출력하여; 이 출력된 전압에 대해 동기 정류 방식 스위칭을 수행하여 저전압단에 제공하고,
    승압모드에서, 저전압단 전압에 대해 능동 클램프 풀브리지 스위칭 동작을 수행하여; 상기 능동 클램프 풀브리지 스위칭 동작에 의해 스위칭된 전압을 승압하여 고전압단과 저전압단의 전기적 절연 상태에서 출력하여; 이 출력된 전압에 대해 풀브리지 정류 방식 스위칭을 수행하여 고전압단에 제공하는 것을 포함하는 양방향 절연형 대용량 DC-DC 컨버터 제어방법.
  12. 제8항에 있어서, 강압모드에서 상기 단방향 컨버터는
    고전압단 전압에 대해 능동 클램프 포워드 컨버젼 스위칭 동작을 수행하고;
    상기 능동 클램프 포워드 컨버젼 스위칭 동작에 의해 스위칭된 전압을 강압하여 고전압단과 저전압단의 전기적 절연 상태에서 출력하고;
    상기 출력된 전압에 대해 동기 정류 방식 스위칭을 수행하여 저전압단에 제공하는 것을 포함하는 양방향 절연형 대용량 DC-DC 컨버터 제어방법.
  13. 제8항에 있어서, 강압모드에서, 상기 양방향 컨버터의 전력반도체 스위칭 주기를 상기 단방향 컨버터의 전력반도체 스위칭 주기의 2배로 제어하는 것을 특징으로 하는 양방향 절연형 대용량 DC-DC 컨버터 제어방법.
  14. 제8항에 있어서, 강압모드에서, 상기 양방향 컨버터의 전력반도체 스위칭 시작 시점을 상기 단방향 컨버터의 전력반도체 스위칭 시작 시점과 상이하게 제어하는 것을 특징으로 하는 양방향 절연형 대용량 DC-DC 컨버터 제어방법.
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