JP2009124861A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】出力トランスの構造を変更することなくコモンモード電流を打ち消し可能とする。
【解決手段】 出力トランス回路部２２は、絶縁配置された１次巻線と２次巻線を含む同一構造をもつ偶数個の出力トランス２２−１〜２２−４を有し、偶数個の出力トランスの１次巻線２４−１〜２４−４を、交流的安定電位３４の位置に対して巻き位置を対称に配置して直列接続する。インバータ回路は、出力トランス回路部の電源側とグランド側に配置したＭＯＳ−ＦＥＴ１８，２０を交互にオン、オフ制御する。出力トランス２２−１，２２−２の等価容量を介して１次側から２次側へ流れるコモンモード電流を、対称位置の他方に配置している出力トランス２２−３，２２−４の等価容量を介して２次側から１次側へ流れるコモンモード電流として回収し、接地コンデンサＣ２，Ｃ３に流れるコモンモード電流を打消す。
【選択図】 図２

Description

本発明は、絶縁構造を有する出力トランスを用いたスイッチング電源装置に閲する。

従来、この種のスイッチング電源装置におけるコモンモード電流を打消すための回路構成としては例えば図１０に示すものがある。

図１０のスイッチング電源装置は、交流入力を行う電源端子１１０ａとグランド端子１１０ｂ、ラインフィルタ回路１１２、全波整流を行うダイオードブリッジ１１５４、入力コンデンサＣ１、ドライブ回路１１６と一対のＭＯＳ−ＦＥＴ１８，１２０を備えたインバータ回路１１４、絶縁構造を持つ１次巻線１２４と２次巻線１２６を備えた出力トランス１２２、整流平滑回路１２８、安定化した直流電圧を負荷に供給する電源出力端子１３０ａとグランド端子１３０ｂで構成される。

これに加え、コモンモード電流を打消すための回路として、１次側のインバータ回路１１４のグランド線と大地に設置接続するＦＧ端子として知られた接地端子１３２に対する接地線の間に接地コンデンサＣ２を接続し、また２次側の整流平滑回路のグランド線と接地線との間に接地コンデンサＣ３を接続している。

このようなスイッチング電源装置の回路において、接地コンデンサＣ２，Ｃ３に流れるコモンモード電流ｉｃを打ち消すためには、インバータ回路１１４のＭＯＳ−ＦＥＴ１１８がオン状態になったときに、出力トランス１２２の等価容量Ｃａを介して１次側から２次側へ流れ込むコモンモード電流ｉａと、ＭＯＳ−ＦＥＴ１２０がオン状態になったときに、等価容量Ｃｂを介して２次側から１次側へ流れこむコモンモード電流ｉｂを等しくする必要がある。

そのためには、出力トランス１２２の１次巻線１２４から２次巻線１２６に形成されている等価容量ＣａとＣｂの問に、Ｃａ≒Ｃｂの関係が成り立つように調整する必要がある。

この関係を実現するためには、トランス内部構造に等価容量を等しくするための打消し巻線を設けたり、静電シールドを配置するなどの工夫が必要となる。
特開平１０−５２０３６号公報 特開２００１−２５２４２号公報 特開２０００−３４１９５１号公報

しかしながら、このような従来のコモンモード電流を打ち消す方法にあっては出力トランス１２２の１次巻線１２４から２次巻線１２６に形成されている等価容量ＣａとＣｂの問にＣａ≒Ｃｂの関係を実現するために、出力トランス内部に、１次側から２次側へ流れ込んだ電流を２次側から１次側に戻すための巻線が必要になったりして、トランス構造が複雑化するという問題がある。

また、Ｃａ≒Ｃｂの関係を実現するために設計作業に手間がかかり、設計工数が長くなるという問題がある。

また、2次側から1次側へ戻すために巻いた巻線や静電シールドが、出力トランス内部の磁束と鎖交してうず電流が流れて損失が増加するという問題もある。

更に、Ｃａ≒Ｃｂの関係を優先させることで他の特性が犠牲になる。具体的には低損失化を優先した構造、小型化を優先した構造、巻線同士の結合を上げるという構造を優先させることができないため、損失が増大したり、大型化したり、結合の悪い出力トランスになったりするという問題がある。

本発明は、出力トランスの構造を変更することなくコモンモード電流を打ち消し可能とするスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本発明はスイッチング電源を提供するものであり、
絶縁配置された１次巻線と２次巻線を含む同一構造をもつ偶数個の出力トランスを有し、偶数個の出力トランスの１次巻線を、交流的安定電位の位置に対して巻き位置を対称に配置して直列接続した出力トランス回路部と、
直列接続した１次巻線の一端と電源線及び直列接続した１次巻線の他端とグランド線との間の各々にスイッチング素子を挿入接続して交互にオン、オフ制御するインバータ回路と、
偶数個の出力トランスの２次巻線から交流出力を個別に平滑整流した後に合成して負荷に直流電力を供給する整流平滑回路部と、
を備えたことを特徴とする。

本発明は、更に、インバータ回路のグランド線と接地線の間に接続されてコモンモード電流を流す第１接地コンデンサと、
整流平滑回路部の出力側グランド線と接地線の間に接続されてコモンモード電流を流す第２接地コンデンサと、
を備えたことを特徴とする。

ここで、インバータ回路及び平滑整流回路部は、出力トランス回路部の交流的安定電位から対称に偶数個の出力トランスを配置可能なシングルフォワード・インバータ回路、フルブリッジ・インバータ回路又はフライバック・インバータ回路を含む回路構成を備える。

平滑整流回路部は、偶数個の出力トランスの２次側の各々に整流平滑回路を接続し、各整流平滑回路に設けた整流用のダイオードを、出力トランス回路部の交流的安定電位の位置に対して対称に配置する。

平滑整流回路部は、偶数個の整流平滑回路の出力を並列接続して負荷に直流電力を供給する。また、平滑整流回路部は、偶数個の整流平滑回路の出力を直列接続して負荷に直流電力を供給するようにしてもよい。

本発明によれば、同一構造をもつ偶数個の出力トランスを、１次巻線を直列接続した中の交流的安定電位となる位置に対して巻き位置を対称となるように配置することで、対称位置の一方に配置している出力トランスの等価容量を介して１次側から２次側へ流れるコモンモード電流を、対称位置の他方に配置している出力トランスの等価容量を介して２次側から１次側へ流れるコモンモード電流として回収することができ、コモンモード電流は接地コンデンサを介せずに偶数個の出力トランス間で流れ、接地コンデンサに流れるコモンモード電流を完全に打消すことができる。

このように同一構成の出力トランスを偶数個配置するだけで、接地コンデンサを流れるコモンモード電流を打ち消すことで雑音端子電圧を低減し、雑音端子電圧を低減するために設けているラインフィルタ回路を小型化し、ラインフィルタ回路の損失を低減できるとともに、設置面積を小さくすることができる。

また、接地コンデンサの容量を減らすことができるので漏洩電流を小さくすることができる。

また、出力トランスの１次側から２次側への等価容量を小さくするための対策として打消し巻線を設けたり、静電シールドを設けたりしなくてもよくなるため、損失を低減したり、小型化したり、巻線同士の結合を上げるということを優先させた出力トランスを設計することができ、全体としてスイッチング電源装置の特性を向上させることができる。

また、基板で巻線を構成している出力トランスの場合、偶数個の出力トランスを実装するには、基板にコアを取り付けるだけで本発明の出力トランス回路部を簡単に構成することができる。

また同一構造の出力トランスで偶数個使用することによって、基板に対する挿入ミスの心配がなく、出力トランスの発注や在庫管理のメリットも大きく、更に、出力トランス同士のばらつきも小さくなり、安定した打消し動作が得られる。

図１は本発明によるスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図である。図１において、本実施形態のスイッチング電源装置は、ＡＣ電源が入力される電源入力端子１０ａとグランド入力端子１０ｂに続いてラインフィルタ回路１２を設けている。

ラインフィルタ回路１２は、例えば電源入力端子１０ａからの電源線とグランド入力端子１０ｂからのグランド線との間に、トロイダルコイルコアに銅線を巻いて形成した低域のコモンモードノイズを減衰させるコモンモードチョークコイル、コモンモードチョークコイルの入力側及び出力側のライン間に接続されたＸコンデンサ（アクロス・ザ・ラインコンデンサ）、及び高域のコモンモードノイズとノーマルモードノイズを減衰させるための出力側の電源線とグランド線間に接続されたＹコンデンサ（ラインバイパスコンデンサ）を備えている。

ラインフィルタ回路１２に続いては交流電源を全波整流するダイオードブリッジ１５が設けられる。ダイオードブリッジ１５に続いては入力コンデンサＣ１が設けられる。

続いてインバータ回路１４が設けられる。インバータ回路１４は、ドライブ回路１６と出力トランス回路部２２の電源側とグランド側のそれぞれに配置したスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ１８，２０から構成される。

本実施形態のインバータ回路１４としては、後の説明で明らかにするように、出力トランス回路部２２に対し電源側とグランド側にスイッチング素子を配置することのできるフライバック・インバータ、フォワード・インバータまたはフルブリッジ・インバータなどを使用する。

ドライブ回路１６は負荷に対する出力電圧を所定電圧に安定化させるようにＭＯＳＦＥＴ１８，２０をオン、オフ制御し、この場合、負荷に対する出力電圧をフォトカプラなどのアイソレーション回路を介して検出入力しているが、この点についての図示は省略している。

インバータ回路１４に続いては出力トランス回路部２２が設けられる。本実施形態の出力トランス回路部２２は、同一構造を持つ偶数個、本実施形態にあっては４個の出力トランス２２−１〜２２−４を有し、出力トランス２２−１〜２２−４のそれぞれは絶縁配置された１次巻線２４−１〜２４−４と２次巻線２６−１〜２６−４を持ち、１次巻線２４−１〜２４−４を交流的安定電位３４の位置に対し、巻き位置を対称に配置して直列接続している。

即ち出力トランス２２−１〜２２−４は、その１次巻線２４−１〜２４−４及び２次巻線２６−１〜２６−４のそれぞれにドットで示す極性を持っており、交流的安定電位３４の位置に対し、１次巻線２４−１〜２４−４の極性を示すドットの位置が対称となるように配置している。

出力トランス２２−１〜２２−４に続いては整流平滑回路２８−１〜２８−４が設けられる。整流平滑回路２８−１〜２８−４は整流用のダイオードと平滑用のコンデンサを備えているが、その具体的な回路構成は、インバータ回路１４におけるフライバック方式、フォワード方式、あるいはフルブリッジ方式により、異なった回路構成を取る。

整流平滑回路２８−１〜２８−４の出力は並列接続され、負荷に直流電源を供給する電源出力端子３０ａとコモン出力端子３０ｂに接続されている。

更に、出力トランス回路部２２の１次側となるインバータ回路１４のグランドラインと大地に接地接続する接地端子３２からの接地線との間に、コモンモード電流を流すための接地コンデンサ（第１接地コンデンサ）Ｃ２を接続し、更に出力トランス回路部２２の２次側となるコモン出力端子３０ｂに接続しているグランド線と接地線との間に同じくコモンモード電流を流す接地コンデンサ（第ふ接地コンデンサ）Ｃ３を接続している。

図２は図１の出力トランス回路部２２をインバータ側のＭＯＳＦＥＴ及び整流平滑回路と共に取り出して、コモンモード電流の打消し動作を示した回路ブロック図である。

本実施形態の出力トランス回路部２２に設けている４台の出力トランス２２−１〜２２−４は、同一構造の出力トランスである。出力トランス２２−１〜２２−４は、１次巻線２４−１〜２４−４と２次巻線２６−１〜２６−４のそれぞれの間に、トランス構造に起因した等価容量Ｃａ１とＣｂ１、Ｃａ２とＣｂ２、Ｃａ３とＣｂ３及びＣａ４とＣｂ４をそれぞれ持っており、各トランスは同一構造であることから、これらの等価容量はトランス間でほぼ同一の容量となっている。

即ち、同じ出力トランス２２−１〜２２−４を用いることで等価容量の関係を
Ｃａ１＝Ｃａ２＝Ｃａ３＝Ｃａ４
Ｃｂ１＝Ｃｂ２＝Ｃｂ３＝Ｃｂ４
となる関係が自動的に実現できている。

出力トランス２２−１〜２２−４は、交流的安定電位３４に対し対称に配置して接続しているため、インバータ回路１４のＭＯＳＦＥＴ１８，２０の交互のオンオフ動作に伴って印加される電圧も、交流的安定電位３４に対し対称に印加される。

このため、同じ容量のコンデンサＣａ１，Ｃａ２，Ｃａ３，Ｃａ４並びにＣｂ１，Ｃｂ２，Ｃｂ３，Ｃｂ４について、同じ交流電圧が印加されると、
Ｉ＝ωＣＶ
によって流れる交流電流が同じ値になることが分かる。

即ち、出力トランス２２−１の等価容量を流れる電流の間には
ｉａ１＝ｉａ４
ｉａ２＝ｉａ３
ｉｂ１＝ｉｂ４
ｉｂ２＝ｉｂ３
の関係が成立する。

ここでＭＯＳＦＥＴ１８がオンし、同時にＭＯＳＦＥＴ２０がオフしているタイミングにあっては、図示のように出力トランス２２−１〜２２−２の等価容量Ｃａ１，Ｃｂ２，Ｃａ２，Ｃｂ２のそれぞれを通って、１次側から２次側に電流ｉａ１，ｉｂ１，ｉａ２，ｉｂ２が流れる。

一方、交流的安定電位３４に対し対称位置にある出力トランス２２−３，２２−４については、等価容量Ｃａ３，Ｃｂ３，Ｃａ４，Ｃｂ４を介して２次側から１次側に電流ｉａ３，ｉｂ３，ｉａ４，ｉｂ４が流れる。

即ち、出力トランス２２−１，２２−２において、１次側から２次側に流れるコモンモード電流を接地コンデンサＣ２，Ｃ３を介することなく、交流的安定電位３４に対し対称位置にある出力トランス２２−３，２２−４の２次側から１次側に回収することができるため、それらの合成電流は理論的にはゼロとなる。

この出力トランス回路部２２に流れたコモンモード電流の合成電流は、２次側の接地コンデンサＣ３を流れてコモンモード電流ｉｃとなり、接地端子３２で測定すると雑音端子電圧として測定される。

本実施形態にあっては、このコモンモード電流ｉｃがゼロとなるため、接地端子３２で測定しても雑音端子電圧はゼロで、測定されず、コモンモード電流がほぼ完全に打ち消された状態を作り出すことができる。

もちろん実際の回路にあっては、同一構造であっても出力トランス２２−１〜２２−４の間には若干のばらつきがあり、それぞれの等価容量が必ずしも同じにならないが、この程度のわずかなばらつきで生ずる合成電流はごく僅かであり、結果としてコモンモード電流ｉｃをごく小さな電流に抑え込むことができる。

図３は本実施形態のインバータ回路としてフライバック・インバータ回路を使用した場合の整流平滑回路の回路構成を示した回路ブロック図である。

図３において、フライバック・インバータ回路１４−１は出力トランス回路部２２に対し、電源側とアース側のそれぞれにＭＯＳＦＥＴ１８，２０を配置して、交流的安定電位３４を作り出すことができる。

このフライバック・インバータ回路１４−１に対し、交流的安定電位３４に対し対称配置した出力トランス２２−１〜２２−４の２次側に設けた整流平滑回路２８−１〜２８−４は、それぞれダイオードとコンデンサからなるＤ１１とＣ１１、Ｄ１２とＣ１２、Ｄ１３とＣ１３、及びＤ１４とＣ１４を備えている。

この整流平滑回路２８−１〜２８−４の整流用のダイオードと平滑用のコンデンサの配置についても、出力トランス２２−１〜２２−４と同様、交流的安定電位３４に対し対称となるように配置している。

具体的には、出力トランス２２−１〜２２−４の極性を示すドットが付されたラインに整流用のダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４をそれぞれ配置することで、対称な回路構成としている。

この図３の整流平滑回路２８−１〜２８−４に示すように、整流用のダイオードと平滑用のコンデンサからなる回路につき、交流的安定電位３４につき対称となるように配置することで、図２に示した出力トランス２２−１〜２２−４の等価容量Ｃａ１〜Ｃａ４，Ｃｂ１〜Ｃｂ４に印加する交流電圧の対称化を、より高精度に実現することができ、これによって対称配置に伴う等価容量を流れる電流の合成電流をゼロとするための回路精度を高めることができる。

ここでフライバック・インバータ回路１４−１にあっては、例えば出力トランス２２−１を例に取ると、ＭＯＳＦＥＴ１８がオンのとき出力トランス２２−１にエネルギを蓄積し、ＭＯＳＦＥＴ１８がオフのときダイオードＤ１１を通じてエネルギを負荷に供給する。この負荷に対するエネルギの供給は、コンデンサＣ１１の放電によってエネルギを負荷に供給するため、比較的容量の大きなコンデンサが必要となる。

図４はフライバック・インバータ回路１４−１に対応した他の整流平滑回路を示した回路ブロック図である。図４の整流平滑回路２８−１〜２８−４にあっては、図３とは逆に、出力トランス２２−１〜２２−４の２次巻線２６−１〜２６−４について示した極性を示すドットとは反対側のラインに整流用のダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４を接続することで、交流的安定電位３４に対し整流平滑回路を上下に対称に配置している。

このような整流平滑回路のダイオードの対称配置についても、図３の実施形態と同様、図２の出力トランス２２−１〜２２−４の等価容量Ｃａ１〜Ｃａ４、Ｃｂ１〜Ｃｂ４に加わる交流電圧を対称化する精度を高め、それぞれに加わる交流電圧を同じにして、等価容量に流れる交流電流を同じにすることができる。

図５は本実施形態のインバータ回路としてフォワード・インバータ回路１４−２を用いた場合の整流平滑回路の回路構成を示した回路ブロック図である。

インバータ回路としてフォワード・インバータ回路１４−２を使用した場合にも、出力トランス回路部２２の電源側とグランド側のそれぞれにＭＯＳＦＥＴ１８，２０を対称に配置してスイッチング制御を行うことができる。

フォワード・インバータ回路１４−２において、出力トランス２２−１〜２２−４の２次側に設ける整流平滑回路２８−１〜２８−４は、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４，Ｄ２１〜Ｄ２４、チョークコイルＬ１１〜Ｌ１４、及びコンデンサＣ１１〜Ｃ１４で構成される。

このようなフォワード・インバータ回路１４−２の整流平滑回路２８−１〜２８−４について、本実施形態にあっては、整流平滑回路２８−１．２８−２に対し、整流平滑回路２８−３，２８−４が１次側の交流的安定電位３４に対し上下に対称となるように配置している。

即ち、出力トランス２２−１〜２２−４の２次巻線２６−１〜２６−４の極性を示すドットが付されたライン側にダイオードＤ１１〜Ｄ１４とチョークコイルＬ１１〜Ｌ１４を交流的安定電位３４に対し対称配置となるように接続し、更にダイオードＤ２１〜Ｄ２４を交流的安定電位３４に対し対称配置となるように接続している。

このように整流平滑回路２８−１〜２８−４についても交流的安定電位３４に対し対称となるように回路配置することで、出力トランス２２−１〜２２−４のそれぞれの等価容量に加わる交流電圧を同じにして、等価容量に流れる交流電流を同じにする精度を高めることができる。

ここでフォワード・インバータ回路１４−２にあっては、例えば出力トランス２２−１側を例に取ると、ＭＯＳＦＥＴ１８がオンしたときにダイオードＤ１１が導通して負荷に電流を流し、ＭＯＳＦＥＴがオフしたときはチョークコイルＬ１１に蓄積されたエネルギをダイオードＤ１２を通して負荷に供給する。このため、図３及び図４に示したフライバック・インバータ回路１４−１に比べるとコンデンサＣ１１の容量を小さくすることができる。

図６はフォワード・インバータ回路１４−２に対応した整流平滑回路の他の実施形態を示した回路ブロック図である。図６の実施形態の整流平滑回路２８−１〜２８−４にあっては、出力トランス２２−１〜２２−４の２次巻線２６−１〜２６−４について示した極性を示すドットが付いたラインとは反対側のラインに、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４及びチョークコイルＬ１１〜Ｌ１４を接続し、これに対応してダイオードＤ２１〜Ｄ２４を接続したことを特徴とする。

この場合にも１次側の交流的安定電位３４に対し整流平滑回路２８−１，２８−２と整流平滑回路２８−３，２８−４が対称の回路配置を持つことになり、フォワード・インバータ回路１４−２のスイッチング動作に伴う出力トランス２２−１〜２２−４のそれぞれに加わる交流電圧を同一にして等価容量に流れる電流を同一にし、これによって合成電流をゼロとして、２次側の接地コンデンサＣ３に流れるコモンモード電流ｉｃをゼロとすることができる。

図７は整流平滑回路の出力を直列接続した他の実施形態を示した回路ブロック図である。図７において、インバータ回路１４及び出力トランス回路部２２は図１の実施形態と同じであるが、整流平滑回路２８−１〜２８−４につき、その出力側を負荷に対する電源出力端子３０ａとコモン出力端子３０ｂとの間に直列に接続している。これによって、負荷に対し４つの整流平滑回路２８−１〜２８−４で発生した直流電圧を加算した電圧を供給することができる。

この場合にも、ＭＯＳＦＥＴ１８，２０、出力トランス２２−１〜２２−４、更に整流平滑回路２８−１〜２８−４のそれぞれが、交流的安定電位３４に対し図示の状態で上下に対称配置された回路構成を持ち、インバータ回路１４のスイッチング動作に伴う出力トランス２２−１〜２２−４に加わる交流電圧が同一で、１次側と２次側の等価容量に流れる電流を同じにし、その合成電流をゼロとすることで、２次側の接地コンデンサＣ３に流れるコモンモード電流ｉｃをゼロとして打ち消すことができる。

図７の整流平滑回路２８−１〜２８−４の出力を直列接続する構成は、図３及び図４のフライバック・インバータ回路１４−１の場合、図５及び図６のフォワード・インバータ回路１４−２の場合についても、同様に適用可能である。

図８はフルブリッジ・インバータ回路を用いた他の実施形態を示した回路図である。図８のフルブリッジ・インバータ回路１４−３にあっては、出力トランス回路部２２に対しＭＯＳＦＥＴ１８−１，１８−２とＭＯＳＦＥＴ２０−１，２０−２を配置することでフルブリッジ回路を構成している。

即ち、ＭＯＳＦＥＴ１８−１，１８−２の同時オンで、出力トランス２２−１〜２２−４の直列接続された１次巻線２４−１〜２４−２に左から右側に電流を流し、次にＭＯＳＦＥＴ２０−１，２０−２を同時にオンし、直列接続した１次巻線２４−１〜２４−２に逆に右から左側に電流を流し、これを繰り返す。

出力トランス２２−１〜２２−４は、直列接続した１次巻線２４−１〜２４−４の交流的安定電位３４に対し、図示の回路図においては左右対称となるように配置される。

これによって、フルブリッジ・インバータ回路１４−３のスイッチング動作に伴う出力トランス２２−１〜２２−４に加わる交流電圧を同一とし、それぞれの等価容量を流れる電流を同じにし、その合成電流をゼロとして、２次側の接地コンデンサＣ３に流れるコモンモード電流ｉｃをゼロに打ち消すことができる。

図９は図８のフルブリッジ・インバータ回路１４−３における整流平滑回路２８−１〜２８−４の具体的な回路構成を示した回路ブロック図である。

図９において、フルブリッジ・インバータ回路１４−３に対応した整流平滑回路２８−１〜２８−４は、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４、ダイオードＤ２１〜Ｄ２４、チョークコイルＬ１１〜Ｌ１４及びコンデンサＣ１１〜Ｃ１４で構成されており、２次巻線２６−１〜２６−２につき、極性を示すドット側にダイオードＤ１１〜Ｄ１４及びダイオードＤ２１〜Ｄ２４、更にチョークコイルＬ１１〜Ｌ１４を接続し、交流的安定電位３４に対し、整流平滑回路２８−１，２８−２と整流平滑回路２８−３，２８−４が、この場合には左右対称となるように配置されている。

なお、上記の実施形態にあっては、インバータのスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを例に取るものであったが、他のスイッチング素子であってもよい。

また上記の実施形態は出力トランス回路部に設ける出力トランスの数として４個とした場合を例にとるものであったが、これ以外に出力トランスの数は偶数個であればよく、例えば２個あるいは６個としても良い。

この場合、出力トランスの数が増えると、同一容量であればそれぞれの出力トランスは小型化できるが、あまり数が多くなると回路実装上問題があることから、出力トランスの最大数はある値に制約される。

また本実施形態で使用する出力トランスとしては、コアに１次巻線と２次巻線を絶縁構造で配置した通常のトランス構造はもちろんのこと、回路基板上にコイルを導体パターンで形成し、そこにコアを実装する平面実装型の出力トランス構造であってもよく、同一構造であれば適宜のトランス構造をそのまま適用できる。

また本発明は、交流的安定電位点に対して出力トランスの１次巻線を並列に接続したものを直列接続するようにしても良い。

また上記の実施形態は接地コンデンサＣ２、Ｃ３を備えているが、接地コンデンサＣ２、Ｃ３を無くしたスイッチング電源装置としても良く、この場合にも有効にノイズ低減効果が得られる。

また本発明は、その目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含み、更に上記の実施形態に示した数値による限定は受けない。

本発明によるスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図 図１の出力トランス回路部を取り出してコモンモード電流の打ち消し動作を示した回路ブロック図 フライバック・インバータ回路に対応した平滑整流回路を備えた本実施形態の出力トランス回路部を示した回路ブロック図 フライバック・インバータ回路に対応した別の平滑整流回路を備えた本実施形態の出力トランス回路部を示した回路ブロック図 フォワード・インバータ回路に対応した平滑整流回路を備えた本実施形態の出力トランス回路部を示した回路ブロック図 フォワード・インバータ回路に対応した別の平滑整流回路を備えた本実施形態の出力トランス回路部を示した回路ブロック図 整流平滑回路の出力を直列接続した他の実施形態を示した回路ブロック図 フルブリッジ・インバータ回路を用いた他の実施形態を示した回路ブロック図 図８のフルブリッジ・インバータ回路における整流平滑回路部の実施形態を示した回路ブロック図 従来のスイッチング電源装置におけるコモンモード電流の打ち消し動作を示した回路ブロック図

符号の説明

１０ａ：電源入力端子
１０ｂ：グランド入力端子
１２：ラインフィルタ回路
１４：インバータ回路
１４−１：フライバック・インバータ回路
１４−２：フォワード・インバータ回路
１４−３：フルブリッジ・インバータ回路
１５：ダイオードブリッジ
１６：ドライブ回路
１８，２０：ＭＯＳＦＥＴ
２２：出力トランス回路部
２２−１〜２２−４：出力トランス
２４−１〜２４−４：１次巻線
２６−１〜２６−４：２次巻線
２８−１〜２８−４：整流平滑回路
３０ａ：電源出力端子
３０ｂ：コモン出力端子
３２：接地端子
３４：交流的安定電位点

Claims (6)

1. 絶縁配置された１次巻線と２次巻線を含む同一構造をもつ偶数個の出力トランスを有し、前記偶数個の出力トランスの１次巻線を、交流的安定電位の位置に対して巻き位置を対称に配置して直列接続した出力トランス回路部と、
   前記直列接続した１次巻線の一端と電源線及び前記直列接続した１次巻線の他端とグランド線との間の各々にスイッチング素子を挿入接続して交互にオン、オフ制御するインバータ回路と、
   前記偶数個の出力トランスの２次巻線から交流出力を個別に平滑整流した後に合成して負荷に直流電力を供給する整流平滑回路部と、
   を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
   
2. 請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、更に、
   前記インバータ回路のグランド線と前記接地グランド線の間に接続されてコモンモード電流を流す第１接地コンデンサと、
   前記整流平滑回路部の出力側グランド線と接地グランド線の間に接続されてコモンモード電流を流す第２接地コンデンサと、
   を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
   
3. 請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、前記インバータ回路及び平滑整流回路部は、前記出力トランス回路部の交流的安定電位から対称に偶数個の出力トランスを配置可能なシングルフォワード・インバータ回路、フルブリッジ・インバータ回路又はフライバック・インバータ回路を含む回路構成を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
   
4. 請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、前記平滑整流回路部は、前記偶数個の出力トランスの２次側の各々に整流平滑回路を接続し、各整流平滑回路に設けた整流用のダイオードを、前記出力トランス回路部の交流的安定電位の位置に対して対称に配置したことを特徴とするスイッチング電源装置。
   
5. 請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、前記平滑整流回路部は、前記偶数個の整流平滑回路の出力を並列接続して負荷に直流電力を供給することを特徴とするスイッチング電源装置。
   
6. 請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、前記平滑整流回路部は、前記偶数個の整流平滑回路の出力を直列接続して負荷に直流電力を供給することを特徴とするスイッチング電源装置。

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